JP2010142022A

JP2010142022A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2010142022A
Application number: JP2008315790A
Authority: JP
Inventors: Tetsuya Kojima; 鉄也小島; Yoshihiko Kanehara; 義彦金原; Masato Ito; 正人伊藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-12-11
Filing date: 2008-12-11
Publication date: 2010-06-24

Abstract

【課題】簡易な構成で確実に三相電流を検出することができる電力変換装置を得る。
【解決手段】電流指令と電流検出器４が検出した電流から、第一の電圧指令作成部７により第一の電圧指令が演算される。第二の電圧指令は、予め用意した各相間が所定間隔以上で周期的に変化する指令である。ＰＷＭ制御部９では、第一と第二の電圧指令を交互に用いて、インバータ主回路の半導体スイッチング素子を駆動するゲート信号を作成する。第一の電圧指令は、通常のＰＷＭで使用する三相で位相が１２０度ずつずれた交流波形である。第二の電圧指令の各相の電圧指令が所定間隔以上あるので、電流検出期間が確実に確保されるので、電流演算部１０において第二の電圧指令によるＰＷＭ信号と直流電流ｉｄｃから、三相電流を確実に演算できる。例えば、半導体スイッチング素子５ｙだけがオンしているときの直流電流ｉｄｃをＶ相電流とする。
【選択図】図１

Description

この発明は、複数のスイッチング手段、例えば半導体スイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

電力変換装置としての三相インバータ（以下、単にインバータと称する）において三相の電流を検出するには、三相のうち二相に電流検出装置を設けてそれら二相の電流を検出し、三相電流の和がゼロであることを利用して残りの一相の電流を演算することにより、三相電流を検出する方法が一般的であった。

しかしながら、二つの電流検出装置を設けるのはコストと体積が増加するため、インバータの直流母線に電流検出装置を一つ設けて、母線電流とインバータの半導体スイッチング素子のスイッチング状態とから三相電流を再生する方法が開発された。具体的には、異なる二つの相電流が母線電流に流れるスイッチングパターンにおいて電流を検出すれば、三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を検出することができる。しかし、上記の方法において三相電圧指令が小さくその差が小さい場合は、スイッチングパターンの継続時間が短くなり、検出が困難になる。

そこで、スイッチング周期前半において三相電圧指令の位相差が電流を検出するのに十分な大きさになるよう補正し、スイッチング周期後半において、前半と後半の電圧指令の平均が元の電圧指令と等しくなるように補正する方法が開発された（例えば、特許文献１参照）。

特開２００１−３２７１７３号公報（段落番号００１６〜００２９及び図１）

従来の電力変換装置は以上のように構成され、スイッチング半周期毎に電圧指令を補正するために高性能なＰＷＭ信号生成手段、例えばマイクロコンピュータが必要であった。
この発明は、簡易な構成で確実に電流を検出することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置においては、
電圧指令作成部とＰＷＭ制御部とインバータ主回路と相電流算出部とを有し、モータを駆動する電力変換装置であって、
電圧指令作成部は、第一及び第二の電圧指令作成手段を有し、第一の電圧指令作成手段はモータを所望の状態に制御するための電流指令とモータの相電流とに基づいて三相の第一の電圧指令を作成し、第二の電圧指令作成手段は三相で各相間の差が所定値以上でかつ周期的に変化する第二の電圧指令を作成するものであり、
ＰＷＭ制御部は、第一の電圧指令に基づいた第一のＰＷＭ信号と第二の電圧指令に基づいた第二のＰＷＭ信号とを交互に出力するものであり、
インバータ主回路は、直流母線を介して直流電源に接続される複数のスイッチング手段を有し、第一及び第二のＰＷＭ信号に基づいてスイッチング手段を開閉制御して直流電源の直流電力を三相交流電力に変換してモータを駆動するものであり、
相電流算出部は、電流センサと相電流演算手段とを有し、電流センサは直流母線に流れる直流母線電流を検出するものであり、相電流演算手段は直流母線電流と第二のＰＷＭ信号とに基づいて相電流を演算するものである。

この発明は、
電圧指令作成部とＰＷＭ制御部とインバータ主回路と相電流算出部とを有し、モータを駆動する電力変換装置であって、
電圧指令作成部は、第一及び第二の電圧指令作成手段を有し、第一の電圧指令作成手段はモータを所望の状態に制御するための電流指令とモータの相電流とに基づいて三相の第一の電圧指令を作成し、第二の電圧指令作成手段は三相で各相間の差が所定値以上でかつ周期的に変化する第二の電圧指令を作成するものであり、
ＰＷＭ制御部は、第一の電圧指令に基づいた第一のＰＷＭ信号と第二の電圧指令に基づいた第二のＰＷＭ信号とを交互に出力するものであり、
インバータ主回路は、直流母線を介して直流電源に接続される複数のスイッチング手段を有し、第一及び第二のＰＷＭ信号に基づいてスイッチング手段を開閉制御して直流電源の直流電力を三相交流電力に変換してモータを駆動するものであり、
相電流算出部は、電流センサと相電流演算手段とを有し、電流センサは直流母線に流れる直流母線電流を検出するものであり、相電流演算手段は直流母線電流と第二のＰＷＭ信号とに基づいて相電流を演算するものであるので、
簡易な構成で確実に三相電流を検出することができる。

実施の形態１．
図１〜図７は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は電力変換装置の構成を示す構成図、図２は第一の電圧指令を示す説明図、図３は第二の電圧指令を示す説明図、図４（ａ）は図１におけるＰＷＭ制御部の動作を示す説明図、図４（ｂ）は図４（ａ）の部分拡大図、図５はＰＷＭ制御部の変形例の動作を示す説明図、図６及び図７はそれぞれ第二の電圧指令の変形例を示す説明図である。なお、ＰＷＭ制御部は、パルス幅変調（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御部のことである。

図１において、直流電源１に平滑コンデンサ２が並列に接続されている。直流電源１には、モータ３がインバータ主回路６を介して接続されている。また、電流検出器４が直流電源１とインバータ主回路６との間に設けられている。インバータ主回路６は、スイッチング手段としての半導体スイッチング素子５ｕ，５ｖ，５ｗ，５ｘ，５ｙ，５ｚが三相ブリッジ回路に接続されて構成され、直流母線１８を介して直流電源１に接続されている。直流母線１８の一方側に電流検出器４が設けられている。電力変換装置１１は、電流センサとしての電流検出器４、インバータ主回路６、電圧指令作成部としての第一の電圧指令作成手段７及び第二の電圧指令作成手段８、ＰＷＭ制御部９及び相電流演算手段としての相電流演算部１０により構成される。電流検出器４と相電流演算部１０とにより相電流算出部を構成している。

次に、動作について説明する。
図１において、モータ３に対する周波数指令やトルク指令などを所望の値にすなわちモータ３を所定の状態に制御するための電流指令と電流検出器４によって検出された直流電流ｉｄｃに基づいて相電流演算部１０によって算出された三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとから、第一の電圧指令作成手段７により第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１が演算される。なお、モータ３の起動時には、直流電流ｉｄｃは０であり、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗも０であるため、上記電流指令によって第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１が演算される。そして、第二の電圧指令作成手段８により第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２が出力される。ＰＷＭ制御部９では、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２（詳細後述）を交互に用いて、インバータ主回路６の半導体スイッチング素子５ｕ，５ｖ，５ｗ，５ｘ，５ｙ，５ｚを駆動するゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを作成する。

ゲート信号ＧｕがＨレベルの時は半導体スイッチング素子５ｕはオン、ゲート信号ＧｕがＬレベルの時は５ｕはオフである。ゲート信号Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚに対するゲート信号５ｖ，５ｗ，５ｘ，５ｙ，５ｚの関係も同様である。第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１が図２に示すようなものであり、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２が図３に示すようなものである場合の、ＰＷＭ制御部９の動作を図４（ａ）及び図４（ａ）部分拡大図である図４（ｂ）に示す。ただし、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２は第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に対して十分高い周波数であるとしている。

なお、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１は、通常のＰＷＭで使用する三相で位相が１２０度ずつずれた交流波形であり、図２にある時刻における第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の電圧関係を示す。第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２は第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に対して十分高い周波数であるため、図４では、ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１がほとんど変化していないように見える。一方、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２は、図３に示されるようなパルス状の波形が繰り返される。

図４において、ＰＷＭキャリアをＣ、ＰＷＭキャリア周期つまりスイッチング周期をＴｃで示した。図４において、ＰＷＭキャリアＣのスイッチングの一周期毎に、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２とが交互に用いられている。第一あるいは第二のＵ相電圧指令ｖｕ１あるいはｖｕ２がＰＷＭキャリアＣよりも大きい場合はゲート信号ＧｕをＨレベルにゲート信号ＧｘをＬレベルにし、小さい場合はＧｕをＬレベルにゲート信号ＧｘをＨレベルにしてＰＷＭ信号を作成する。Ｖ相電圧指令ｖｖ１とｖｖ２とゲート信号Ｇｖとゲート信号Ｇｙ，及びＷ相電圧指令ｖｗ１とｖｗ２とゲート信号Ｇｗとゲート信号Ｇｚの関係も同様である。つまり、ＰＷＭ制御部９は、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に基づいた第一のＰＷＭ信号と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２に基づいた第二のＰＷＭ信号とを交互に出力する。そして、この第一及び第二のＰＷＭ信号に基づいて半導体スイッチング素子５ｕ，５ｖ，５ｗ，５ｘ，５ｙ，５ｚを開閉制御して直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換してモータ３を駆動する。ここで、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いた場合は、各相の電圧指令が所定間隔以上あるので、図４（ｂ）に示すように電流検出期間ｔ１とｔ２が確保される。

電流検出期間ｔ１では、直流電源１の負側に接続された半導体スイッチング素子５ｘ，５ｙ，５ｚのうち半導体スイッチング素子５ｙだけがオンしているので、電流検出器４によって検出された直流電流ｉｄｃからＶ相電流ｉｖが検出できる。電流検出期間ｔ２では、直流電源１の正側に接続された半導体スイッチング素子５ｕ，５ｖ，５ｗのうち半導体スイッチング素子５ｗだけがオンしているので、電流検出器４によって検出された直流電流ｉｄｃからＷ相電流ｉｗが検出できる。残りの１相のＵ相電流ｉｕは三相電流の和がゼロであることを利用して演算できる。このようにして、相電流演算部１０では、ゲート信号Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚと直流電流ｉｄｃから、三相電流を演算する。

本発明では、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いている期間に必ず三相電流を演算することができる。また、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２は第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に対して十分高い周波数であるので、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１に対して第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の平均値はゼロとみなせるので、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の大きさに影響しない。また、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２は一周期が６段階で階段状に変化するので、余分な高調波成分を低減することができる。

ただし、図４の例では第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いる時間の比率が半々であるので、それらを交互に用いた電圧指令の大きさは第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の半分となる。そこで、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１を２倍にして第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２と交互に用いれば、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の平均値を保つことができる。この変形例を図５に示す。

また、以上では第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２として図３のように一周期が６段階で階段状に変化する電圧を用いた例について説明したが、これに限られるものではなく、各相間が電流検出に必要な所定間隔以上であればよい。例えば、図６に示す変形例のように一周期が２段階で階段状の変化するものや、図７に示す変形例のように一周期が３段階で階段状に変化するものであってもよい。第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の波形が一周期が２〜３段階で階段状に変化するので、一周期を短くすることができる。

以上のように、この実施の形態によればモータ３を所望の状態に制御するための第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と予め用意した各相間が所定間隔以上で周期的に変化する第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２とを交互に用いるという簡単な構成で、三相電流を演算して求めることができる。すなわち、簡易な構成でかつ確実に電流を検出することができる。よって、上述の特許文献に記載されたもののように、スイッチング周期前半において三相電圧指令の位相差が電流検出するに十分な大きさになるよう補正し、スイッチング周期後半において前半と後半の電圧指令の平均が元の補正前の電圧指令と等しくなるように補正するといった高性能なＰＷＭ信号生成手段例えばマイクロコンピュータを必要としない。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２であるＰＷＭ制御部の動作を示す説明図である。この実施の形態におけるＰＷＭ制御部は、実施の形態１のＰＷＭ制御部９と同様のものであるが、その出力波形が異なる。すなわち、実施の形態１では、図４に示したように第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の時間比率（出力期間の比率）が１：１であるので、それらを交互に用いた電圧指令の大きさは第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の半分と小さくなる。そこで、この実施の形態においては、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１を用いる時間比率を多くし、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の低下を小さくしたものである。

変形例の説明図である図８において、図１に示したＰＷＭ制御部９と同様のＰＷＭ制御部は、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２をＰＷＭキャリアＣのスイッチングの二周期のうちで半周期だけ出力するようにしたものである。この場合は、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の時間比率は３：１であり、これを交互に用いた場合第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の大きさは４分の３となる。このように、実施の態１に比べて、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の低下を小さくできる。なお、第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２をＰＷＭキャリアＣのスイッチングの三周期以上の周期のうちで半周期だけ出力するようにしてもよい。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３であるＰＷＭ制御部の動作を示す説明図である。図９において、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の時間比率を大きくする別の方法として、ＰＷＭキャリア周期を可変にする方法がある。図９に、ＰＷＭ制御部９にて第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いる期間を短くした例を示す。Ｔｃ１は第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１を用いる期間、Ｔｃ２は第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いる期間であり、Ｔｃ１とＴｃ２の時間比率は３：１であり、Ｔｃ＝Ｔｃ１＋Ｔｃ２である。この場合、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を交互に用いた電圧における第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の大きさは４分の３となり、実施の形態１に比べて第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１の低下を小さくできる。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４である電力変換装置の構成を示す構成図である。図１０において、実施の形態１と異なる点は、電力変換装置２１が回転位置演算部１２及び別の機能を有する第一の電圧指令作成手段１３を有することである。モータ３に各相間が所定間隔以上で周期的に変化する第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を印加すると、モータ電流には第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の周波数成分の高調波電流が流れる。回転位置演算部１２ではこの高調波電流からモータ３の回転子位置θを演算する。また、第一の電圧指令作成手段１３では、モータ３を所望の状態に制御するための電流指令と回転位置θとモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとから、第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１を作成する。

回転位置演算部１２において、回転子位置θを演算する方法を以下に説明する。
モータ３が埋込磁石型同期機の場合、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は（１）式のように表せる。

モータが停止または低速運転状態であると仮定し、ω＝０とすれば固定直交座標での電流ｉ_αｓ，ｉ_βｓは、次の（２）式となる。

いま、十分に高い周波数ω_ｈの三相交流電圧を印加すると、次の不等式（３）が成り立つ。

ここで、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、（２）式は（４）式となる。

第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２の周波数をω_ｈとし、その周波数成分を固定直交座標で（５）式のように表す。

これを（４）式の固定直交座標電圧である次の（６）式に代入すると（７）式となる。

（７）式に示すように固定直交座標電流ｉ_αｓ，ｉ_βｓの振幅に位置情報θが含まれており、これより回転子位置θを演算することができる。
（７）式から回転子位置θを演算する手法を説明する。
固定直交座標電流ｉ_αｓ，ｉ_βｓからフーリエ変換を用いてそれらの振幅Ｉ_αｓ，Ｉ_βｓを抽出する。そして、抽出したＩ_αｓ，Ｉ_βｓより、（８）式に示すような演算を施すことにより、位置情報のみを含んだ項を抽出する。

（８）式のΔＩ_αβを次の（９）式で除すことにより、ｃｏｓ２θのみを抽出する。そして、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することにより２θ（回転子位置θ）を演算する。なお、θの演算は逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて回転子位置θを求めてもよい。

この回転子位置演算手法によれば、モータ回転子の位置を演算するためにモータ電流のみを用いるだけでよいため、演算量を少なく出来るという効果を奏する。ただし、回転子位置の演算方法はこの限りではないことはい言うまでもない。

以上のように本実施の形態によれば、モータ３の周波数指令やトルク指令などを所望の値にするための第一の電圧指令ｖｕ１，ｖｖ１，ｖｗ１と交互に予め用意した各相間が所定間隔以上で周期的に変化する第二の電圧指令ｖｕ２，ｖｖ２，ｖｗ２を用いるという簡単な構成で、三相電流を検出できることに加えて回転位置θも検出することができる。ゆえに、簡易かつ確実に電流の検出が可能なことに加えてモータの回転位置をセンサレスで実現できる。

実施の形態１である電力変換装置の構成を示す構成図である。第一の電圧指令を示す説明図である。第二の電圧指令を示す説明図である。図４（ａ）は図１におけるＰＷＭ制御部の動作を示す説明図、図４（ｂ）は図４（ａ）の部分拡大図である。ＰＷＭ制御部の変形例の動作を示す説明図である。第二の電圧指令の変形例を示す説明図である。第二の電圧指令の他の変形例を示す説明図である。実施の形態２におけるＰＷＭ制御部の変形例の動作を示す説明図である。実施の形態３におけるＰＷＭ制御部の変形例の動作を示す説明図である。実施の形態４である電力変換装置の構成を示す構成図である。

符号の説明

１直流電源、２平滑コンデンサ、３モータ、４電流検出器、
５半導体スイッチング素子、６インバータ主回路、
７，１３第一の電圧指令作成手段、８第二の電圧指令作成手段、
９ＰＷＭ制御部、１０相電流演算部、１１，２１電力変換装置、
１２回転位置演算部、１８直流母線。

Claims

電圧指令作成部とＰＷＭ制御部とインバータ主回路と相電流算出部とを有し、モータを駆動する電力変換装置であって、
上記電圧指令作成部は、第一及び第二の電圧指令作成手段を有し、上記第一の電圧指令作成手段は上記モータを所望の状態に制御するための電流指令と上記モータの相電流とに基づいて三相の第一の電圧指令を作成し、上記第二の電圧指令作成手段は三相で各相間の差が所定値以上でかつ周期的に変化する第二の電圧指令を作成するものであり、
上記ＰＷＭ制御部は、上記第一の電圧指令に基づいた第一のＰＷＭ信号と上記第二の電圧指令に基づいた第二のＰＷＭ信号とを交互に出力するものであり、
上記インバータ主回路は、直流母線を介して直流電源に接続される複数のスイッチング手段を有し、上記第一及び第二のＰＷＭ信号に基づいて上記スイッチング手段を開閉制御して上記直流電源の直流電力を三相交流電力に変換して上記モータを駆動するものであり、
上記相電流算出部は、電流センサと相電流演算手段とを有し、上記電流センサは上記直流母線に流れる直流母線電流を検出するものであり、上記相電流演算手段は上記直流母線電流と上記第二のＰＷＭ信号とに基づいて上記相電流を演算するものである
電力変換装置。
上記第二の電圧指令作成部は、一周期が２段階で階段状に変化する上記第二の電圧指令を作成するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記第二の電圧指令作成部は、一周期が３段階で階段状に変化する上記第二の電圧指令を作成するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記第二の電圧指令作成部は、一周期が６段階で階段状に変化する上記第二の電圧指令を作成するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記ＰＷＭ制御部は、上記第一のＰＷＭ信号の出力期間と同じ出力期間を有する上記第二のＰＷＭ信号を出力するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記ＰＷＭ制御部は、上記第一のＰＷＭ信号の出力期間よりも短い出力期間を有する上記第二のＰＷＭ信号を出力するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記相電流の中から上記第二の電圧指令の周波数成分を抽出し当該周波数成分に基づいて上記モータの回転子位置を演算する回転子位置演算部を有するものであって、上記第一の指令電圧指令作成手段は上記回転子位置と上記電流指令と上記相電流とに基づいて上記第一の指令電圧指令を作成するものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。