JP2001161069A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電力変換器の制御装置にとって、交流信号のわ
ずかな直流誤差をできるだけ短い応答時間で求め、これ
を補正することが重要な課題となっている。 【解決手段】前記課題を解決するために、本発明では、
同一周波数の交流信号を検出し、第１の交流信号の周期
情報に基づいて、第２の交流信号の補正成分を求める手
段と、第２の交流信号を前記補正成分で補正する手段を
備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換器の制御
装置に関わり、なかでも交流量に基づいて制御を行う分
野、たとえば交流電力を直流電力に変換するコンバータ
装置、あるいは直流電力を交流電力に変換するインバー
タ装置の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年の電力変換器の制御装置において
は、各部の電圧や電流の瞬時値をセンサで検出し、検出
した信号をＡ／Ｄ変換器を介してマイコンに取り込んで
デジタル制御を行っている。実際にセンサで検出した信
号をマイコンに取りいれるためには、まず信号のレベル
をＡ／Ｄ変換器の入力レベルに合わせるためのレベル変
換回路、次いで入力信号をＡ／Ｄ変換器のサンプリング
周波数に合わせて高域除去するためのローパスフィルタ
回路、そしてＡ／Ｄ変換器が必要である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】前項記載の電力変換器
の制御装置において、レベル変換器が抵抗の分圧比を利
用した変換回路の場合、抵抗の定数の誤差によって定常
的に変換誤差が生じる。とくに信号の極性を両極性から
片極性に変換する場合、たとえば入力信号の取りうる値
が±１０Ｖの範囲で、これを０〜５Ｖに変換する場合、
基本的には入力信号のゲインを１／４倍して２．５Ｖの
オフセット電圧を加えればよい。ところがこのオフセッ
ト電圧の２．５Ｖを、直流５Ｖ電源から抵抗分圧によっ
て１／２倍して生成する場合、抵抗の誤差があればオフ
セット電圧に過不足が生じることになり、その結果ゼロ
点誤差、すなわち入力ゼロにも関わらず非ゼロの値を検
出してしまう。

【０００４】またローパスフィルタ回路も基本的には、
抵抗・コンデンサおよびオペアンプなどから構成されて
おり、抵抗・コンデンサの定数誤差およびオペアンプの
特性のばらつきなどにより、前記のゼロ点誤差が生じる
ことがある。

【０００５】またＡ／Ｄ変換器に関しても、Ａ／Ｄ変換
器の一般的な内部構成は、キャパシタなどから構成され
る信号のホールド回路と、Ｄ／Ａ変換器と電圧コンパレ
ータから構成されており、ホールド回路のキャパシタお
よびＤ／Ａ変換器で用いている抵抗アレイの定数誤差に
よって、前記のゼロ点誤差が生じることがある。

【０００６】さらにセンサも同様に構成部品の特性のば
らつきによりゼロ点誤差が生じることがありうるため、
したがってセンサからＡ／Ｄ変換器までのあらゆる経路
において信号のゼロ点誤差が加わることが考えられる。
このような誤差が生じると、信号に一様に直流成分の誤
差が加わったのと等価である。

【０００７】ところが交流信号に含まれる直流誤差成分
がたとえ僅かな量であっても、交流信号を積分要素を含
めた制御系によって演算を行う場合、誤差が積分され無
視できなくなる場合がある。

【０００８】たとえば交流電流あるいは交流電圧など交
流信号の実効値に基づいて電力変換器の制御を行う場
合、まず瞬時値を二乗し、これを交流信号の半周期の整
数倍の期間積分し、これを積分期間で割ることで二乗平
均値を求める。この二乗平均値の二乗根が実効値とな
る。このような制御系の場合、できるだけ制御応答を早
くするためには積分期間を短くする必要があるが、最短
でも交流信号の半周期となる。

【０００９】こうして交流信号の半周期毎に実効値を求
め、この実効値に基づいて電力変換器の制御を行う制御
系において、交流信号に僅かでも直流誤差成分が加わっ
た場合、ここでは直流誤差の極性を仮に正の値とする
と、交流信号が正の値の半周期は直流誤差が加わること
により実際よりも大きな実効値となり、交流信号が負の
値の半周期は実際よりも小さな実効値となる。このよう
にして、直流誤差の影響により、交流信号の実効値は、
半周期毎に増・減を繰り返し脈動しているようにみえ
る。交流信号が安定していて振幅一定の場合でも、直流
誤差が加わった場合、実効値に脈動が現れることによ
り、電力変換器の制御に悪影響を及ぼす可能性が生じ
る。このため、実効値に脈動が出ないようにするために
は、積分期間を交流信号の周期の整数倍にすればよい
が、これでは制御の応答が遅れてしまう。

【００１０】これに対し、交流信号の交流成分のみを抽
出し、直流成分を除去するようなバンドパスフィルタあ
るいはハイパスフィルタを追加することが考えられる。
これは、ローパスフィルタを用いて交流信号の直流成分
を検出し、もとの交流信号から減じることにより直流誤
差を補正するのと数学的にまったく等価である。ローパ
スフィルタによって交流信号の直流成分を検出する場
合、交流信号の基本波成分が通過しないよう、交流信号
の基本波の周期に対してローパスフィルタの時定数を少
なくとも一桁以上大きくし、十分減衰させる必要があ
る。この結果、ローパスフィルタによる直流成分の検出
手段の応答時間は、交流信号の一周期よりもはるかに大
きくなってしまう。

【００１１】このため、電力変換器の制御装置にとっ
て、このような交流信号のわずかな直流誤差をできるだ
け短い応答時間で求め、これを補正することが重要な課
題となっている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】このような問題を解決す
るために、本発明は、同一周波数の交流信号を検出し、
第１の交流信号の周期情報に基づいて、第２の交流信号
の補正成分を求める手段と、第２の交流信号を前記補正
成分で補正する手段から構成する。

【００１３】このような構成を取ることにより、本発明
は、まず第１の交流信号の周期を検出し、検出した第１
の交流信号の周期信号に基づいて、第２の交流信号の補
正成分を求める演算、たとえば周期積分を行うことによ
り、第２の交流信号に含まれる補正成分、すなわち直流
成分を求める。次に、このようにして求めた第２の交流
信号の直流成分を、次の周期の間の補正値として適用
し、第２の交流信号の瞬時値から補正値を減じることに
より、第２の交流信号の直流成分を補正することができ
る。こうして本発明は、最短の場合、交流信号の一周期
遅れで補正成分を求め、交流信号を補正することができ
る。

【００１４】また周期毎に補正値を求めているので、温
度上昇などの要因で、直流誤差成分がゆるやかに変化し
た場合などにも、直流誤差の変化に追従し、これを補正
することができる。

【００１５】くわえて直流誤差の極性や大きさは、制御
装置の１台ごと、制御信号の１チャンネル毎に異なる
が、本発明は、交流信号の補正量を自動的に検出し、こ
れを補正することができるため、制御装置の１台ずつ、
制御信号の１チャンネル毎に個別の調整作業を行う必要
はない。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１は、本発明を、交流電力を直
流電力に変換する電力変換器、すなわちコンバータ装置
の制御装置に適用した場合の一実施例を示す機能ブロッ
ク図である。

【００１７】図１において、交流電圧源１を変圧器２の
一次巻線側に接続し、変圧器２の二次巻線側を交流リア
クトル５を介してコンバータ装置６に接続し、交流電圧
源１の交流電力をコンバータ装置６に供給する。コンバ
ータ装置６によって交流電力を直流電力に変換し、直流
電力を安定化させるフィルタコンデンサ７を介して、イ
ンバータ装置および負荷８に直流電力を供給する。

【００１８】このようなコンバータ・インバータ装置に
おいて、変圧器２の二次巻線側と並列に交流電圧センサ
３を配置し、同様に二次巻線側の出力とコンバータ装置
６の間に交流電流センサ４を配置する。

【００１９】交流電流センサ４で検出した二次電流の瞬
時値ａおよび交流電圧センサ３にて検出した二次電圧の
瞬時値ｂは、コンバータ制御装置24に伝送する。コンバ
ータ制御装置24には２チャンネル分のアナログ回路９
ａ、９ｂがあり、それぞれ二次電流の検出値ａおよび二
次電圧の検出値ｂを取り込む。

【００２０】アナログ回路９ａは、交流電流センサ４で
検出された二次電流ａの信号の電圧レベルを後段の回路
に合わせるレベル変換回路10ａと、後段のＡ／Ｄ変換器
12ａでサンプリングするためサンプリング周波数fsに対
して、周波数fs／２以上の周波数成分を減衰させるロー
パスフィルタ回路11ａから構成する。二次電流ａをレベ
ル変換回路10ａにより電圧レベルを変換した信号をａ'
とし、さらにローパスフィルタ回路11ａにより周波数fs
／２以上の周波数成分を減衰させた信号をａ''とする。

【００２１】交流電圧センサ３で検出された二次電圧ｂ
に対しても同様にアナログ回路９ｂは、レベル変換回路
10ｂとローパスフィルタ回路11ｂから構成する。同様
に、二次電圧ｂをレベル変換回路10ｂにより電圧レベル
を変換した信号をｂ' とし、さらにローパスフィルタ回
路11ｂにより周波数fs／２以上の周波数成分を減衰させ
た信号をｂ''とする。

【００２２】アナログ回路９ａおよび９ｂを通過した二
次電流ａ''および二次電圧ｂ''は、Ａ／Ｄ変換器12ａ、
12ｂによってサンプリング周波数fsでサンプリングさ
れ、デジタル信号ａ''' およびｂ''' となる。

【００２３】コンバータ制御マイコン23は、このように
Ａ／Ｄ変換器12ａ、12ｂによってサンプリングされたデ
ジタル信号の二次電流ａ''' および二次電圧ｂ''' に基
づいてコンバータ制御を行う。コンバータ制御マイコン
23は、コンバータ制御の結果としてゲート信号配線25を
介してコンバータ装置6にパワー素子のＯＮ／ＯＦＦを
制御するゲートパルス信号を伝達する。

【００２４】ここで交流電圧センサ３によって検出され
た二次電圧ｂは、スイッチングによる高調波が重畳され
ている。またレベル変換回路10ｂを通した二次電圧ｂ'
も同様に高調波が重畳されており、バンドパスフィルタ
回路13によって二次電圧の基本波成分ｃを抽出する。二
次電圧の基本波成分ｃの周波数とは交流電圧源１の電源
周波数であり、バンドパスフィルタ回路13は、電源周期
を検出するのに障害となる高調波成分を除去する。

【００２５】ハンドパスフィルタ回路13によって検出さ
れた二次電圧の基本波成分ｃを、波形整形器14によっ
て、同じ周波数の矩形波ｄに変換する。波形整形器14
は、ヒステリシス特性を持つ電圧コンパレータであり、
ゼロクロス点を検出して、正弦波状の信号ｃを矩形波信
号ｄに変換する。

【００２６】エッジ検出器18は、波形整形器14の出力で
ある矩形波ｄに基づいて、電源周期の整数倍の周期の周
期パルスｅを生成する。同時に周期検出器19は、波形整
形器14の出力である矩形波ｄに基づいて、電源周期の整
数倍の周期の周期パルスｅの周期をカウントする。

【００２７】周期積分器15は、二次電流ａ''' の瞬時値
を周期パルスｅに基づいて周期積算する。周期積分器15
は、加算器16と積算値レジスタ17から構成され、二次電
流の値ａ''' と積算値レジスタ17の値を加算して、二次
電流の積算値ｆを求め、その値を積算値レジスタ17に書
き込む。なお周期パルス17に基づいて、毎周期毎に積算
値レジスタ17の値をゼロクリアして、初期値ゼロから積
算を開始する。

【００２８】スイッチ20は、周期パルスｅによってオン
状態になり、二次電流の周期積算値ｆを後段の除算器21
に送信する。除算器21は、二次電流の周期積算値ｆを周
期検出器19の検出した周期で除算し、二次電流の周期平
均値、すなわち直流成分ｇを求める。なおスイッチ20が
オン状態の時のみ除算が行われ、スイッチ20がオフ状態
になると除算結果が保持され、次回の周期パルスｅによ
ってスイッチ20がオン状態になるまで二次電流の周期平
均値を保持する。

【００２９】減算器22は、このようにして求めた二次電
流の周期平均値ｇを、二次電流の瞬時値ａ''' から引く
ことによって、直流誤差成分を補正した二次電流ｈを求
め、二次電流の瞬時値ａ''' に代えて、直流誤差成分を
補正した二次電流ｈをコンバータ制御マイコン23に送
る。

【００３０】本発明は、本実施例のような構成をとるこ
とにより、交流電流センサ４からＡ／Ｄ変換器12ａまで
の信号経路において二次電流ａ''' に加えられた直流誤
差成分を補正することができる。

【００３１】また本実施例では、二次電流ａ''' に含ま
れる直流誤差成分を検出するのに、二次電流ａと同一周
波数の二次電圧ｂの周期情報に基づいて演算している。
一般に、二次電流の出力が小さく小振幅の場合には、二
次電流の波形を用いて周期を検出するのは困難である
し、また二次電流にはＰＷＭコンバータのスイッチング
によるリップルが大きく重畳し、たとえローパスフィル
タを用いて高調波成分を減衰しても、二次電流波形に基
づいて正確な周期を検出するのは困難である。一方、二
次電圧は二次電流に比べて出力レベルが安定しており、
また二次電圧波形にもＰＷＭコンバータのスイッチング
による高調波が重畳しているが、二次電流波形と比較す
ると、フィルタを用いて基本波成分のみを抽出するのは
容易である特性を持つ。したがって本実施例のように二
次電圧ｂをバンドパスフィルタを用いて基本波成分ｃを
抽出し、この基本波成分ｃに基づいて周期を検出するこ
とにより、正確な周期を検出することができる。

【００３２】さらに本実施例では、二次電流に含まれる
直流誤差成分を検出するのに、一周期ごとに定積分を行
って求めている。どの位相から一周期積分しても積分値
は変わらないため、積分周期を二次電流の周期と同期さ
せる必要はなく位相差が生じていても良い。このため、
積分周期のもとになっている二次電圧の基本波成分ｃを
抽出するバンドパスフィルタ13は、基本周波数のみを通
過させるようゲイン特性のみに着目すればよい。このた
めバンドパスフィルタ13の設計が容易になるという利点
を持つ。これは、とくに交流信号が可変周波数である場
合において有効である。

【００３３】図２は、図１の実施例による本発明の動作
をタイムチャートで示したものである。二次電流の原波
形ａには、コンバータのスイッチングリップルが重畳さ
れており、くわえて点線で示す直流成分が徐々に増加し
て加わり、途中から一定の値に保たれている場合におい
て、二次電圧の原波形ｂは、二次電流の原波形ａよりも
進み位相で制御しており、コンバータのスイッチングに
よる高調波が加わっているものとする。二次電圧の基本
波成分ｃは、バンドパスフィルタ13によって抽出された
もので、二次電圧の原波形ｂに対して、位相遅れなし、
ゲイン×１．０倍とする。二次電圧の矩形波ｄは、波形
整形器14が出力したもので、位相遅れなし、デューティ
ー比５０％とする。周期トリガ信号ｅは、二次電圧の矩
形波ｄに基づいて、電源周期１サイクル毎にパルスを出
力する。信号ｆは、二次電流の積分値であり、周期トリ
ガｅに基づいてサイクルごとにゼロ値から積算を開始す
る。二次電流の平均値ｇは、周期トリガｅに基づいてサ
イクル毎に二次電流の周期積分値ｆを、１周期すなわち
積算回数で除算して求める。二次電流の直流誤差補正値
ｈは、二次電流の原波形ａ''' から二次電流の周期平均
値ｇを減算して求める。直流誤差の変化中は、補正しき
れない直流誤差が残っているが、二次電流に含まれる直
流誤差が一様になると、完全に補正することができる。

【００３４】図３は、本発明のもう一つの実施の形態で
あり、図１の実施例に対して、二次電圧ｂに対しても、
周期積算器15ｂ、スイッチ20ｂ、除算器21ｂおよび減算
器22ｂを、二次電流ａと同様に備えることにより、二次
電圧の直流誤差も補正できるようにしたものである。

【００３５】本実施例のような構成をとることにより、
二次電流と二次電圧の２チャンネルの交流信号の直流誤
差成分を補正することができる。しかもバンドパスフィ
ルタ13、波形整形器14、エッジ検出器18および周期検出
器19などの周期検出手段は、二次電流と二次電圧の直流
誤差補正に共用できるため、第１図の実施例と比べると
回路の規模は倍増しなくて済む。

【００３６】

【発明の効果】本発明は、本実施例のような構成をとる
ことによって、二次電流、あるいは二次電圧の直流誤差
成分を自動的に検出し、これを補正することができる。
このため温度上昇などの要因で、直流誤差成分がゆるや
かに変化した場合などにも、直流誤差の変化に追従し、
これを補正することができる。また直流誤差の極性や大
きさは、制御装置の１台ごと、制御信号の１チャンネル
毎に異なるが、交流信号の補正量を自動的に検出し、こ
れを補正することができるため、制御装置の１台ずつ、
制御信号の１チャンネル毎に個別の調整作業を行う必要
はない。

【００３７】また、本実施例では、二次電流もしくは二
次電圧の直流誤差成分を、一周期毎に各々の交流信号の
積分値を求め、これを次の周期の補正値として利用し、
二次電流・二次電圧の瞬時値から補正値を減じることに
よって直流誤差成分の補正を行っている。こうして本発
明は、一周期の遅延で補正成分を求めることができ、交
流信号を補正することができる。

【００３８】さらに、本実施例では、二次電流の直流誤
差成分を算出する際に、二次電圧の周期情報を基準にし
ているため、二次電流の出力レベルや、二次電流に重畳
しているＰＷＭコンバータのスイッチングリップルに影
響されることなく正確な周期を求めることができ、正確
に直流誤差成分を求めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す機能ブロック図。

【図２】第１図の動作を示すタイムチャート。

【図３】本発明のもう一つの実施形態を示す機能ブロッ
ク図。

【符号の説明】

１…交流電源（交流電圧源）、２…変圧器、３…交流電
圧センサ、４…交流電流センサ、５…交流リアクトル、
６…コンバータ装置、７…フィルタコンデンサ、 ８…
インバータ装置、９ａ…アナログ回路（二次電流側）、
９ｂ…アナログ回路（二次電圧側）、10ａ…電圧レベル
変換回路（二次電流側）、10ｂ…電圧レベル変換回路
（二次電圧側）、11ａ…ローパスフィルタ回路（二次電
流側）、11ｂ…ローパスフィルタ回路（二次電圧側）、
12ａ…Ａ／Ｄ変換器（二次電流側）、12ｂ…Ａ／Ｄ変換
器（二次電圧側）、13…バンドパスフィルタ、14…波形
整形器、15…周期積分器（二次電流側）、15ａ…周期積
分器（二次電流側）、15ｂ…周期積分器（二次電圧
側）、16…加算器（二次電流側）、16ａ…加算器（二次
電流側）、16ｂ…加算器（二次電圧側）、17…積分値レ
ジスタ（二次電流側）、17ａ…積分値レジスタ（二次電
流側）、17ｂ…積分値レジスタ（二次電圧側）、18…エ
ッジ検出回路、19…周期検出回路、20…演算スイッチ
（二次電流側）、20ａ…演算スイッチ（二次電流側）、
20ｂ…演算スイッチ（二次電圧側）、21…除算器（二次
電流側）、21ａ…除算器（二次電流側）、21ｂ…除算器
（二次電圧側）、22…減算器（二次電流側）、22ａ…減
算器（二次電流側）、22ｂ…減算器（二次電圧側）、23
…コンバータ制御マイコン、24…コンバータ制御装置、
25…ゲート信号配線、ａ…二次電流（検出値）、ａ'…
二次電流（レベル変換後）、ａ''…二次電流（ローパス
フィルタ通過後）、ａ'''…二次電流（サンプリング
後）、ｂ…二次電圧（検出値）、ｂ'…二次電圧（レベ
ル変換後）、ｂ''…二次電圧（ローパスフィルタ通過
後）、ｂ'''…二次電圧（サンプリング後）、ｃ…二次
電圧（基本波成分）、ｄ…二次電圧（矩形波）、ｅ…二
次電圧（周期パルス）、ｆ…二次電流（積分値）、ｇ…
二次電流（周期平均値）、ｈ…二次電流（直流成分補正
後）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲田 清 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸事業所内 Ｆターム(参考） 5H006 AA03 AA04 AA06 CA00 CB00 CC02 DA04 DB05 DB07 DC02 DC04 DC05

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同一周波数の交流信号を検出して、それ
   らの信号に応じて電力変換器を制御する制御装置におい
   て、第１の交流信号の周期情報にもとづいて第２の交流
   信号の補正成分を求める手段と、第２の交流信号を前記
   補正成分で補正する手段を備えたことを特徴とする電力
   変換器の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電力変換器の制御装置に
   おいて、前記補正成分を求める手段を第１の交流信号の
   周期情報に基づいて第２の交流信号の周期積分演算を行
   う直流成分検出手段とし、前記補正手段を第２の交流信
   号を前記直流成分検出手段の出力によって補正する手段
   であることを特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載の電力変換器の制御装置に
   おいて、前記補正成分を求める手段を第２の交流信号の
   周期情報に基づいて第２の交流信号の補正成分を求める
   手段であることを特徴とする電力変換器の制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載の電力変換器の制御装置に
   おいて、前記補正成分を求める手段を第２の交流信号の
   周期情報に基づいて第２の交流信号の周期積分演算を行
   う直流成分検出手段とし、前記補正手段を第２の交流信
   号を前記直流成分検出手段の出力によって補正する手段
   であることを特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 【請求項５】 交流電源と、変圧器と、交流電源から供
   給される交流電圧および交流電流を検出する交流信号セ
   ンサと、後述のＡ／Ｄ変換器でサンプリングするのに必
   要な信号のレベル変換および周波数帯域を制限するフィ
   ルタ回路と、フィルタ回路を通した交流信号をサンプリ
   ングするＡ／Ｄ変換器と、サンプリングした交流信号情
   報に基づいて電力変換器の制御を行うマイコンから構成
   され、同一周波数の交流電流および交流電圧を検出し、
   それらの信号に基づいて電力変換器を制御することによ
   って、交流電力を直流電力に変換し、直流電力を安定化
   させるフィルタコンデンサを介して、インバータ装置ま
   たは負荷に直流電力を供給する電力変換器の制御装置に
   おいて、交流電圧の基本波成分を抽出するフィルタ回路
   と、交流電圧の基本波成分を矩形波に変換する波形整形
   器と、その矩形波に基づいて前記交流電圧の周期を検出
   する周期検出器と、この周期に基づいて交流電流の周期
   積分演算を行うことにより交流電流の直流成分を検出す
   る手段と、交流電流から前記交流電流の直流成分検出手
   段の出力を減じることによって、交流電流の直流誤差成
   分を補正する手段を備えたことを特徴とする電力変換器
   の制御装置。