WO2017130854A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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千石谷　善一
辻　正伸
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the conventional power source protection means as described above when the conventional power source protection means as described above is applied to the motor control device, there are the following points to be improved. That is, in the case of the motor control device, as described above, the regenerative current is generated by the motor on the load side as compared with the power supply reverse connection protection circuit such as Patent Document 1 and the backflow prevention circuit targeted for the solar cell disclosed in Patent Document 2. Will occur. Further, the regenerative current flows into the smoothing capacitor connected to the load-side power supply line, and thereby the load-side power supply voltage of the motor control device fluctuates.
  • Patent Document 1 In contrast to such a motor control device, in the configurations of Patent Document 1 and Patent Document 2, the voltage fluctuation on the power source side such as a solar cell in which the voltage changes in light and dark or a power source reverse connection in which the voltage is reversed is reversed. It is intended for backflow caused.
  • the voltage on the load side is monitored, and in Patent Document 2, the voltages on both the power supply side and the load side are monitored to control the on / off of the FET.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 shows a configuration example in which DC power is supplied from an external DC power supply 20 to the motor control device 10 of the present embodiment, and the motor control device 10 drives and controls the motor 30.
  • a PWM (Pulse Width Modulation, pulse width modulation) circuit 13 generates a PWM drive signal Dp for controlling the drive of the inverter 14 based on the drive control signal Dd. Specifically, the PWM circuit 13 generates a signal composed of a pulse train that is pulse width modulated in accordance with the waveform of the drive control signal Dd, and outputs this signal to the inverter 14 as the PWM drive signal Dp. 1 shows an example of a motor 30 having three-phase windings 32. The PWM circuit 13 generates a PWM drive signal Dp for each phase having different phases, and the inverter 14 has respective windings. 32 is driven.
  • FIG. 1 shows an example in which a P-channel MOSFET (MOS field effect transistor) is used as the switch element 18.
  • the drain D of a P-channel MOSFET (hereinafter simply referred to as “FET” as appropriate) is connected to the positive terminal 111 on the DC power supply 20 side, and the source S is on the load circuit 40 side.
  • FET field effect transistor
  • the gate G is connected to the switch control signal Sf which is the output of the power direction detection circuit 17. That is, the gate G is controlled by the switch control signal Sf output from the power direction detection circuit 17 so that the drain D and the source S are turned on and off.
  • such a P-channel MOSFET normally has a parasitic diode 18D having an anode on the drain D side and a cathode on the source S side.
  • FIG. 1 shows an example in which the power direction detection circuit 17 includes a current detection circuit 71, an integration circuit 75, and a power direction determination circuit 77.
  • the current detection circuit 71 detects the current amount of the supply current ID flowing between the DC power supply 20 and the load circuit 40 based on the sensor signal Is from the current sensor 16, and a current detection signal Id indicating the detected current amount. Output as.
  • the integrating circuit 75 obtains the electric energy by integrating the current detection signal Id obtained from the current detection circuit 71 based on the above-described principle.
  • the integration circuit 75 outputs a current integration signal generated by integrating the current detection signal Id to the power direction determination circuit 77 as a detection power signal Pd indicating the obtained power amount.
  • the power direction determination circuit 77 holds a power determination value Pref as a determination criterion for determining the direction of power.
  • the power direction determination circuit 77 compares the supplied detection power signal Pd with the power determination value Pref to determine the direction of power exchanged between the DC power supply 20 and the load circuit 40, and the determination A switch control signal Sf indicating the result is output. For example, when the power running state in which the power supply direction is from the DC power supply 20 to the load circuit 40 is the positive direction and the reverse regeneration state is the negative direction, the power direction determination circuit 77 indicates that the detected power signal Pd is the power determination value. A power running state is determined when Pref is exceeded. Conversely, the power direction determination circuit 77 determines that the regenerative state has been reached when the detected power signal Pd becomes equal to or less than the power determination value Pref, and controls the switch element 18 to be turned off by the switch control signal Sf.
  • the power direction detection circuit 17 gives the gate G a signal for turning on the FET as the switch element 18 when the detected power direction is the same as that in the power running state. Conversely, the power direction detection circuit 17 gives the gate G a signal for turning off the FET when the direction of power is the same as in the regenerative state or when the power running state shifts to the regenerative state.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the motor control device 10 of the present embodiment.
  • the current change timing indicates a supply current ID that flows between the DC power supply 20 and the load circuit 40.
  • the voltage change timing indicates the voltage Vb across the smoothing capacitor 15 on the load side of the power protection circuit 70.
  • the power change timing indicates the amount of power indicated by the detection power signal Pd in the power direction detection circuit 17.
  • the switch state timing indicates the on / off state of the switch element 18.
  • the power direction determination circuit 77 is supplied with the detection power signal Pd as shown in the power change timing in FIG. Furthermore, the power direction determination circuit 77 holds the power determination value Pref, and compares the detected power signal Pd with the power determination value Pref. In the power change timing of FIG. 2, when the detected power signal Pd exceeds the power determination value Pref, the power direction determination circuit 77 determines that it is in the power running state, and the switch element 18 is in the on state. .
  • the power determination value Pref is closer to the power running direction than the balance point between the power running direction and the regeneration direction. In the present embodiment, this increases the sensitivity of power supply protection and increases safety.
  • the speed and torque are often changed frequently. Therefore, the power running region and the regeneration region are frequently repeated by this change. Furthermore, in a motor control device including an inverter that is PWM-controlled, ON / OFF repetition at the carrier frequency of PWM is superimposed as a voltage due to regeneration, so that when the regenerative state becomes dominant, voltage fluctuations become severe.
  • the regenerative state is detected not by detecting the regenerative state based on the voltage that varies in this way, but by using the amount of power obtained by integrating the amount of current to be supplied. is doing. That is, as can be seen from the comparison between the voltage change timing and the power change timing in FIG. 2, the regenerative state is detected based on this stable power amount. For this reason, the phenomenon in which regenerative energy flows backward from the motor to the power source can be stably prevented, and stable power source protection can be implemented.
  • the current sensor 16 may be on either the power supply protection circuit 70 side or the load circuit 40 side with respect to the smoothing capacitor 15 as long as the amount of current flowing between the DC power supply 20 and the load circuit 40 can be detected. .
  • the regenerative current can be detected including the regenerative current flowing into the smoothing capacitor 15. Current can be detected more accurately. For this reason, when protecting a power supply from regenerative energy like this Embodiment, it is more suitable to arrange the current sensor 16 on the load circuit 40 side with respect to the smoothing capacitor 15.
  • FIG. 3 is a block diagram of a specific configuration example of the motor control device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 shows a specific circuit configuration of the power supply protection circuit 70 that operates with the DC power supply VCC.
  • the integrating circuit 75 is configured by connecting a capacitor C1 between its inverting input and output using an operational amplifier OP1.
  • the current detection signal Id is supplied to the integrating circuit 75 by connecting both ends of the shunt resistor 72 to the inverting input and the non-inverting input of the operational amplifier OP1.
  • the resistor R1 is connected between the inverting input and the output of the operational amplifier OP1, and the integrating circuit 75 having a time constant in the range of 0.1 to 0.001 is configured.
  • the power direction determination circuit 77 is configured as a comparator using the operational amplifier OP2.
  • the current integration signal obtained by integrating the current detection signal Id by the integration circuit 75 having the above configuration is supplied to the non-inverting input of the operational amplifier OP2 as the detection power signal Pd. Further, the voltage divided by the resistors R21 and R22 is supplied to the inverting input of the operational amplifier OP2 as the power determination value Pref. That is, the operational amplifier OP2 compares the voltage between the detected power signal Pd and the power determination value Pref, and outputs a voltage corresponding to the magnitude relationship to the gate G of the P-channel MOSFET as the switch element 18 as the switch control signal Sf. Is done.
  • FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation of the power supply protection circuit 70 having hysteresis characteristics, and shows the operation at the timing when the electric power is switched from the power running direction to the regeneration direction.
  • FIG. 7 is a timing chart showing the operation at the timing when the electric power is switched from the regeneration direction to the power running direction.
  • the integration circuit 75 shown in FIG. 4 takes in the voltage signal obtained from the shunt resistor 72 as a current sensor as the current detection signal Id, integrates it with a predetermined time constant, and outputs it.
  • the output voltage obtained by the integration circuit 75 is supplied as a detection power signal Pd to a power direction determination circuit 79 having hysteresis characteristics.
  • the power direction determination circuit 79 is configured as a comparator having hysteresis characteristics using the operational amplifier OP2.
  • the detected power signal Pd from the integrating circuit 75 is supplied to the non-inverting input of the operational amplifier OP2.
  • the voltage divided by the resistors R21 and R22 is supplied to the inverting input of the operational amplifier OP2 as the power determination value Pref. Furthermore, a hysteresis characteristic is provided by connecting a resistor R23 between the non-inverting input and the output of the operational amplifier OP2. In such a configuration of the power direction determination circuit 79, the supplied detection power signal Pd operates so as to be compared with a threshold having hysteresis. Then, a voltage corresponding to the magnitude relationship in the comparison is output as a switch control signal Sf to the gate G of the P-channel MOSFET as the switch element 18.
  • the power determination value Pref1 may be set to a level Poff at which the switch element 18 is turned off before the detected power signal Pd enters the regeneration region.
  • the power judgment value Pref2 may be set to a level Pon at which the FET 4 is turned on after the detected power signal Pd has entered the power running region and has passed sufficiently.
  • the motor control device is a case of a brushless motor control device in which the power running region and the regenerative region are frequently repeated, or the regenerative current repeatedly fluctuates due to PWM control.
  • the reverse flow of the regenerative energy to the power supply side is detected as electric power, it is possible to accurately detect the direction without being influenced by voltage fluctuation. For this reason, it is possible to prevent a phenomenon in which regenerative energy flows backward from the motor to the power supply while ensuring sufficient stability.
  • the motor control device can stably prevent a phenomenon in which regenerative energy flows backward from the motor to the power source. For this reason, it is applicable also to uses, such as a DC power supply device provided with a backflow prevention circuit which prevents a current from flowing back from the load side other than the motor control device to the DC power supply side, and a device mounted on a vehicle. Needless to say, the present invention can be applied to the reverse connection protection of the power supply because it prevents the reverse flow of power.

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Abstract

本モータ制御装置は、モータにより生じた回生電力が電源側へ逆流することを防止する機能を備え、モータの回転動作を制御する。本モータ制御装置は、モータが所定の回転動作をするように、モータを駆動制御するための駆動制御信号を生成する回転制御部と、直流電源から供給された直流電力を、駆動制御信号に応じた駆動電力に変換し、変換した駆動電力をモータに供給するインバータと、直流電源とインバータを含む負荷回路との間の電源接続をオンオフするスイッチ素子と、直流電源と負荷回路との間に流れる電流に基づいて、直流電源と負荷回路との間の電力の向きを検出する電力方向検出回路とを備える。そして、スイッチ素子は、電力方向検出回路が検出した電力の向きに応じてオンオフ制御される。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータを制御するモータ制御装置に関するものであり、特に、回生逆流防止機能を有したモータ制御装置に関する。
　例えば、インバータ回路を介して駆動されているモータが同一回転方向に向かって外部から回転力が加えられると、回生領域で運転されることになる。すなわち、その加えられた回転力によってモータが発電機としても動作する。このため、モータからインバータ回路を通って平滑キャパシタを充電するとともに、電源へ流れ込む回生電流が発生する。この回生電流は、回生エネルギーとしてモータから電源に電力が逆流することとなる。
　従来、直流電源を使用したインバータ回路を備えるモータ制御装置において、この種の回生電流を防止する回路としては、アノード側が直流電源の正極側、カソード側を負荷回路側になるよう接続したダイオードでなされることが知られている。
　あるいは、上記ダイオードの代りにＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ、以下、単にＦＥＴと表す）を用いた回路が提案されている。この回路では、負荷回路に接続したソース側の電圧が閾値より低い場合にＦＥＴをオンにし、ソース側の電圧が閾値を超えた場合にＦＥＴをオフするように構成している（例えば、特許文献１参照）。
　また、ＦＥＴの代わりにスイッチ手段を用いるとともに、電圧検出手段と電流方向検出器を備えた回路も提案されている。この回路では、負荷回路側の電圧が直流電源側の電圧より低い場合にスイッチ手段をオンにし、電流方向検出器で直流電源方向に電流が流れたことを検出した場合にスイッチ手段をオフするようにしている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０１３－２１８８３号公報 特開２００４－２５４３８６号公報
　本発明のモータ制御装置は、モータにより生じた回生電力が電源側へ逆流することを防止する機能を備え、モータの回転動作を制御する。本モータ制御装置は、モータが所定の回転動作をするように、モータを駆動制御するための駆動制御信号を生成する回転制御部と、直流電源から供給された直流電力を駆動制御信号に応じた駆動電力に変換し、変換した駆動電力をモータに供給するインバータと、直流電源とインバータを含む負荷回路との間の電源接続をオンオフするスイッチ素子と、直流電源と負荷回路との間に流れる電流に基づいて、直流電源と負荷回路との間の電力の向きを検出する電力方向検出回路とを備える。そして、スイッチ素子は、電力方向検出回路が検出した電力の向きに応じてオンオフ制御される。
　これによって、力行領域と回生領域が頻繁に繰り返されたり、パルス幅変調を利用したインバータ制御に起因する電源電圧変動を繰り返したりするブラシレスモータの制御装置のような場合であっても、回生エネルギーの電源側への逆流を電力として検出するため、電圧変動に影響されず、その向きも正確に検出できる。したがって、電圧検出手段を必要とすることなく、外部直流電源の出力電圧の大きさや負荷回路側の電圧レベルに関わらず、安定して、回生エネルギーがモータから電源に逆流する現象を防止することができる。
図１は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置のブロック図である。 図２は、本実施の形態のモータ制御装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図３は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の具体的な構成例のブロック図である。 図４は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の他の具体的な構成例のブロック図である。 図５は、図４の電源保護回路のヒステリシス特性を示す図である。 図６は、ヒステリシス特性を有した電源保護回路において、電力が力行方向から回生方向に切り替わるタイミングでの動作を説明するためのタイミングチャートである。 図７は、ヒステリシス特性を有した電源保護回路において、電力が回生方向から力行方向に切り替わるタイミングでの動作を説明するためのタイミングチャートである。
　本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置は、後述する構成により、電源電圧の電圧変動に影響されることなく、安定性を十分に確保しながら、回生エネルギーから電源を保護できる。
　つまり、上述のような従来の電源保護手段をモータ制御装置に適用する場合、次のような改善すべき点があった。すなわち、モータ制御装置の場合、特許文献１のような電源逆接続保護回路や特許文献２の太陽電池等を対象とした逆流防止回路と比べて、上述したように、負荷側においてモータにより回生電流が発生する。さらに、その回生電流は、負荷側の電源ラインに接続された平滑キャパシタに流れ込み、これによってモータ制御装置の負荷側の電源電圧が変動することになる。
　このようなモータ制御装置に対し、特許文献１や特許文献２の構成では、明暗で電圧が変化する太陽電池や、電圧の正負が逆になる電源逆接続というような、電源側の電圧変動に起因する逆流を対象としている。そして、特許文献１では負荷側の電圧をモニタし、特許文献２では電源側と負荷側との双方の電圧をモニタして、ＦＥＴのオンオフを制御している。
　このため、特許文献１や特許文献２のような電源保護手段をモータ制御装置に適用した場合には、負荷側の電圧変動が回生の検出に悪影響を及ぼし、その結果、回生電力の電源側への逆流を精度よく防止できなくなる。
　そこで、本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置は、電圧検出に代えて、まず電流量を検出し、さらに検出した電流量に基づいて電力量を求め、その電力量に基づいて、回生エネルギーの電源側への逆流を防止している。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態）
　図１は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置のブロック図である。図１では、外部の直流電源２０から本実施の形態のモータ制御装置１０に対して直流電力が供給され、モータ制御装置１０がモータ３０を駆動制御する構成例を示している。
　まず、モータ３０は、永久磁石（図示せず）と鉄心等に巻回された巻線３２とを有している。より具体的には、永久磁石を保持したロータと巻線３２が巻回されたステータとを備え、巻線３２に交流の駆動電力を印加することでロータが回転するブラシレスモータが好適である。本実施の形態では、このようなブラシレスモータであるモータ３０を駆動制御するように構成されたモータ制御装置１０の例を挙げて説明する。
　また、図１において、モータ制御装置１０には、直流電圧Ｖａの直流電源２０が電源接続端子１１を介して接続されている。図１では、直流電源２０の高電位側に電源接続端子１１の正極側端子１１１が接続され、直流電源２０の低電位側には負極側端子１１２が接続された例を示している。モータ制御装置１０は、この直流電源２０から供給された直流電力を駆動電力に変換し、変換した駆動電力をモータ３０に供給している。これによって、モータ制御装置１０は、所望の位置、速度やトルクとなるように回転動作を制御しながら、モータ３０を駆動している。
　モータ制御装置１０は、モータ３０をこのように駆動制御するために、回転制御部１２とＰＷＭ回路１３とインバータ１４とを備えている。そして、本実施の形態では、モータ制御装置１０は、さらに、モータ３０による回生電力から直流電源２０を保護するために、電源保護回路７０を備えている。本実施の形態では、このような電源保護回路７０を備えた構成であるため、電源接続としては、図１に示すように、両極の電源接続端子１１からまず電源保護回路７０に接続される。そして、電源保護回路７０からは、正極側としての電源ラインＶＤＤ、および負極側としてのグランドＧＮＤとして、電圧Ｖｂとなる装置内部の電源が負荷回路４０に接続される。ここでは、負荷回路４０が、ＰＷＭ回路１３と、インバータ１４と、インバータ１４で駆動されるモータ３０の巻線３２とで構成されている例を挙げている。また、電源保護回路７０の出力において、電源ラインＶＤＤとグランドＧＮＤとの間には、電源電圧の変動などを抑制するために平滑キャパシタ１５を接続している。さらに、電源保護回路７０用として、電源ラインＶＤＤを流れる電流量を検出するための電流センサ１６を備えている。なお、図１では、電源ラインＶＤＤに電流センサ１６を配置した例を示しているが、例えばグランドＧＮＤに配置してもよい。また、以下、電源保護回路７０の出力側の電圧Ｖｂを、平滑キャパシタ１５の両端の電圧である両端電圧Ｖｂとして、適宜、説明する。
　以上のように構成されたモータ制御装置１０において、まず、回転制御部１２は、外部からの指令情報、およびセンサ等で検出した検出信号に基づき、位置、速度、あるいはトルクなどを制御するための駆動制御信号Ｄｄを生成し、その駆動制御信号ＤｄをＰＷＭ回路１３に出力する。例えば、モータ３０を正弦波駆動する場合、その正弦波の振幅や周波数は指令情報や検出信号に基づき決定され、その振幅や周波数の正弦波波形の駆動制御信号Ｄｄが回転制御部１２からＰＷＭ回路１３へと出力される。
　ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）回路１３は、この駆動制御信号Ｄｄに基づき、インバータ１４を駆動制御するためのＰＷＭ駆動信号Ｄｐを生成する。具体的には、ＰＷＭ回路１３は、駆動制御信号Ｄｄの波形に応じてパルス幅変調されたパルス列で構成される信号を生成し、この信号をＰＷＭ駆動信号Ｄｐとしてインバータ１４に出力している。なお、図１では、３相の巻線３２を備えたモータ３０の例を示しており、互いに位相が異なる相ごとのＰＷＭ駆動信号ＤｐをＰＷＭ回路１３が生成し、インバータ１４がそれぞれの巻線３２を駆動する。
　このようなインバータ１４は、正極側のスイッチ素子と負極側のスイッチ素子とを相ごとに備えている。この正極側のスイッチ素子の一方は電源ラインＶＤＤに接続され、負極側のスイッチ素子の一方はグランドＧＮＤに接続される。さらに、正極側のスイッチ素子の他方と負極側のスイッチ素子の他方とが接続されて、その接続点から巻線３２を駆動する駆動電圧Ｖｄｒが出力される。また、スイッチ素子のそれぞれは、ＰＷＭ駆動信号Ｄｐによってオンオフ制御される。インバータ１４は、このような構成により、電源ラインＶＤＤおよびグランドＧＮＤを介して供給された直流電力を、ＰＷＭ駆動信号Ｄｐに応じた駆動電圧Ｖｄｒの駆動電力に変換する。そして、インバータ１４は、変換したその駆動電力をモータ３０の巻線３２に供給する。なお、駆動電圧Ｖｄｒは、瞬時的には正極側電圧Ｖｂ（Ｖ）と負極側電圧０（Ｖ）との間を交互に変化するパルス状の電圧であるが、パルス幅変調の原理から平均値的には駆動制御信号Ｄｄに応じた波形の電圧となる。したがって、巻線３２には、等価的に、波形としては駆動制御信号Ｄｄと同様となる電圧として、駆動電圧Ｖｄｒが印加されることになる。すなわち、駆動制御信号Ｄｄが正弦波状の波形の場合、駆動電圧Ｖｄｒも平均値的には正弦波状の波形となり、モータ３０が正弦波駆動されることになる。
　ところで、以上のような構成において、駆動電圧Ｖｄｒを巻線３２に印加することにより、巻線３２に駆動電流が流れてモータ３０が回転する。その一方で、この回転によってロータの磁極が移動し、巻線３２に対する磁束も変化するため、その変化に応じた誘起電圧が巻線３２から生じている。そして、この誘起電圧の電圧値が駆動電圧Ｖｄｒの電圧値を超える状態になると、誘起電圧による電流が、巻線３２からインバータ１４のスイッチ素子を介して、電源ラインＶＤＤやグランドＧＮＤに向けて流れ出すことになる。誘起電圧の電圧値が駆動電圧の電圧値よりも大きくなるこのような状態は、例えばモータを減速制御するような場合に生じることが知られている。
　このように、本来、モータ３０を駆動するためには、巻線３２の誘起電圧に向かって電流を供給しなければならないのが、逆に誘起電圧から電流が供給される現象が生じる。このような現象が継続されると、インバータ１４のスイッチ素子を介して、誘起電圧による逆起電力が電源側へと伝送されることになる。つまり、モータ３０が発電機として作用し、本来はモータ３０に電力を供給するための直流電源２０に対して、逆にモータ３０が電力を供給してしまう、いわゆる回生現象が発生することになる。ちなみに、このようにモータ側から電源側に電力が供給される状態を回生と呼ぶのに対して、電源側からモータ側に電力が供給される通常の状態は、力行（りっこう）と呼ばれている。
　本実施の形態では、このような回生現象から直流電源２０を保護するために、モータ３０により生じた回生電力が電源側へと逆流することを防止する機能によって電源を保護する電源保護回路７０を備えている。
　電源保護回路７０は、このような逆流防止機能を実現するため、図１に示すように、直流電源２０からの正極側端子１１１と電源ラインＶＤＤとの間に配置されるスイッチ素子１８と、電流センサ１６およびスイッチ素子１８に接続される電力方向検出回路１７とを備えている。
　スイッチ素子１８は、このように配置することで、直流電源２０とインバータ１４を含む負荷回路４０との間の電源接続を、電力方向検出回路１７からの信号に従ってオンオフする。
　また、電力方向検出回路１７は、このような接続とすることで、まず、電流センサ１６からのセンサ信号Ｉｓに基づいて、直流電源２０と負荷回路４０との間に流れる供給電流ＩＤの電流量を検出し、次に、検出した電流量に基づいて、電力量を検出している。そして、その検出した電力量を基準値と比較することで、直流電源２０と負荷回路４０との間の電力の向きを検出している。
　ここで、一般的には電圧と電流との積によって電力を算出することが多いが、基本的には、電力とは単位時間に電流がする仕事量である。そこで、本実施の形態では、このような後者の電力の定義に基づいて、検出した電流量を積分し、その積分における所定の期間あたりの積分量を求め、その積分量を電力量とすることで、電力量を検出している。
　また、上述したように、力行状態では、電源側から負荷側へと電力が供給されるのに対して、回生状態では、負荷側に供給される直流電力よりもモータからの逆起電力が大きくなって、負荷側から電源側へと電力が供給されることになる。
　これらの点に注目し、電力方向検出回路１７は、まず、検出した電流量を積分することで電力量を検出している。そして、電力方向検出回路１７は、そのように検出した電力量に基づき、電力の向きとして、力行状態での直流電源２０から負荷回路４０への向きであるのか、回生状態での負荷回路４０から直流電源２０への向きであるのかを検出している。
　本実施の形態では、電力方向検出回路１７がこのように検出した電力の向きに応じたスイッチ制御信号Ｓｆを出力し、このスイッチ制御信号Ｓｆによってスイッチ素子１８がオンオフ制御される。すなわち、力行状態での向きであると判定している場合は、通常の駆動制御状態であり、電力方向検出回路１７は、オンとなるようにスイッチ素子１８を制御している。これによって、直流電源２０と負荷回路４０とが導通状態となり、直流電力がインバータ１４に供給されてモータ３０が駆動される。逆に、回生状態での向きであると判定した場合には、電力方向検出回路１７は、オフとなるようにスイッチ素子１８を制御する。これによって、直流電源２０と負荷回路４０とを非導通状態にして、モータ３０からの回生電力が直流電源２０まで流れ込むような逆流を防止している。また、特に、スイッチ素子を開閉するような逆流防止機能として、本実施の形態では上述したように、検出した電流量に基づく電力量を利用した構成としている。これによって、本実施の形態では、検出した電圧値を利用した構成において電圧変動などが影響してスイッチ素子の開閉を誤動作させるような弊害をも防止している。
　また、図１では、スイッチ素子１８として、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ）を用いた一例を示している。図１に示すように、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、適宜、単にＦＥＴと表す）のドレインＤが、直流電源２０側となる正極側端子１１１に接続され、ソースＳが、負荷回路４０側となる電源ラインＶＤＤに接続され、ゲートＧが、電力方向検出回路１７の出力であるスイッチ制御信号Ｓｆに接続されている。すなわち、電力方向検出回路１７が出力するスイッチ制御信号ＳｆによりゲートＧを制御することで、ドレインＤとソースＳとの間がオンオフするように構成されている。また、図１に示すように、このようなＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴは、通常、アノードがドレインＤ側となり、カソードがソースＳ側となるような寄生ダイオード１８Ｄを有している。
　さらに、図１では、電力方向検出回路１７が、電流検出回路７１と、積分回路７５と、電力方向判定回路７７とで構成された一例を示している。電流検出回路７１は、電流センサ１６からのセンサ信号Ｉｓに基づいて、直流電源２０と負荷回路４０との間に流れる供給電流ＩＤの電流量を検出し、検出した電流量を示す電流検出信号Ｉｄとして出力する。さらに、積分回路７５は、上述した原理に基づき、電流検出回路７１から得られる電流検出信号Ｉｄを積分することで電力量を求めている。積分回路７５は、電流検出信号Ｉｄを積分することで生成した電流積分信号を、求めた電力量を示す検出電力信号Ｐｄとして、電力方向判定回路７７に出力する。また、電力方向判定回路７７には、電力の向きを判定するための判定基準とする電力判定値Ｐｒｅｆを保持している。電力方向判定回路７７は、供給された検出電力信号Ｐｄとこの電力判定値Ｐｒｅｆとを比較することで、直流電源２０と負荷回路４０との間で授受される電力の向きを判定し、その判定結果を示すスイッチ制御信号Ｓｆを出力している。例えば、電力供給の方向が直流電源２０から負荷回路４０へとなる力行状態を正方向、その逆の回生状態を負方向とした場合、電力方向判定回路７７は、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆを超えている状態のとき力行状態と判定する。逆に、電力方向判定回路７７は、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆ以下になると回生状態になったと判定し、スイッチ制御信号Ｓｆによりスイッチ素子１８がオフとなるように制御する。
　電力方向検出回路１７は、このような構成により、検出した電力の向きが力行状態時と同じ向きの場合に、スイッチ素子１８であるＦＥＴをオンさせる信号をゲートＧに与える。逆に、電力方向検出回路１７は、電力の向きが回生状態時と同じ場合、もしくは力行状態から回生状態への移行時に、ＦＥＴをオフさせる信号をゲートＧに与える。
　なお、上述したように電力とは単位時間に電流がする仕事量であることより、積分回路７５について、より具体的には、単位時間に対応する所定期間を設定し、その期間ごとに期間中の電流検出信号Ｉｄを積分することで電力量を求めている。すなわち、例えば、電流検出信号Ｉｄを積分するための積分用のキャパシタを設けた回路構成の場合、定期的にそのキャパシタをリセットし、キャパシタの蓄積電荷をゼロにするような構成とすればよい。また、このような所定期間ごとにリセットを行う構成の場合、電力量を示す検出電力信号Ｐｄは、所定期間ごとの離散的な値を示す信号となり、電力方向判定回路７７の電力判定が遅延するなどの影響がある。そこで、本実施の形態では、検出電力信号Ｐｄが連続した値を示す信号となるように、積分回路７５に対して、所定の時定数を与えることで、等価的に単位時間あたりの電流量を求めるような構成としている。すなわち、本実施の形態では、積分回路７５の時定数を０．１～０．００１としている。
　以上のように構成された本実施の形態のモータ制御装置１０について、次にその動作を説明する。
　図２は、本実施の形態のモータ制御装置１０の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２において、上から順に、電流変化タイミング、電圧変化タイミング、電力変化タイミング、スイッチ状態のタイミングを示している。具体的には、電流変化タイミングでは、直流電源２０と負荷回路４０との間に流れる供給電流ＩＤを示す。電圧変化タイミングでは、電源保護回路７０の負荷側となる平滑キャパシタ１５の両端電圧Ｖｂを示す。電力変化タイミングでは、電力方向検出回路１７における検出電力信号Ｐｄが示す電力量を示す。そして、スイッチ状態のタイミングでは、スイッチ素子１８のオンオフ状態を示している。
　モータ制御装置１０は、上述したようにＰＷＭ駆動信号Ｄｐによってインバータ１４のスイッチ素子をスイッチングして巻線３２を駆動する構成である。このため、図２の電流変化タイミングで模式的に示すように、直流電源２０からの供給電流ＩＤは、このスイッチングにより大きく矩形波状に変動している。さらに、このようなモータ制御装置１０では、モータ３０の速度やトルクなどを変えながら駆動するという利用方法が一般的である。このため、供給電流ＩＤのピーク電流も駆動状態に合わせて大きく変動する。図２の電流変化タイミングでは、このような状況での供給電流ＩＤを示しており、具体的には、巻線３２への駆動電圧Ｖｄｒを徐々に減らすような場合を示している。すなわち、初期段階では、電力の供給方向として、直流電源２０から負荷回路４０への力行状態での向き（力行方向）であり、供給電流ＩＤも同様に直流電源２０から負荷回路４０へと流れる。次に、中間段階になると、巻線３２への駆動電圧Ｖｄｒが減るとともに、モータ３０は回転し続けているため、巻線３２からの逆起電力も発生し続けている。このため、電力の供給方向として、力行方向に加えて、負荷回路４０から直流電源２０への回生状態での向き（回生方向）も強くなり、インバータ１４のスイッチングに応じて両方向へと流れるようになる。そして、最終段階として、巻線３２を駆動しない状態でモータ３０が回転し続けている場合、電力の供給方向として、回生方向のみとなり、電源保護回路７０を設けない場合には、供給電流ＩＤも同様に直流電源２０へと流れ込むことになる。
　また、図２の電圧変化タイミングでは、このような動作時における平滑キャパシタ１５の両端電圧Ｖｂの変化を示している。特に、回生方向が優勢状態になると、巻線３２で生じた誘起電圧による電流が平滑キャパシタ１５に流れ込み、平滑キャパシタ１５の両端電圧Ｖｂが上昇する。すなわち、この電圧変化タイミングに示すように、平滑キャパシタ１５の両端電圧Ｖｂは、直流電源２０の電圧Ｖａにさらに回生による電圧が加算されるように重畳し、直流電源２０の電圧Ｖａ以上となるように増加する。また、回生による電圧の発生には、巻線３２に加えて、ＰＷＭ回路１３やインバータ１４のような高周波のパルスを利用したスイッチング回路も影響する。このため、回生状態が優勢になると、変動の激しい電圧が重畳することになり、平滑キャパシタ１５の両端電圧Ｖｂであっても、電圧変動を含みやすくなる。
　次に、図２の電力変化タイミングでは、電力方向検出回路１７での積分回路７５によって生成した検出電力信号Ｐｄについて、供給電流ＩＤの変化に応じて、検出電力信号Ｐｄの示す電力量が変化する様子を示している。なお、この電力変化タイミングで、正の電力は、力行方向への電力供給を示し、負の電力は、回生方向への電力供給を示している。ここで、電流検出回路７１が検出した電流検出信号Ｉｄは、供給電流ＩＤとほぼ同一の波形である。このため、検出電力信号Ｐｄの変化も、供給電流ＩＤを積分した変化と等しくなり、初期段階には、力行方向への電力供給が徐々に減り、中間段階で、力行方向と回生方向との電力が釣り合った状態（すなわち、電力が０）となり、最終段階では、回生方向の電力のみとなる。
　また、電力方向検出回路１７での構成で説明したように、電力方向判定回路７７には、図２の電力変化タイミングに示すような検出電力信号Ｐｄが供給される。さらに、電力方向判定回路７７は、電力判定値Ｐｒｅｆを保持しており、検出電力信号Ｐｄと電力判定値Ｐｒｅｆとを比較する。図２の電力変化タイミングでは、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆを超えている状態のとき、電力方向判定回路７７は力行状態と判定しており、スイッチ素子１８はオンの状態となっている。そして、回生状態が優勢となるにしたがって、検出電力信号Ｐｄは小さくなり、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆ以下になった時点で、回生状態になったと判定し、スイッチ素子１８をオフしている。なお、本実施の形態では、図２の電力変化タイミングに示すように、電力判定値Ｐｒｅｆについては、力行方向と回生方向とのバランス点よりも力行方向寄りとしている。本実施の形態では、これによって、電源保護の感度を上げ安全性を高めている。
　以上のように、モータ制御装置では、速度やトルクを頻繁の変化させることが多いため、この変化によって、力行領域と回生領域が頻繁に繰り返される。さらに、ＰＷＭ制御されるインバータを備えたモータ制御装置では、ＰＷＭのキャリア周波数でのオンオフ繰り返しが回生による電圧として重畳するため、回生状態が優勢になると、電圧変動が激しくなる。これに対し、本実施の形態では、このように変動する電圧に基づいて回生状態を検出するのではなく、供給する電流量を積分することで求めた電力量を利用して、回生状態を検出している。すなわち、図２での電圧変化タイミングと電力変化タイミングとの比較でも判るように、この安定した電力量に基づいて、回生状態を検出している。このため、回生エネルギーがモータから電源に逆流する現象を安定して防止でき、安定した電源保護を実施することができる。
　なお、電流センサ１６は、平滑キャパシタ１５に対して電源保護回路７０側、または負荷回路４０側のどちらにあってもよく、直流電源２０と負荷回路４０との間に流れる電流量を検出できればよい。さらに、詳細には、図１のように、電流センサ１６を平滑キャパシタ１５に対して負荷回路４０側に配置したほうが、回生電流に関しては、平滑キャパシタ１５に流れ込む回生電流を含めて検出でき、回生電流をより正確に検出できる。このため、本実施の形態のような回生エネルギーから電源を保護する場合には、電流センサ１６は、平滑キャパシタ１５に対して負荷回路４０側に配置したほうがより好適である。
　図３は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の具体的な構成例のブロック図である。図３では、直流電源ＶＣＣで動作する電源保護回路７０の具体的な回路構成を示している。
　まず、直流電源２０と負荷回路４０との間に流れる電流量を検出するため、図３の構成では、電流センサとして、いわゆるシャント抵抗７２をグランドＧＮＤに配置している。すなわち、図３のように、シャント抵抗７２を負極側端子１１２と負荷回路４０との間に配置し、その両端電圧を電流検出信号Ｉｄとしている。
　また、積分回路７５としては、演算増幅器ＯＰ１を用いて、その反転入力と出力との間にキャパシタＣ１を接続することで構成している。この演算増幅器ＯＰ１の反転入力と非反転入力とに、シャント抵抗７２の両端を接続することで、積分回路７５に電流検出信号Ｉｄが供給される。また、演算増幅器ＯＰ１の反転入力と出力との間に抵抗Ｒ１を接続し、時定数が０．１～０．００１の範囲の積分回路７５を構成している。
　また、電力方向判定回路７７としては、演算増幅器ＯＰ２を用いたコンパレータとして構成している。上記構成の積分回路７５により電流検出信号Ｉｄを積分した電流積分信号は、検出電力信号Ｐｄとして、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力に供給される。また、演算増幅器ＯＰ２の反転入力には、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とで分圧した電圧が、電力判定値Ｐｒｅｆとして供給される。すなわち、演算増幅器ＯＰ２によって検出電力信号Ｐｄと電力判定値Ｐｒｅｆとの電圧が比較され、その大小関係に応じた電圧がスイッチ制御信号Ｓｆとして、スイッチ素子１８としてのＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートＧに出力される。
　図４は、本発明の実施の形態におけるモータ制御装置の他の具体的な構成例を示すブロック図である。図４での電源保護回路７０は、図３の電力方向判定回路７７がさらにヒステリシス特性を有するような電力方向判定回路７９を備えている。また、図５は、図４の電源保護回路７０のヒステリシス特性を示す図である。図５に示すように、スイッチ素子１８をオンする信号を出力するときの検出電力の値をＰｏｎ、スイッチ素子１８をオフする信号を出力するときの検出電力の値をＰｏｆｆとしたとき、少なくとも「０≦Ｐｏｆｆ＜Ｐｏｎ」の関係にある。
　図６は、ヒステリシス特性を有した本電源保護回路７０の動作を説明するためのタイミングチャートであり、電力が力行方向から回生方向に切り替わるタイミングにおける動作を示している。また、図７は、同タイミングチャートであり、逆に、電力が回生方向から力行方向に切り替わるタイミングにおける動作を示している。
　ここで、図４に示す積分回路７５は、図３と同様に、電流センサとしてのシャント抵抗７２から得られる電圧信号を電流検出信号Ｉｄとして取り込み、所定の時定数で積分して出力する。積分回路７５で得られる出力電圧は、検出電力信号Ｐｄとして、ヒステリシス特性を有した電力方向判定回路７９に供給される。すなわち、電力方向判定回路７９は、演算増幅器ＯＰ２を用いてヒステリシス特性を持つコンパレータとして構成している。具体的には、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力に、積分回路７５からの検出電力信号Ｐｄが供給される。また、演算増幅器ＯＰ２の反転入力には、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とで分圧した電圧が、電力判定値Ｐｒｅｆとして供給される。さらに、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力と出力との間に抵抗Ｒ２３を接続することで、ヒステリシス特性を持たせている。このような電力方向判定回路７９の構成において、供給された検出電力信号Ｐｄは、ヒステリシスを持つしきい値と比較されるように動作する。そして、その比較での大小関係に応じた電圧がスイッチ制御信号Ｓｆとして、スイッチ素子１８としてのＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートＧに出力される。
　このようなヒステリシス特性として、電力方向判定回路７９では、図６、図７に示すように、値が低い一方のしきい値としての電力判定値Ｐｒｅｆ１と、高い他方のしきい値としての電力判定値Ｐｒｅｆ２とを等価的に設定している。
　例えば、電力が力行方向から回生方向に切り替わるように動作している場合には、図６に示すように、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆ１を下回ると、演算増幅器ＯＰ２の出力を反転して、スイッチ素子１８をＯＦＦする。この動作は、図５に示すように、検出電力信号Ｐｄが回生領域に入る前にスイッチ素子１８がＯＦＦするレベルＰｏｆｆに電力判定値Ｐｒｅｆ１を設定しておけばよい。これにより、「０≦Ｐｏｆｆ」であることから、外部の直流電源２０に電力がわずかでも逆流しないように保護することが可能となり、回生現象による電力の逆流をより確実に防止できる。
　逆に、電流が回生方向から力行方向に切り替わるように動作している場合には、図７に示すように、検出電力信号Ｐｄが電力判定値Ｐｒｅｆ２を上回ると、演算増幅器ＯＰ２の出力を反転して、スイッチ素子１８をＯＮする。この動作は、図５に示すように、検出電力信号Ｐｄが力行領域に入って十分経った後にＦＥＴ４がＯＮするレベルＰｏｎに電力判定値Ｐｒｅｆ２を設定しておけばよい。これにより、力行領域に入る手前の時間帯などにおいて、力行領域と回生領域とが交互に繰り返されることで引き起こされる不安定な電源保護の動作をも抑制している。
　以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、力行領域と回生領域が頻繁に繰り返されたり、回生電流がＰＷＭ制御に起因した変動を繰り返したりするブラシレスモータの制御装置のような場合であっても、回生エネルギーの電源側への逆流を電力として検出しているため、電圧変動に影響されず、その向きも正確に検出することが可能になる。このため、安定性を十分に確保しながら、回生エネルギーがモータから電源に逆流する現象を防止することができる。
　本発明にかかるモータ制御装置は、回生エネルギーがモータから電源に逆流する現象を安定に防止することが可能となる。このため、モータ制御装置以外の負荷側から直流電源側に電流が逆流するのを防止する逆流防止回路を備えた直流電源装置や、車両に搭載される装置等の用途にも適用できる。また、電力の逆流を防止するものであるため電源の逆接続保護用途にも適用できることは言うまでもない。
　１０　　モータ制御装置
　１１　　電源接続端子
　１２　　回転制御部
　１３　　ＰＷＭ回路
　１４　　インバータ
　１５　　平滑キャパシタ
　１６　　電流センサ
　１７　　電力方向検出回路
　１８　　スイッチ素子
　１８Ｄ　　寄生ダイオード
　２０　　直流電源
　３０　　モータ
　３２　　巻線
　４０　　負荷回路
　７０　　電源保護回路
　７１　　電流検出回路
　７２　　シャント抵抗
　７５　　積分回路
　７７，７９　　電力方向判定回路
　１１１　　正極側端子
　１１２　　負極側端子

Claims (6)

  1. モータにより生じた回生電力が電源側へ逆流することを防止する機能を備え、前記モータの回転動作を制御するモータ制御装置であって、
    前記モータが所定の回転動作をするように、前記モータを駆動制御するための駆動制御信号を生成する回転制御部と、
    直流電源から供給された直流電力を、前記駆動制御信号に応じた駆動電力に変換し、変換した前記駆動電力を前記モータに供給するインバータと、
    前記直流電源と前記インバータを含む負荷回路との間の電源接続をオンオフするスイッチ素子と、
    前記直流電源と前記負荷回路との間に流れる電流に基づいて、前記直流電源と前記負荷回路との間の電力の向きを検出する電力方向検出回路とを備え、
    前記スイッチ素子は、前記電力方向検出回路が検出した電力の向きに応じてオンオフ制御されることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記スイッチ素子は、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴであり、
    前記Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのドレインは前記直流電源に接続され、ソースは前記負荷回路に接続され、ゲートは前記電力方向検出回路に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記電力方向検出回路は、
    前記直流電源と前記負荷回路との間に流れる電流量を検出し、電流検出信号として出力する電流検出回路と、
    前記電流検出回路からの前記電流検出信号を積分し、電流積分信号として出力する積分回路と、
    電力の向きを判定するための電力判定値と前記電流積分信号の値との比較に基づき、前記直流電源と前記負荷回路との間で授受される電力の向きを判定する電力方向判定回路とを備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 前記電力方向判定回路は、前記電力判定値と前記電流積分信号の値との比較に基づく判定結果において、力行時と同じ判定結果の場合に、前記スイッチ素子をオンさせる信号を出力し、力行時と異なる判定結果の場合に、前記スイッチ素子をオフさせる信号を出力することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記積分回路の時定数が０．１～０．００１であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
  6. 前記電力方向判定回路は、ヒステリシス特性を有した回路であって、前記スイッチ素子をオンする信号を出力するときの前記電流積分信号の値をＰｏｎ、前記スイッチ素子をオフする信号を出力するときの前記電流積分信号の値をＰｏｆｆとしたとき、０≦Ｐｏｆｆ＜Ｐｏｎの関係を有することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
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