KR20120139517A - 교류 모터의 제어 장치 및 이것을 사용한 냉동 공조 장치 - Google Patents

교류 모터의 제어 장치 및 이것을 사용한 냉동 공조 장치 Download PDF

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KR20120139517A
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Abstract

본 발명은 교류 모터를 저부하 혹은 저속 영역에서 사용하는 등, 변조율이 낮은 경우에 있어서도, 직선 모선 전류를 정확하게 검출하고, 교류 모터를 고성능으로 구동하기 위한 것으로, 직류 전원과, 이 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 이 인버터에 구비되는 스위치 소자를 제어하는 인버터 제어 회로와, 상기 인버터에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 직류 모선 전류 검출기와, 이 직류 모선 전류 검출기에서 검출한 직류 모선 전류를 평활화하는 로우 패스 필터와, 이 로우 패스 필터에서 평활된 직류 모선 전류의 감쇠분을 보정하는 보정기를 구비하는 교류 모터의 제어 장치.

Description

교류 모터의 제어 장치 및 이것을 사용한 냉동 공조 장치{CONTROL DEVICE OF AC MOTOR AND REFRIGERATING AIR CONDITIONER USING THE SAME}
본 발명은, 교류 모터의 제어 장치에 관한 것으로서, 특히, 인버터의 직류 모선 전류에 기초하여 모터 전류를 추정하는 방법에 관한 것이다.
교류 모터에 흐르는 모터 전류를 정확하게 추정하고, 이것을 교류 모터의 제어에 사용할 수 있으면, 교류 모터를 보다 고성능으로 구동할 수 있다.
특허 문헌 1에서는, 인버터의 직류 모선 전류로부터 2상분의 전류를 검출하고, 이 검출값에 기초하여 모터 전류를 추정한다. 이를 위해서는, 캐리어 1주기 내에서 2회 전류를 검출할 필요가 있어, 고속의 A/D 변환기를 필요로 한다.
특허 문헌 2에서는, 2상분의 전류를 검출해야만 한다고 하는 특허 문헌 1과는 달리, 1상분의 검출값만으로 모터 전류를 추정할 수 있다. 단, 모터 전류를 1회 추정하기 위해서는, 소정의 기간에 있어서, 직류 모선 전류를 복수회 검출할 필요가 있어, 고속의 A/D 변환기를 필요로 하는 점은 개선되어 있지 않다.
일본 특허 출원 공개 제2002-95263호 공보 일본 특허 출원 공개 제2007-221999호 공보
교류 모터를 저부하 혹은 저속 영역으로 구동하는 경우, 변조율을 낮게 하기 위해서, 인버터의 직류 모선 전류의 통전 기간을 짧게 한다. 직류 모선 전류의 통전 기간이 짧으면, 통전 기간 내에 직류 모선 전류를 복수회 검출하는 것이 곤란하기 때문에, 종래의 기술에서는, 직류 모선 전류의 검출에 오차가 발생하여, 모터 전류를 정확하게 추정할 수 없고, 교류 모터를 고성능으로 구동할 수 없다고 하는 문제가 발생한다.
본 발명의 목적은, 인버터의 통전 기간이 짧은 경우라도 직선 모선 전류를 정확하게 검출함으로써, 모터 전류를 정확하게 추정하여, 교류 모터를 고성능으로 구동하는 방법을 제공하는 것이다.
직류 전원과, 이 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 이 인버터에 구비되는 스위치 소자를 제어하는 인버터 제어 회로와, 상기 인버터에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 직류 모선 전류 검출기와, 이 직류 모선 전류 검출기에서 검출한 직류 모선 전류를 평활화하는 로우 패스 필터와, 이 로우 패스 필터에서 평활된 직류 모선 전류의 감쇠분을 보정하는 보정기를 구비하는 교류 모터의 제어 장치.
본 발명에 의해, 변조율이 낮은 경우에 있어서도, 직선 모선 전류를 정확하게 검출할 수 있다. 이 때문에, 저부하 혹은 저속 영역에 있어서도 교류 모터를 고성능으로 구동할 수 있다.
도 1은 실시예 1의 제어 장치의 구성도.
도 2는 실시예 1의 제어 장치에 있어서의, 전압?전류 파형도.
도 3은 실시예 1의 제어 장치에 있어서의, 전압?전류의 각 성분을 도시하는 벡터도.
도 4는 실시예 1의 제어 장치에 있어서의, 논리적인 직류 모선 전류 IDC의 파형도.
도 5는 실시예 1의 제어 장치에 있어서의, 변조율이 낮은 경우의 직류 모선 전류의 파형도.
도 6은 실시예 1의 제어 장치에 있어서의, 변조율이 높은 경우의 직류 모선 전류의 파형도.
도 7은 실시예 3의 전류 검출상의 전환을 도시하는 파형도.
도 8은 실시예 4의 직류 모선 전류 검출의 추종성을 도시하는 파형도.
도 9는 실시예 5의 구성도.
도 10은 실시예 5의 필터 시정수를 전환한 경우의 직선 모선 전류의 파형도.
도 11은 실시예 6의 구성도.
이하, 도면을 사용해서 본 발명의 각 실시예를 설명한다.
[실시예 1]
도 1 내지 도 6을 사용해서 실시예 1의 제어 장치를 설명한다. 도 1에 있어서, 교류 모터(1)는, 인버터(2)로부터 인가되는 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw에 따른 토크를 출력한다. 인버터(2)는, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn을 구비하고, 교류 모터(1)에 3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 인가하고, 교류 전력을 공급한다. 직류 전원(3)은, 직류 전압 VDC를 인버터(2)에 인가하고, 직류 전력을 공급한다. 직류 모선 전류 검출기(4)는, 인버터(2)의 직류 모선 전류 IDC를 검출한다. 로우 패스 필터(5)는, 직류 모선 전류 검출기(4)의 검출값을 평활화한다. 보정기(6)는, 로우 패스 필터(5)에 의한 검출값의 감쇠분을 보정한다. 인버터 제어 회로(7)는, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온/오프를 제어한다. 또한, 인버터 제어 회로(7) 내의 PWM 신호 발생부(7a), 벡터 제어부(7b), 전류 추정부(7c)의 상세에 대해서는, 실시예 2에서 설명하는 것으로 한다.
인버터(2)는, (수학식 1)의 3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 교류 모터(1)에 인가하고, 교류 모터(1)에는, (수학식 2)의 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw가 흐른다. (수학식 1)의 3상 교류 전압은, 도 2의 (a)에 도시되고, (수학식 2)의 3상 교류 전류는 도 2의 (b)에 도시된다.
Figure pat00001
Figure pat00002
또한, 수학식 1, 수학식 2에 있어서, V1은 모터 전압, I1은 모터 전류, θv는 U축을 기준으로 하는 전압 위상, φ는 전압/ 전류 위상차이다.
다음에, 도 3을 사용하여, 전압 전류의 각 성분을 설명한다. 도 3에 있어서, U축은 교류 모터(1)의 고정자의 U상 코일 방향을 나타낸다. 모터 전압 V1, 모터 전류 I1의 U축 방향의 성분을, 각각 U상 전압 Vu, U상 전류 Iu로 한다. 마찬가지로, 도 3에서는 생략하지만, V축 방향의 성분을, V상 전압 Vv, V상 전류 Iv로 하고, W축 방향의 성분을, W상 전압 Vw, W상 전류 Iw로 한다. 또한, 모터 전류 I1의 모터 전압 V1 방향의 성분을 유효 전류 Ia로 하고, 그것과 직교하는 성분을 무효 전류 Ir로 한다.
직류 모선 전류 검출기(4)는, 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw 중 어느 하나를 직류 모선 전류 IDC로서 검출한다. 3상 교류 전류 중 어느 것이 검출될지는, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온/오프의 조합에 의존한다. 도 4를 사용하여, 스위치 소자의 온/오프의 조합과 직류 모선 전류 IDC의 이론상의 파형의 관계를 상세하게 설명한다.
도 4의 (a)는, 캐리어 주기 Tc의 캐리어 신호이다. 여기서는, 캐리어 신호로서 삼각파를 사용한 예를 도시하지만, 거파를 사용해도 된다.
인버터 제어 회로(7)는, 캐리어 신호와 3상 교류 전압의 지령값 Vu*, Vv*, Vw*을 비교하여, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온/오프를 결정한다.
도 4의 (b)의 Su의 해칭은, 캐리어 신호가 Vu* 이하가 되는 기간에 상당하고, 스위치 소자 Sup를 온으로 하는 기간을 나타낸다. 마찬가지로, 도 4의 (c)의 Sv의 해칭은, 캐리어 신호가 Vv* 이하가 되는 기간에 상당하고, 스위치 소자 Svp를 온으로 하는 기간을 나타내고, 도 4의 (d)의 Sw의 해칭은, 캐리어 신호가 Vw* 이하가 되는 기간에 상당하고, 스위치 소자 Swp를 온으로 하는 기간을 나타낸다.
도 1에 도시하는 스위치 소자 Sup와 Sun은, 각각 상보적으로 동작하고, 한쪽이 온일 때, 다른 쪽은 오프이다. 마찬가지로, 스위치 소자 Svp와 Svn, Swp와 Swn도 상보적으로 동작하고, 한쪽이 온일 때, 다른 쪽은 오프이다. 단, 인버터(2)의 단락 방지를 위해, 양자가 오프가 되는 데드 타임을 설정해도 된다.
도 4에 도시하는 바와 같이, Sup, Svp, Swp의 모두가 온일 때와 모두가 오프일 때에는, 직류 모선 전류 IDC는 흐르지 않는다. 한편, Sup만 온이 되는 기간 Tu에서는, U상 전류 Iu가 순방향으로 흐르고, Sup와 Svp가 온이 되는 기간 Tw에서는, W상 전류 Iw가 역방향으로 흐른다. 이 결과, 논리적으로는, 도 4의 (e)에 도시하는 직류 모선 전류 IDC가 얻어진다.
다음에, 도 4의 (e)를 사용하여, 직류 모선 전류 검출기(4)에 의한 직류 모선 전류 IDC의 검출 방법을 구체적으로 설명한다. 직류 모선 전류 검출기(4)는, 캐리어 신호 하행 시의 Sup 온으로부터 Ts 후의 타이밍 A에 있어서, U상 전류 Iu를 검출한다. Ts 를 설정하는 이유에 대해서는 후술한다. 또한, 여기서 나타낸 예 대신에, 캐리어 신호 상행 시의 타이밍 B에 있어서 U상 전류를 검출해도 되고, W상 전류 Iw를 검출해도 된다.
다음에, 도 5, 도 6을 사용하여, 실제로 관측되는 직류 모선 전류 IDC를 검출하는 예를 설명한다. 또한, 도 5는, 변조율이 낮고 기간 Tu가 짧은 경우의 직류 모선 전류 IDC의 파형도이며, 도 6은, 변조율이 높고 기간 Tu가 긴 경우의 직류 모선 전류 IDC의 파형도이다.
우선, 변조율이 낮은 경우에 대해서, 도 5를 사용해서 설명한다. 스위치 소자에 지연이나 비선형 특성이 있는 실제의 회로에서는, 직류 모선 전류 IDC의 파형은, 도 4의 (e)에서 도시한 이상적인 형상으로는 되지 않고, 도 5의 (b)의 실선으로 나타내는 바와 같이 맥동한다. 이 때문에, U상 전류 Iu를 정확하게 검출하기 위해서는, 맥동이 수습되고나서 전류 검출할 필요가 있다. 그러나, 변조율이 낮은 경우, 3상 전압 Vu, Vv, Vw가 제로 근방에 있기 때문에 기간 Tu가 짧고, 링잉이 수습되기 전에 다음의 스위칭이 행하여져, U상 전류 Iu를 정확하게 검출할 수 없다.
그래서, 본 실시예에서는, 도 1에 도시하는 바와 같이, 직류 모선 전류 검출기(4)의 후단에, (수학식 3)에 나타내는 특성을 가진 로우 패스 필터(5)를 설치했다. 여기서, (수학식 3)에 있어서, Tf는 시정수이다. (수학식 3)의 특성의 로우 패스 필터(5)를 사용함으로써, 실선으로 나타낸 직류 모선 전류 IDC는 점선으로 나타내는 필터 값 IDC'로 평활화된다. 또한, (수학식 3)에 나타내는 로우 패스 필터(5)의 특성은 일례이며, 보다 고차의 로우 패스 필터이어도 된다.
Figure pat00003
도 5와 같이 변조율이 낮은 경우, 캐리어 주기 Tc에 대하여 기간 Tu가 짧기 때문에, 맥동이 조기에 수렴하고, 직류 모선 전류 IDC의 파형이 상승되는 타이밍인 타이밍 C에 있어서의 필터값 IDC'를 제로로 근사할 수 있다. 또한, 타이밍 C는, 이상적으로는, 도 4에 있어서의, 캐리어 신호 하강 시의 Sup의 온 시이다. 이때, U상 전류 Iu의 검출값 Iu'는 (수학식 4)에서 구할 수 있다.
Figure pat00004
또한, (수학식 4)의 보정 계수 ε는 (수학식 5)이다.
Figure pat00005
다음에, 변조율이 높은 경우에 대해서 도 6을 사용해서 설명한다. 도 5에서는, 타이밍 C에 있어서의 필터값 IDC'를 제로로 근사할 수 있었지만, 도 6에서는, 캐리어 주기 Tc에 대하여 기간 Tu가 길기 때문에, 타이밍 C에 있어서도 맥동은 수렴하지 않고, 필터값 IDC'도 제로로 수렴하지 않는다. 이 경우, 타이밍 C에 있어서의 필터값 IDC'를 제로로 근사하지 않고 정확하게 연산하는 것이 바람직하다.
그래서, 본 실시예에서는, 도 1에 도시하는 바와 같이, 로우 패스 필터(5)의 후단에 보정기(6)를 설치했다. 보정기(6)는, (수학식 4)에 보정 계수 ε를 대입하고, U 상 전류 검출값 Iu'로부터 U상 전류 Iu를 역산한다. 이에 의해, 로우 패스 필터(5)의 감쇠분을 보정할 수 있다. 인버터 제어 회로(7)는, 이와 같이 하여 얻어진 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw에 기초하여 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온/오프를 제어하므로, 교류 모터(1)를 안정하게 구동할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 로우 패스 필터(5) 및 보정기(6)를 사용한 본 실시예의 구성에 의해, 변조율이 낮은 경우든 높은 경우든 모두 정확하게 전류를 검출할 수 있다. 이 때문에, 저부하 혹은 저속 영역에 있어서도 교류 모터(1)를 고성능으로 구동할 수 있고, 구동 범위를 와이드 레인지화할 수 있다.
[실시예 2]
도 1을 사용해서 실시예 2를 설명한다. 또한, 실시예 1와 동등한 점에 대해서는 설명을 생략하는 것으로 한다.
본 실시예는, 도 1에 도시하는 바와 같이, 인버터 제어 회로(7) 내에, PWM 신호 발생부(7a), 벡터 제어부(7b), 전류 추정부(7c)를 구비하고, 이들에 의해, 모터 전류 I1을 추정하고, 교류 모터(1)를 벡터 제어하는 것이다. 이하, 각각에 대해 상세하게 설명한다.
전류 추정부(7c)는, 보정기(6)로부터의 출력에 기초하여, 도 3에서 설명한 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 추정하고, 모터 전류 I1의 진폭 및 위상을 추정하는 것이다. 이 추정 원리를 이하에 서술한다.
도 3로부터 명확한 바와 같이, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia는, 각각 (수학식 6), (수학식 7)로 나타낸다.
Figure pat00006
Figure pat00007
(수학식 2)에 (수학식 6), (수학식 7)을 대입하면, (수학식 8)을 얻는다.
Figure pat00008
또한, (수학식 4)로 나타내는 U상 전류 검출값 Iu'를, 도 2에 도시하는 구간 Q1(θv1≤θv≤θv2)로 적분하고, (수학식 9)의 적분값 S1을 구한다. 마찬가지로, Q2(θv2≤θv≤θv3)로 적분하고, (수학식 10)의 적분값 S2를 구한다.
Figure pat00009
Figure pat00010
(수학식 4), (수학식 8)을 (수학식 9), (수학식 10)에 대입하면, (수학식 11), (수학식 12)을 얻는다.
Figure pat00011
Figure pat00012
또한, (수학식 11) 중의 kr1, Δkr1, ka1, Δka1은 (수학식 13)으로 정의되며, (수학식 12) 중의 kr2, Δkr2, ka2, Δka2는 (수학식 14)로 정의된다.
Figure pat00013
Figure pat00014
그리고, (수학식 11), (수학식 12)에 의해 (수학식 15)를 얻는다.
Figure pat00015
전류 추정부(7c)는, 이상에서 구한 (수학식 15)로부터, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 추정할 수 있다. 또한, (수학식 15)의 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2는, 로우 패스 필터(5)에 의한 직류 모선 전류 IDC의 감쇠분에 상당하는 것이며, 보정기(6)는, 감쇠의 영향을 보정하기 위해서, 미리 기억된, 혹은, (수학식 13), (수학식 14)를 사용해서 연산한 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 사용하여, 직류 모선 전류 IDC를 보정한다.
또한, 이상에서는 연속하는 구간 Q1, Q2의 U상 전류 검출값 Iu' 적분값을 사용하는 예를 설명했지만, 연속하지 않는 구간 Q1, Q2의 적분값을 구해도 되고, 이와 같이 하여 전류 추정을 행하는 경우에는, 연산 처리를 행하는 타이밍을 분산시킬 수 있고, 연산 부하의 집중을 방지할 수 있다. 또한, 3개 이상의 구간 Q1, Q2, …, Qn의 적분값을 구해도 되고, 보다 많은 적분값을 사용해서 전류 추정을 행함으로써, 노이즈가 혼입된 경우라도 적합한 전류 추정을 행할 수 있다. 이들 방법으로 전류 추정을 행하는 경우에는, 수학식 13, 수학식 14의 적분 구간을 실제로 전류 검출한 구간으로 변경하는 것만으로 대응할 수 있다.
전류 추정부(7c)의 후단에 설치되는 벡터 제어부(7b)는, 벡터 제어에 기초하여, 모터 전류 I1의 진폭 및 위상으로부터 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*을 연산한다. PWM 신호 발생부(7a), 벡터 제어부(7b)로부터의 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*에 기초하여, 스위칭 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 제어 신호를 출력한다. 이에 의해, 인버터(2)가 PWM 제어되고, 교류 모터(1)가 구동된다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 실시예의 구성에 따르면, 로우 패스 필터(5)에 의한 직류 모선 전류 IDC의 감쇠분을 보정하고, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 추정할 수 있다. 이에 의해, 로우 패스 필터(5)에 의한 감쇠를 보정하지 않는 구성에 비해, 교류 모터(1)를 고성능으로 구동할 수 있다.
[실시예 3]
도 7을 사용해서 실시예 3을 설명한다. 또한, 실시예 2와 동등한 점에 대해서는 설명을 생략하는 것으로 한다.
(수학식 13), (수학식 14)로부터 알 수 있는 바와 같이, 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2는, 도 2에서 도시한 전압 위상 θv1, θv2, θv3에 의존한다. 전압 위상 θv는 교류 모터(1)의 구동과 함께 진행되기 때문에, 전류 추정마다 (수학식 13), (수학식 14)를 사용해서 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 재계산하는 경우에는, 보정기(6)에 큰 연산 부하가 걸리게 된다. 또한, 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 미리 기억해 두는 경우에는, 보정기(6)는 모든 계수를 기억한 대용량의 메모리를 구비해야만 한다.
그래서, 본 실시예는, (수학식 15)의 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 통일하고, 보정기(6)의 연산 부하 혹은 기억 용량을 저감시키는 것이다.
계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 통일하기 위해서는, 전류 검출값이 주기성을 갖고, 이것에 동기해서 전류 추정하면 된다. 전압 위상 θv에 따라서 검출하는 전류상을 적절하게 전환하면, 전류 검출값은 주기성을 갖는다.
표 1에 나타내는 바와 같이 전류 검출상을 전환하는 경우에 대해서 설명한다. 여기서, -U는, U상 전류 검출값 Iu'의 정부를 반대로 한 -Iu'를 검출하는 것을 나타낸다. V상 및 W상에 관해서도 마찬가지이다. 또한, 표 1은 본 실시예의 일 형태로서, 전류 검출값이 주기성을 갖고, 이것에 동기해서 전류 추정할 수 있는 경우에는, 표 1에 나타내는 예 대신에, 여러 가지의 구간, 전압 위상, 검출상의 조합을 사용할 수 있다.
Figure pat00016
이때의 전류 검출값을 도 7에 실선으로 나타낸다. 전류 검출값은 주기성을 갖고, 예를 들어, 구간 D에 있어서 U상을 검출하는 것은, 구간 C에 있어서 -V상을 검출하는 것과 동일하다. 다른 구간에 있어서도 마찬가지이며, 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2는, 어느 하나의 구간에 기초하여 연산하면 된다.
이상에서 설명한 본 실시예에서는, 계수 Δkr1, Δkr2, Δka1, Δka2를 통일할 수 있기 때문에, 전류 추정부(7c)의 연산 부하가 작아지는 효과도 얻어진다.
[실시예 4]
도 8을 사용해서 실시예 4를 설명한다. 또한, 이미 설명한 실시예와 동등한 점에 대해서는 설명을 생략하는 것으로 한다.
일반적으로, 시정수 Tf가 클수록, 직선 모선 전류 IDC에 대한 필터값 IDC'의 응답은 저하한다. 이때, 실제의 전류에 대한 전류 추정값의 응답이 저하하고, 교류 모터(1)의 제어도 열화하게 된다.
그래서, 본 실시예에서는, 필터값 IDC'가 직선 모선 전류 IDC를 충분한 응답 속도로 추종하도록, (수학식 3)의 시정수 Tf를 캐리어 주기 Tc와의 관계로 규정함으로써, 제어 응답성의 저하를 방지한다.
도 8에 직류 모선 전류 IDC 및 IDC'의 파형도를 도시한다. 필터값 IDC'는 캐리어 주기 Tc마다 1회 검출된다고 가정한다. 여기서 IDC0은 직류 모선 전류 IDC의 정격값을 나타내고, 직류 모선 전류 IDC는 정격값 IDC0 이하로 한다. 또한, 어떤 통전 기간에서의 필터값 IDC'의 검출값을 IDC1, 다음의 통전 기간 직전의 필터값 IDC'를 IDC2로 한다. IDCm은 직류 모선 전류 검출기(4)의 최소 분해능을 나타내고, 필터값 IDC'가 IDCm 이하인 경우, 제로가 검출되는 것으로 한다.
이때, 캐리어 주기 Tc 이내에 필터값 IDC'가 정격값 IDC0으로부터 최소 분해능 IDCm 이하까지 변동할 수 있으면, 로우 패스 필터(5)의 지연은 무시할 수 있다. 이 조건은, (수학식 16)으로 표시된다.
Figure pat00017
여기서 IDC1과 IDC2에 관해서, (수학식 17)이 성립한다.
Figure pat00018
(수학식 16), (수학식 17)로부터 (수학식 18)을 얻는다.
Figure pat00019
본 실시예에서는 (수학식 18)을 만족하는 시정수 Tf를 사용함으로써, 충분한 응답 속도의 필터값 IDC'를 얻을 수 있고, 이 필터값 IDC'에 기초하여 교류 모터(1)를 제어하므로, 교류 모터(1)의 제어 응답성의 저하를 방지할 수 있다.
[실시예 5]
도 9, 도 10을 사용해서 실시예 5를 설명한다. 또한, 이미 설명한 실시예와 동등한 점에 있어서는 설명을 생략하는 것으로 한다.
본 실시예에서는, 인버터(2)의 변조율에 따라서 시정수 Tf를 조정함으로써, 전류 추정의 정밀도를 향상시킨다.
도 9는, 실시예 5에서 사용되는 로우 패스 필터(5)의 구성도이다. 여기에 도시하는 바와 같이, 로우 패스 필터(5)는 복수의 로우 패스 필터(5a, 5b, 5c)를 내장하고 있고, 멀티플렉서(5d)에 의해, 사용하는 로우 패스 필터를 전환할 수 있다. 로우 패스 필터(5a)는, 소정의 저항과 콘덴서를 조합하여 소정의 시정수의 필터를 구성하고 있다. 다른 로우 패스 필터(5b, 5c)도 마찬가지의 구성이지만, 각각 다른 시정수의 필터를 구성하도록, 저항, 콘덴서가 선택된다. 여기서는, 로우 패스 필터(5a, 5b, 5c)의 순서대로 시정수가 작아지는 것으로 한다.
도 4에서 설명한 기간 Tu는, 변조율이 높을수록 길어지고, 로우 패스 필터(5)에 의해 직류 모선 전류 IDC를 평활화할 필요가 없어진다. 그래서, 도 10에 도시하는 바와 같이, 변조율이 높을수록 시정수 Tf를 작게 하도록 멀티플렉서(5d)를 전환한다. 이에 의해, 변조율이 가장 높을 때에는 로우 패스 필터(5a)를 사용하고, 변조율이 가장 작을 때에는 로우 패스 필터(5c)를 사용하는 등, 변조율에 따른 적절한 필터를 사용함으로써, 전류 추정의 점도를 향상시킬 수 있다.
또한, 여기서는 항상 로우 패스 필터를 사용하는 구성으로 했지만, 변조율이 충분히 높고, 임계값을 초과하는 경우에는, 로우 패스 필터(5) 및 보정기(6)를 회피하고, 직접 직류 모선 전류를 관측해도 된다. 또한, 본 실시예는, 도 9 이외의 구성을 사용하여, 변조율에 따라서 시정수 Tf를 변경해도 된다. 예를 들어, 로우 패스 필터(5)의 콘덴서와 병렬로 쇼트 회로를 설치하여, 방전량을 제어함으로써, 변조율에 따라서 연속적으로 시정수 Tf를 변경해도 된다.
[실시예 6]
도 11을 사용해서 실시예 6을 설명한다. 실시예 6은, 실시예 1 내지 실시예 5에서 설명한 어느 하나의 제어 장치를 냉동 공조기의 구동 장치에 적용한 실시예이다.
이들 구동 장치는, 종종, 저속이 될수록 부하가 작아지는 운전 조건에서 구동된다. 저속이 될수록 교류 모터(1)의 유기 전압은 작아지고, 또한, 부하가 작아질수록 모터 전류 I1도 작아진다. 이 때문에, 초저속에서의 변조율은 극히 작다. 그래서, 팬 구동 장치 혹은 압축기 구동 장치 등의, 냉동 공조 장치의 구동 장치에 실시예 1 내지 실시예 5 중 어느 하나에서 설명한 제어 장치를 적용함으로써, 구동 범위를 와이드 레인지화할 수 있다. 본 발명을 해당 구동 장치에 적용함으로써, 변조율이 극히 작은 경우에도 전류 검출이 가능해지고, 초저속으로부터 구동 장치를 제어하는 것이 가능해진다.
1 : 교류 모터
2 : 인버터
3 : 직류 전원
4 : 직류 모선 전류 검출기
5 : 로우 패스 필터
5d : 멀티플렉서
6 : 보정기
7 : 인버터 제어 회로
7a : PWM 신호 발생부
7b : 벡터 제어부
7c : 전류 추정부
VDC : 직류 전압
IDC : 직류 모선 전류
Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn : 스위칭 소자
Vu,Vv,Vw : U상 전압, V상 전압, W상 전압
Vu*, Vv*, Vw* : U상 전압 지령, V상 전압 지령, W상 전압 지령
V1 : 모터 전압
I1 : 모터 전류
Ir : 무효 전류
Ia : 유효 전류
θv : 전압 위상
φ : 전압/전류 위상차

Claims (7)

  1. 직류 전원과,
    이 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와,
    이 인버터에 구비되는 스위치 소자를 제어하는 인버터 제어 회로와,
    상기 인버터에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 직류 모선 전류 검출기와,
    이 직류 모선 전류 검출기에서 검출한 직류 모선 전류를 평활화하는 로우 패스 필터와,
    이 로우 패스 필터에서 평활된 직류 모선 전류의 감쇠분을 보정하는 보정기를 구비하는 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 인버터 제어 회로는,
    상기 직류 모선 전류 검출기에서 검출한 복수의 직류 모선 전류로부터 상기 교류 모터에 흐르는 교류 전류의 진폭 및 위상을 추정하는 전류 추정 수단과,
    이 전류 추정 수단의 출력에 기초하여 상기 인버터 제어 회로의 전압 지령을 연산하는 벡터 제어 수단과,
    이 벡터 제어 수단의 출력에 기초하여 상기 스위치 소자를 PWM 제어하는 PWM 신호 발생 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전류 추정 수단은, 상기 직류 모선 전류 검출기에서 검출되는 직류 모선 전류의 주기성에 동기해서 상기 교류 모터에 흐르는 교류 전류의 진폭 및 위상을 추정하는 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 로우 패스 필터의 시정수 Tf가
    [수학식 1]
    Figure pat00020

    이고, 단, Tf: 시정수, Tc: 인버터 제어 회로의 캐리어 주기, IDC0: 직선 모선 전류의 정격값, IDCm: 직류 모선 전류 검출기의 최소 분해능
    인 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 인버터의 변조율에 따라서 상기 로우 패스 필터의 시정수를 변경하는 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 직류 모선 전류 검출기는, 상기 인버터의 변조율이 임계값 이상인 경우, 상기 로우 패스 필터 및 상기 보정기를 회피하고, 상기 인버터에 흐르는 직선 모선 전류를 직접 검출하는 것을 특징으로 하는 교류 모터의 제어 장치.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 하나의 교류 모터의 제어 장치를, 팬 혹은 압축기에 사용되는 교류 모터의 제어 장치로 한 것을 특징으로 하는 냉동 공조 장치.
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