CN102832875B - 交流电动机的控制装置和使用其的冷冻空调装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流电动机的控制装置和使用其的冷冻空调装置，即使在低负载或低速区域使用交流电动机等调制率较低的情况下，也正确地检测直流母线电流，并高性能地驱动交流电动机。本发明的交流电动机的控制装置，具备：直流电源；逆变器，将由该直流电源提供的直流电变换为交流电；逆变器控制电路，对该逆变器中所具备的开关元件进行控制；直流母线电流检测器，对在所述逆变器中流动的直流母线电流进行检测；低通滤波器，对由该直流母线电流检测器检测出的直流母线电流进行平滑化；以及修正器，对由该低通滤波器平滑过的直流母线电流的衰减量进行修正。

Description

交流电动机的控制装置和使用其的冷冻空调装置

技术领域

本发明涉及一种交流电动机的控制装置，特别地，涉及一种基于逆变器的直流母线电流来估计电动机(motor)电流的方法。

背景技术

如果能够正确地估计交流电动机中流动的电动机电流，并将其用于交流电动机的控制，则能够更高性能地驱动交流电动机。

在专利文献1中，从逆变器的直流母线电流中检测出两相的电流，并且基于该检测值来估计电动机电流。由此，需要在一个载波周期内进行两次电流检测，并且需要高速A/D转换器。

在专利文献2中，与所谓的必须检测出两相的电流的专利文献1不同，可以仅通过一相的检测值来估计电动机电流。但是，为了估计一次电动机电流，需要在规定的时间段中多次检测直流母线电流，并未改善需要高速A/D转换器这一点。

专利文献1：JP特开2002-95263号公报

专利文献2：JP特开2007-221999号公报

在低负载或低速区域中驱动交流电动机的情况下，由于调制率变低，使得逆变器的直流母线电流的通电时间段变短。由于当直流母线电流的通电时间段变短时，难以在通电时间段内多次检测直流母线电流，在现有技术中，产生了以下问题：在直流母线电流的检测时产生了误差，无法正确地估计电动机电流，并且无法高性能地驱动交流电动机。

发明内容

本发明的目的是提供一种方法，通过即使在逆变器的通电时间段较短的情况下也正确地检测出直流母线电流，来正确地估计电动机电流，并高性能地驱动交流电动机。

根据本发明，提出了一种交流电动机的控制装置，其具备：直流电源；逆变器，将由该直流电源提供的直流电变换为交流电；逆变器控制电路，对该逆变器中所具备的开关元件进行控制；直流母线电流检测器，对在所述逆变器中流动的直流母线电流进行检测；低通滤波器，对由该直流母线电流检测器检测出的直流母线电流进行平滑化；以及修正器，对由该低通滤波器平滑过的直流母线电流的衰减量进行修正。

根据本发明，即使在调制率较低的情况下，也能够正确地检测出直流母线电流。由此，即使在低负载或低速区域中也能够高性能地驱动交流电动机。

附图说明

图1是第一实施例的控制装置的构成图。

图2是在第一实施例的控制装置中的电压、电流波形图。

图3是示出了在第一实施例的控制装置中的电压、电流的各成分的矢量图。

图4是在第一实施例的控制装置中的逻辑上的直流母线电流IDC的波形图。

图5是在第一实施例的控制装置中的调制率较低的情况下的直流母线电流的波形图。

图6是在第一实施例的控制装置中的调制率较高的情况下的直流母线电流的波形图。

图7是示出了第三实施方式的电流检测相位的切换的波形图。

图8是示出了第四实施方式的直流母线电流检测的追随性的波形图。

图9是第五实施例的构成图。

图10是第五实施例的在切换了滤波器时间常数的情况下的直流母线电流的波形图。

图11是第六实施例的构成图。

符号说明：

1    交流电动机

2    逆变器

3    直流电源

4    直流母线电流检测器

5    低通滤波器

5d   多路复用器

6    修正器

7    逆变器控制电路

7a   PWM信号产生部

7b   矢量控制部

7c   电流估计部

VDC  直流电压

IDC  直流母线电流

Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn开关元件

Vu、Vv、Vw  U相电压、V相电压、W相电压

Vu^*、Vv^*、Vw^*U相电压指令、V相电压指令、W相电压指令

V1    电动机电压

I1    电动机电流

Ir    无效电流

Ia    有效电流

θv   电压相位

ψ  电压/电流相位差

具体实施方式

以下，使用附图来说明本发明的各实施例。

第一实施例

使用图1到图6来说明第一实施例的控制装置。在图1中，交流电动机1输出与从逆变器2施加的三相交流电流Iu、Iv、Iw相对应的转矩。逆变器2具备开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn，并且向交流电动机1施加三相交流电压Vu、Vv、Vw，提供交流电。直流电源3向逆变器2施加直流电压VDC，以提供直流电。直流母线电流检测器4检测逆变器2的直流母线电流IDC。低通滤波器5对直流母线电流检测器4的检测值进行平滑化。修正器6对由低通滤波器5所造成的检测值的衰减量进行修正。逆变器控制电路7对开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的接通、断开进行控制。另外，逆变器控制电路7内的PWM信号产生部7a、矢量控制部7b、电流估计部7c的细节将在第二实施例中进行说明。

逆变器2将(公式1)的三相交流电压Vu、Vv、Vw施加到交流电动机1，并且在交流电动机1中流动着(公式2)的三相交流电流Iu、Iv、Iw。(公式1)的三相交流电压如图2的(a)所示，而(公式2)的三相交流电流如图2的(b)所示。

$\left[\begin{array}{c}{V}_u\\ V_v\\ V_w\end{array}\right]=V_1\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_v\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$ …(公式1)

$\left[\begin{array}{c}{I}_u\\ I_v\\ I_w\end{array}\right]=I_1\left[\begin{array}{c}\cos ({\mathrm{\θ}}_v-\mathrm{\φ})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\mathrm{\φ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\mathrm{\φ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$ …(公式2)

此外，在公式1、公式2中，V1是电动机电压，I1是电动机电流，θv是将U轴作为基准的电压相位，且ψ是电压/电流相位差。

接下来，使用图3来说明电压、电流的各成分。在图3中，U轴表示交流电动机1的固定子的U相线圈方向。将电动机电压V1、电动机电流I1的U轴方向的成分分别设为U相电压Vu、U相电流Iu。同样地，尽管图3中有所省略，但是将V轴方向的成分设为V相电压Vv、V相电流Iv，且将W轴方向的成分设为W相电压Vw、W相电流Iw。此外，将电动机电流I1的电动机电压V1方向的成分设为有效电流Ia，并将与其正交的成分设为无效电流Ir。

直流母线电流检测器4检测出三相交流电流Iu、Iv、Iw的任一个，作为直流母线电流IDC。检测出三相交流电流的哪一个依赖于开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的接通、断开的组合。使用图4来详细说明开关元件的接通、断开的组合与直流母线电流IDC的逻辑上的波形关系。

图4(a)是载波周期Tc的载波信号。这里，尽管作为载波信号图示了使用三角波的例子，但是也可以使用锯齿波。

逆变器控制电路7将载波信号与三相交流电压的指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*进行比较，来确定开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的接通、断开。

图4(b)的Su的阴影相当于载波信号变为Vu^*以下的时间段，表示使开关元件Sup接通的时间段。同样地，图4(c)的Sv的阴影相当于载波信号变为Vv^*以下的时间段，表示使开关元件Svp接通的时间段，图4(d)的Sw的阴影相当于载波信号变为Vw^*以下的时间段，表示使开关元件Swp接通的时间段。

图1所示的开关元件Sup与Sun分别互补地进行动作，在一方接通时，另一方断开。同样地，开关元件Svp与Svn、Swp与Swn也互补地进行动作，在一方接通时，另一方断开。但是，为了防止逆变器2的短路，也可以设置两者变为断开的空载时间(deadtime)。

如图4所示，在Sup、Svp、Swp的全部接通时和全部断开时，没有直流母线电流IDC流动。另一方面，在仅Sup变为接通的时间段Tu中，U相电流Iu正向流过，而在Sup和Svp变为接通的时间段Tw中，W相电流Iw反向流过。结果，在逻辑上，获得了图4(e)所示的直流母线电流IDC。

接下来，使用图4(e)来具体说明直流母线电流检测器4的直流母线电流IDC的检测方法。直流母线电流检测器4在载波信号下降时的从Sup接通开始Ts后的定时A处，检测U相电流Iu。设置Ts的理由如后所述。另外，替代这里所示的例子，可以在载波信号上升时的定时B处检测U相电流，并且还可以检测W相电流Iw。

接下来，使用图5、图6来说明检测实际观测的直流母线电流IDC的例子。另外，图5是在调制率较低、时间段Tu较短的情况下的直流母线电流IDC的波形图，而图6是在调制率较高、时间段Tu较长的情况下的直流母线电流IDC的波形图。

首先，使用图5来说明调制率较低的情况。在开关元件中存在延迟或非线形特性的实际电路中，直流母线电流IDC的波形并未成为图4(e)所示的理想的形状，而是如图5(b)的实线所示的那样脉动。由此，为了正确地检测出U相电流Iu，需要在脉动收敛之后进行电流检测。但是，在调制率较低的情况下，由于三相电压Vu、Vv、Vw处于零附近因此时间段Tu较短，在回响(ringing)收敛之前执行了下一次的切换，无法正确地检测U相电流Iu。

因此，在本实施例中，如图1所示，在直流母线电流检测器4的后级设置了具有(公式3)所示的特性的低通滤波器5。这里，在(公式3)中，Tf是时间常数。通过使用具有(公式3)的特性的低通滤波器5，将实线所示的直流母线电流IDC平滑化为虚线所示滤波值IDC’。此外，(公式3)所示的低通滤波器5的特性仅为一例，其可以是更高阶的低通滤波器。

$\frac{1}{T_{f}s+1}$ …(公式3)

在图5那样的调制率较低的情况下，由于时间段Tu相对于载波周期Tc较短，脉动较早地收敛，能够将在作为直流母线电流IDC的波形的上升定时的定时C处的滤波值IDC’近似于零。此外，理想地，定时C是图4中的载波信号下降时的Sup的接通时间。此时，可以通过(公式4)来求得U相电流Iu的检测值Iu’。

I′_u＝I_u(1-ε)                      …(公式4)

另外，(公式4)的修正系数ε如(公式5)所示。

$\mathrm{\ϵ}=\exp (-\frac{T_s}{T_f})$ …(公式5)

接下来，使用图6来说明调制率较高的情况。尽管在图5中能够将定时C处的滤波值IDC’近似于零，但是在图6中，由于时间段Tu相对于载波周期Tc较长，在定时C处脉动并不收敛，滤波值IDC’也不收敛于零。在这种情况下，优选正确地进行运算，而无需将定时C处的滤波值IDC’近似于零。

因此，在本实施例中，如图1所示，在低通滤波器5的后级设置了修正器6。修正器6将修正系数ε代入(公式4)，并且根据U相电流检测值Iu’来倒算出U相电流Iu。由此，可以修正低通滤波器5的衰减量。由于逆变器控制电路7基于这样获得的三相交流电流Iu、Iv、Iw来对开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的接通、断开进行控制，因此能够稳定地驱动交流电动机1。

如以上说明的，通过使用了低通滤波器5和修正器6的本实施例的结构，在调制率较低的情况下和在调制率较高的情况下，均能够正确地检测出电流。由此，即使在低负载或低速区域中也能够高性能地驱动交流电动机1，并且能够使驱动范围变宽。

第二实施例

使用图1来说明第二实施例。另外，对于与第一实施例相同的部分，省略说明。

在本实施例中，如图1所示，在逆变器控制电路7内具备PWM信号产生部7a、矢量控制部7b、电流估计部7c。由此，估计电动机电流I1，并对交流电动机1进行矢量控制。以下，对此详细地进行说明。

电流估计部7c基于来自修正器6的输出，估计在图3中已经说明过的无效电流Ir和有效电流Ia，并且估计电动机电流I1的振幅和相位。以下描述该估计原理。

由图3可知，无效电流Ir和有效电流Ia分别由(公式6)、(公式7)来表达。

I_r＝I₁sinφ        …(公式6)

I_a＝I₁cosφ                   …(公式7)

将(公式6)、(公式7)代入(公式2)，得到(公式8)。

I_u＝I_rsinθ_v+I_acosθ_v         …(公式8)

另外，在图2所示的区间Q1(θv1≤θv≤θv2)中对由(公式4)表达的U相电流检测值Iu’进行积分，求得(公式9)的积分值S1。同样地，在Q2(θv2≤θv≤θv3)中对其进行积分，求得(公式10)的积分值S2。

$S_1={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v1}}^{{\mathrm{\θ}}_{v2}}{I_u}^{\′}d{\mathrm{\θ}}_v$ …(公式9)

$S_2={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v2}}^{{\mathrm{\θ}}_{v3}}{I_u}^{\′}d{\mathrm{\θ}}_v$ …(公式10)

将(公式4)、(公式8)代入(公式9)、(公式10)，得到(公式11)、(公式12)。

S₁＝I_r(k_r1-Δk_r1)+I_a(k_a1-Δk_a1)…(公式11)

S₂＝I_r(k_r2-Δk_r2)+I_a(k_a2-Δk_a2)…(公式12)

另外，(公式11)中的k_r1、Δk_r1、k_a1、Δk_a1由(公式13)定义，而(公式12)中的k_r2、Δk_r2、k_a2、Δk_a2由(公式14)定义。

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{r1}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v1}}^{{\mathrm{\θ}}_{v2}}\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ \mathrm{\Δ}{k}_{r1}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v1}}^{{\mathrm{\θ}}_{v2}}\mathrm{\ϵ}\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ k_{a1}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v1}}^{{\mathrm{\θ}}_{v2}}\cos {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ \mathrm{\Δ}{k}_{a1}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v1}}^{{\mathrm{\θ}}_{v2}}\mathrm{\ϵ}\cos {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\end{array}\right.$ …(公式(13)

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{r2}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v2}}^{{\mathrm{\θ}}_{v3}}\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ \mathrm{\Δ}{k}_{r2}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v2}}^{{\mathrm{\θ}}_{v3}}\mathrm{\ϵ}\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ k_{a2}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v2}}^{{\mathrm{\θ}}_{v3}}\cos {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\\ \mathrm{\Δ}{k}_{a2}={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_{v2}}^{{\mathrm{\θ}}_{v3}}\mathrm{\ϵ}\cos {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v\end{array}\right.$ …(公式14)

于是，通过(公式11)、(公式12)得到(公式15)。

$\left[\begin{array}{c}{I}_r\\ I_a\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{k}_{r1}-\mathrm{\Δ}{k}_{r1}& k_{a1}-\mathrm{\Δ}{k}_{a1}\\ k_{r2}-\mathrm{\Δ}{k}_{r2}& k_{a2}-\mathrm{\Δ}{k}_{a2}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\end{array}\right]$ …(公式15)

电流估计部7c可以通过以上所求得的(公式15)，来估计无效电流Ir和有效电流Ia。另外，(公式15)的系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2与由低通滤波器5造成的直流母线电流IDC的衰减量相当。修正器6为了对衰减的影响进行修正，使用预先存储的、或者利用(公式13)、(公式14)运算出的系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2，对直流母线电流IDC进行修正。

此外，尽管以上已经说明了使用连续的区间Q1、Q2的U相电流检测值Iu’积分值的例子，但是也可以求得不连续的区间Q1、Q2的积分值，在通过这样做来进行电流估计的情况下，可以使进行运算处理的定时分散，并且可以防止运算负载的集中。另外，可以求得三个以上的区间Q1、Q2、...、Qn的积分值，通过使用更多的积分值来进行电流估计，即使在混入了噪声的情况下，也能够适当地进行电流估计。在通过这些方法来进行电流估计的情况下，可以仅通过将公式13、公式14的积分区间变更为在实际中进行了电流检测的区间来进行应对。

设置在电流估计部7c的后级的矢量控制部7b基于矢量控制，通过电动机电流I1的振幅和相位来运算出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。PWM信号产生部7a基于来自矢量控制部7b的电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，输出开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的控制信号。由此，对逆变器2进行PWM控制，并驱动交流电动机1。

如以上所说明的，根据本实施例的结构，可以对由低通滤波器5造成的直流母线电流IDC的衰减量进行修正，并估计无效电流Ir和有效电流Ia。由此，较之于对由低通滤波器5造成的衰减不进行修正的结构，能够高性能地驱动交流电动机1。

第三实施例

使用图7来说明第三实施例。另外，对于与第二实施例相同的部分，省略说明。

由(公式13)、(公式14)可知，系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2依赖于图2所示的电压相位θv1、θv2、θv3。由于电压相位θv随着交流电动机1的驱动而前进，因此在每一次电流估计中使用(公式13)、(公式14)来重新计算系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2的情况下，在修正器6中需要花费较大的运算负荷。另外，在预先存储系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2的情况下，修正器6必须具备存储了全部的系数的大容量的存储器。

因此，在本实施例中，统一(公式15)的系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2，使得修正器6的运算负荷或存储容量降低。

为了统一系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2，电流检测值具有周期性，并且与其同步地进行电流估计即可。如果根据电压相位θv适当地切换所检测的电流相位，则电流检测值具有周期性。

如表1所示，说明对电流检测相位进行切换。这里，-U表示检测出将U相电流检测值Iu’的正负取反后的-Iu’。对于V相和W相也同样如此。另外，表1是本实施例的一种方式，在电流检测值具有周期性且可以与该周期性同步地进行电流估计的情况下，作为表1所示的例子的替代，可以使用各种区间、电压相位、检测相位的组合。

表1

区间	电压相位θv	检测相位
			A	-π≤θv≤-5π/6.5π/6≤θv≤π	-U
B	-5π/6≤θv≤-2π/3	W
			C	-2π/3≤θv≤-π/6	-V
D	-π/6≤θv≤π/6	U
			E	π/6≤θv≤2π/3	-W
F	2π/3≤θv≤5π/6	V

此时的电流检测值在图7中由实线表示。电流检测值具有周期性，例如，在区间D中检测出U相等同于在区间C中检测出-V相。在其他的区间中同样如此，基于任一个区间来对系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2进行运算即可。

在以上说明的本实施例中，由于能够统一系数Δk_r1、Δk_r2、Δk_a1、Δk_a2，因此可以得到电流估计部7c的运算负荷变小的效果。

第四实施例

使用图8来说明第四实施例。另外，对于与已经说明过的实施例相同的部分，省略其说明。

一般地，时间常数Tf越大，则滤波值IDC’相对于直流母线电流IDC的响应会下降。此时，电流估计值相对于实际的电流的响应下降，交流电动机1的控制也变得恶化。

因此，在本实施例中，通过按照滤波值IDC’以充分的响应速度来追随直流母线电流IDC的方式，由与载波周期Tc的关系来规定(公式3)的时间常数Tf，由此防止控制响应性的降低。

在图8中示出了直流母线电流IDC和IDC’的波形图。假定针对每个载波周期Tc检测一次滤波值IDC’。这里，IDC0表示直流母线电流IDC的额定值，使直流母线电流IDC处于额定值IDC0以下。另外，将某个通电时间段中的滤波值IDC’设为IDC1，并将紧挨在下一个通电时间段之前的滤波值IDC’设为IDC2。IDCm表示直流母线电流检测器4的最小分辨率，并且在滤波值IDC’处于IDCm的以下的情况下，使其检测出零。

此时，如果可以在载波周期Tc以内将滤波值IDC’从额定值IDC0变动到最小分辨率IDCm以下，则可以忽略低通滤波器5的延迟。该条件由(公式16)来表达。

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{DC}1}=I_{\mathrm{DC}0}\\ I_{\mathrm{DC}2}<I_{\mathrm{DCm}}\end{array}\right.$ …(公式16)

这里，对于IDC1和IDC2，(公式17)成立。

$I_{\mathrm{DC}2}=I_{\mathrm{DC}1}\exp (-\frac{T_c}{T_f})$ …(公式17)

通过(公式16)、(公式17)来得到(公式18)。

$\frac{T_c}{\log \left(\frac{I_{\mathrm{DC}0}}{I_{\mathrm{DCm}}}\right)}>T_f$ …(公式18)

在本实施例中，通过使用满足(公式18)的时间常数Tf，可以得到具有充分的响应速度的滤波值IDC’，并且由于基于该滤波值IDC’来控制交流电动机1，因此可以防止交流电动机1的控制响应性的下降。

第五实施例

使用图9、图10来说明第五实施例。另外，对于与已经说明过的实施例相同的部分，省略其说明。

在本实施例中，通过根据逆变器2的调制率来调整时间常数Tf，来提高电流估计的精度。

图9是第五实施例中使用的低通滤波器5的构成图。如这里所示的，低通滤波器5内置了多个低通滤波器5a、5b、5c，并且可以通过多路复用器5d对所使用的低通滤波器进行切换。低通滤波器5a组合规定的电阻和电容器来构成具有规定时间常数的滤波器。尽管其他的低通滤波器5b、5c也具有同样的结构，但是对电阻和电容器进行选择以构成具有各自不同的时间常数的滤波器。这里，按照低通滤波器5a、5b、5c的顺序使时间常数变小。

图4中说明过的时间段Tu在调制率越高时变得越长，并且不需要通过低通滤波器5对直流母线电流IDC进行平滑化。因此，如图10所示，按照调制率越高使时间常数Tf越小的方式对多路复用器5d进行切换。由此，例如，在调制率最高时使用低通滤波器5a，在调制率最小时使用低通滤波器5c，通过根据调制率来使用适当的滤波器，能够提高电流估计的精度。

另外，尽管这里通常形成了使用低通滤波器的结构，但是在调制率充分高且超过阈值的情况下，可以回避低通滤波器5和修正器6，而直接观测直流母线电流。另外，在本实施例中，可以使用图9以外的结构，也可以根据调制率来变更时间常数Tf。例如，通过与低通滤波器5的电容器并列地设置短路电路来控制放电量，可以根据调制率来连续地变更时间常数Tf。

第六实施例

使用图11来说明第六实施例。第六实施例是将从第一实施例到第五实施例所说明过的任一个控制装置应用于冷冻空调机的驱动装置的实施例。

通常，在其变得越低速则负载变得越小的运转条件下驱动这些驱动装置。其变得越低速，则交流电动机1的感应电压变得越小，或者负载变得越小，则电动机电流I1也变得越小。由此，极低速处的调制率极小。因此，通过将从第一实施例到第五实施例的任一个所说明过的控制装置应用于风扇驱动装置或压缩机驱动装置等冷冻空调装置的驱动装置，可以使驱动范围变宽。通过将本发明应用于相应的驱动装置，即使在调制率极小的情况下也能够进行电流检测，并且可以从极低速开始对驱动装置进行控制。

Claims (5)

1.一种交流电动机的控制装置，其具备：

直流电源；

逆变器，将由该直流电源提供的直流电变换为交流电；

逆变器控制电路，对该逆变器中所具备的开关元件进行控制；

直流母线电流检测器，对在所述逆变器中流动的直流母线电流进行检测；

低通滤波器，对由该直流母线电流检测器检测出的直流母线电流进行平滑化；以及

修正器，对由该低通滤波器平滑过的直流母线电流的衰减量进行修正，

所述逆变器控制电路具备：

电流估计单元，根据由所述直流母线电流检测器所检测出的多个直流母线电流来估计在所述交流电动机中流动的交流电流的振幅和相位；

矢量控制单元，基于该电流估计单元的输出来对所述逆变器控制电路的电压指令进行运算；以及

PWM信号产生单元，基于该矢量控制单元的输出对所述开关元件进行PWM控制，

在所述修正器中，使作为所述直流母线电流的所述衰减量的修正量一定来进行修正，

所述电流估计单元与由所述直流母线电流检测器检测出的直流母线电流的周期性同步地，估计在所述交流电动机中流动的交流电流的振幅和相位。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述低通滤波器的时间常数Tf满足以下公式：

$\frac{T_c}{\log \left(\frac{I_{\mathrm{DC}0}}{I_{\mathrm{DCm}}}\right)}>T_f$     …(公式18)，

其中，Tf为时间常数，Tc为逆变器控制电路的载波周期，IDC0为直流母线电流的额定值，IDCm为直流母线电流检测器的最小分辨率。

3.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

根据所述逆变器的调制率来变更所述低通滤波器的时间常数。

4.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

在所述逆变器的调制率处于阈值以上的情况下，所述直流母线电流检测器回避所述低通滤波器和所述修正器，直接检测在所述逆变器中流动的直流母线电流。

5.一种冷冻空调装置，将权利要求1至4任一项所述的交流电动机的控制装置作为用于风扇或压缩机的交流电动机的控制装置。