JP3298006B2

JP3298006B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置

Info

Publication number: JP3298006B2
Application number: JP23134599A
Authority: JP
Inventors: 修司遠藤; 慧陳
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 1998-12-24
Filing date: 1999-08-18
Publication date: 2002-07-02
Anticipated expiration: 2019-08-18
Also published as: JP2000238655A; WO2000038969A1; US6407524B1; DE19982964T1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車や車両の操
舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電
動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に直流
モータ又はブラシレスモータのいずれに対しても、トル
クリップルを低減して操舵感を向上するようにした電動
パワーステアリング装置の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】自動車や車両のステアリング装置をモー
タの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング
装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベル
ト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラ
ック軸に補助負荷付勢するようになっている。かかる従
来の電動パワーステアリング装置は、アシストトルク
（操舵補助トルク）を正確に発生させるため、モータ電
流のフィードバック制御を行なっている。フィードバッ
ク制御は、電流制御値とモータ電流検出値との差が小さ
くなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モ
ータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変
調）制御のデュ−ティ比の調整で行なっている。

【０００３】ここで、電動パワーステアリング装置の一
般的な構成を図２０に示して説明すると、操向ハンドル
１の軸２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及
び４ｂ、ピニオンラック機構５を経て操向車輪のタイロ
ッド６に結合されている。軸２には、操向ハンドル１の
操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられてお
り、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０がク
ラッチ２１、減速ギア３を介して軸２に結合されてい
る。パワーステアリング装置を制御するコントロールユ
ニット３０には、バッテリ１４からイグニションキー１
１及びリレー１３を経て電力が供給され、コントロール
ユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵ト
ルクＴと車速センサ１２で検出された車速Ｖとに基いて
アシスト指令の操舵補助指令値Ｉの演算を行ない、演算
された操舵補助指令値Ｉに基いてモータ２０に供給する
電流を制御する。クラッチ２１はコントロールユニット
３０でＯＮ／ＯＦＦ制御され、通常の動作状態ではＯＮ
（結合）されている。そして、コントロールユニット３
０によりパワーステアリング装置が故障と判断された
時、及びイグニションキー１１、リレー１３によりバッ
テリ１４の電源（電圧Ｖｂ）がＯＦＦとなっている時
に、クラッチ２１はＯＦＦ（切離）される。

【０００４】コントロールユニット３０は主としてＣＰ
Ｕで構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラム
で実行される一般的な機能を示すと図２１のようにな
る。例えば位相補償器３１は独立したハードウェアとし
ての位相補償器を示すものではなく、ＣＰＵで実行され
る位相補償機能を示している。コントロールユニット３
０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検
出されて入力される操舵トルクＴは、操舵系の安定性を
高めるために位相補償器３１で位相補償され、位相補償
された操舵トルクＴＡが操舵補助指令値演算器３２に入
力される。又、車速センサ１２で検出された車速Ｖも操
舵補助指令値演算器３２に入力される。操舵補助指令値
演算器３２は、入力された操舵トルクＴＡ及び車速Ｖに
基いてモータ２０に供給する電流の制御目標値である操
舵補助指令値Ｉを決定する。操舵補助指令値Ｉは減算器
３０Ａに入力されると共に、応答速度を高めるためのフ
ィードフォワード系の微分補償器３４に入力され、減算
器３０Ａの偏差（Ｉ−ｉ）は比例演算器３５に入力さ
れ、その比例出力は加算器３０Ｂに入力されると共にフ
ィードバック系の特性を改善するための積分演算器３６
に入力される。微分補償器３４及び積分演算器３６の出
力も加算器３０Ｂに加算入力され、加算器３０Ｂでの加
算結果である電流制御値Ｅが、モータ駆動信号としてモ
ータ駆動回路３７に入力される。モータ２０のモータ電
流値ｉはモータ電流検出回路３８で検出され、モータ電
流値ｉは減算器３０Ａに入力されてフィードバックされ
る。

【０００５】モータ駆動回路３７の構成例を図２２に示
して説明すると、モータ駆動回路３７は加算器３０Ｂか
らの電流制御値Ｅに基いて電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを駆動するＦＥＴゲ
ート駆動回路３７１、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るＨブリ
ッジ回路、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のハイサイド側を駆動
する昇圧電源３７２等で構成されている。ＦＥＴ１及び
ＦＥＴ２は、電流制御値Ｅに基いて決定されるデューテ
ィ比Ｄ１のＰＷＭ（パルス幅変調）信号によってＯＮ／
ＯＦＦされ、実際にモータ２０に流れる電流Ｉｒの大き
さが制御される。ＦＥＴ３及びＦＥＴ４は、デューティ
比Ｄ１の小さい領域では所定１次関数式（ａ，ｂを定数
としてＤ２＝ａ・Ｄ１＋ｂ）で定義されるデューティ比
Ｄ２のＰＷＭ信号で駆動され、デューティ比Ｄ２も１０
０％に達した以降、ＰＷＭ信号の符号により決定される
モータ２０の回転方向に応じてＯＮ／ＯＦＦされる。例
えばＦＥＴ３が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ
１、モータ２０、ＦＥＴ３、抵抗Ｒ１を経て流れ、モー
タ２０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ４が導通
状態にあるときは、電流はＦＥＴ２、モータ２０、ＦＥ
Ｔ４、抵抗Ｒ２を経て流れ、モータ２０に負方向の電流
が流れる。従って、加算器３０Ｂからの電流制御値Ｅも
ＰＷＭ出力となっている。また、モータ電流検出回路３
８は抵抗Ｒ１の両端における電圧降下に基づいて正方向
電流の大きさを検出すると共に、抵抗Ｒ２の両端におけ
る電圧降下に基づいて負方向の大きさを検出する。モー
タ電流検出回路３８で検出されたモータ電流値ｉは、減
算器３０Ａに入力されてフィードバックされる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述のような電動パワ
ーステアリング装置の高出力化の要求に伴い、操舵に対
する高級感及びレイアウト性を考慮したサイズの小型化
が求められるようになって来た。高級感を得るために
は、滑らかな操舵感が得られることが必要である。操舵
の滑らかさを阻害する要因の中では、モータの持つトル
クリップルが支配的であり、従来モータのトルクリップ
ルを低減し、操舵を滑らかにする対策がなされて来た。
しかしながら、従来のモータのトルクリップルを低減す
る技術は、例えばモータを構成するマグネットの中心角
を小さくするか、マグネットにスキュー角を付ける等の
対策であり、いずれもトルク出力を維持しようとした場
合、モータの体型が大きくなり、小型化の要求に沿わな
くなって来ている。

【０００７】一方、従来の電動パワーステアリングでは
高出力化と小型化の要求に伴い、ブラシレスモータでは
残留磁束密度の高い希土類磁石が使用されている。ブラ
シレスモータにおいても操舵に対する滑らかな操舵感が
必要であるため、モータのトルクリップルとコギングト
ルクの低減が強く要求される。

【０００８】矩形波駆動のブラシレスモータの場合、ト
ルクルップルを低減するために、着磁の磁束密度分布は
台形波に近い着磁とスキュー角度の小さいモータが要求
される。しかし、かかる要求はモータのコギングトルク
の低減に抵触するため、トルクリップルの低減は実際に
は実現困難である。また、転流位置のズレ（電機子反作
用等の要因で、着磁と巻線の相対位置のバラツキ、位置
検出精度の影響で）により生じたトルク変化の影響と、
転流時の電流変動によるトルク変動等の影響とによる操
舵フィーリングの悪化により、高トルク常数のモータの
実用性が困難であり、バラツキ、位置検出精度、電流変
動等の要求が一層厳しくなる。

【０００９】また、正弦波駆動のブラシレスモータの場
合、トルクリップルを低減するためにロータの位置検出
器の高分解能化が要求され、モータのトルク常数が高い
モータでは電機子反作用の影響を補償するため、計算容
量が大きくなると共に、補償データ用のメモリ容量が大
きくなるなどの理由により、位置検出器とＣＰＵが高価
になってしまう問題がある。

【００１０】本発明は上述のような事情よりなされたも
のであり、本発明の目的は、電動パワーステアリング装
置のモータの高出力、小型化を実現することができ、着
磁と巻線の相対位置のバラツキや位置検出精度の要求を
緩和でき、操舵感を向上させ（トルクリップル感の減
少）、装置コストの低減を図るようにした電動パワース
テアリング装置の制御装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、ステアリング
シャフトに発生する操舵トルクに基いて演算された操舵
補助指令値と、モータの電流値とから演算した電流制御
値に基いてステアリング機構に操舵補助力を与える前記
モータを制御するようになっている電動パワーステアリ
ング装置の制御装置に関するもので、本発明の上記目的
は、操舵時のトルクリップル感を抑制制御し得るよう
に、前記モータ（直流モータ又はブラシレスモータ）の
トルクリップルをトルク変動対平均トルクの比率の１０
％以内である制御レベルに抑えるようにすると共に、前
記操舵トルクを検出するトルク検出手段のヒステリシス
幅が０．３Ｎ・ｍ以内で応答周波数が２０Ｈｚ以上であ
り、前記制御装置におけるトルク制御の周波数帯域をリ
ップル感として感じない範囲の２０Ｈｚ以上とすること
によって達成される。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明は、コラム式及びピニオン
式電動パワーステアリング装置のブラシ付き直流モータ
又はブラシレスモータに適用できることは勿論、ラック
アシスト式電動パワーステアリング装置のブラシ付き直
流モータ又はブラシレスモータにも適用可能である。

【００１３】先ずブラシ付き直流モータについて説明す
る。本発明では、図１に示す制御系としている。即ち、
ステアリング装置の操舵補助力のためのモータ１００は
モータ駆動部１０１で駆動され、モータ駆動部１０１は
コントロールユニット１１０で制御され、コントロール
ユニット１１０には、トルクセンサからのトルクセンサ
信号Ｔｒ及び車速検出系からの車速信号ｖｅｌが入力さ
れている。コントロールユニット１１０はトルクセンサ
信号Ｔｒを用いて制御を行なうトルク系制御部１２０
と、モータ１００の駆動に関連した制御を行なうモータ
制御部１３０とで構成されており、トルク系制御部１２
０にはアシスト量演算部１２１、微分制御器１２２、ヨ
ーレート収れん性制御部１２３、ロバスト安定化補償部
１２４及び加算器１２５が設けられている。また、モー
タ系制御部１３０には、加算器１３２及び１３４、補償
器１３３、外乱推定器１３５、モータ角速度推定部１３
６、モータ特性補償部１３７が設けられている。

【００１４】トルクセンサ信号Ｔｒはアシスト量演算部
１２１、微分制御器１２２及びヨーレート収れん性制御
部１２３に入力され、いずれも車速信号ｖｅｌをパラメ
ータ入力としている。アシスト量演算部１２１はトルク
センサ信号Ｔｒに基づいてアシストトルク量を演算し、
トルクセンサ信号Ｔｒ及びモータ角速度推定部１３６か
らの角速度ωを入力とするヨーレート収れん性制御部１
２３は、車両のヨーの収れん性を改善するためにハンド
ルが振れ回る動作に対してブレーキをかけるようになっ
ており、微分制御器１２２は、ステアリングの中立付近
の制御の応答性を高め、滑らかでスムーズな操舵を実現
するようになっている。アシスト量演算部１２１、微分
制御器１２２及びヨーレート収れん性制御部１２３の各
出力は加算器１２５に入力され、その加算結果がアシス
ト量としてロバスト安定化補償部１２４に入力されてい
る。ロバスト安定化補償部１２４は特開平８−２９０７
７８号公報に示されている補償部であり、ｓをラプラス
演算子とする特性式Ｇ（ｓ）＝（ｓ²＋ａ１・ｓ＋ａ
２）／（ｓ²＋ｂ１・ｓ＋ｂ２）を有し、検出トルクに
含まれる慣性要素とバネ要素から成る共振系の共振周波
数にピーク値を除去し、制御系の安定性と応答性を阻害
する共振周波数の位相のズレを補償するものである。
尚、特性式Ｇ（ｓ）のａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は、いず
れも共振系の共振周波数により決定されるパラメータで
ある。

【００１５】また、モータ角速度推定部１３６は、モー
タ端子間電圧Ｖｍ及びモータ電流値ｉに基づいてモータ
角速度ωを推定するものであり、モータ角速度ωはモー
タ特性補償部１３７及びヨーレート収れん性制御部１２
３に入力される。モータ特性補償部１３７の出力Ｉｃ及
びロバスト安定化補償部２４の出力Ｉａは、加算器１３
２で加算（Ｉｒ）されて微分補償器等で成る補償器１３
３に入力され、補償器１３３で補償された電流指令値は
加算器１３４を経てモータ駆動部１０１及び外乱推定器
１３５に入力される。外乱推定器１３５は特開平８−３
１０４１７号公報で示されるような装置であり、モータ
出力の制御目標値である加算器１３４からの電流指令値
とモータ電流値ｉとに基づいて、制御系の出力基準にお
ける希望するモータ制御特性との差を演算してフィード
バック制御するようになっており、これによりバッテリ
電圧、モータの端子間抵抗、モータのトルク定数などの
特性定数が変動しても、希望するモータ制御特性を維持
することができ、制御系の安定性を失うことがないよう
にしている。

【００１６】モータ（ブラシ付き直流モータ）の発生す
るトルクリップルは、通常図２に示すように大きな非線
型特性を示す。ここで、図２に現れているトルクリップ
ルを大別すると、図３に示すような磁束ムラ（磁気抵抗
変動）によるものと、図４に示すような整流の乱れによ
るものとがある。磁束ムラの場合、特定のコイルに流れ
る電流とその時に発生するトルクリップルの関係は正弦
波状の非線型なものとなっており、制御可能である場合
がある。即ち、モータのトルクリップルをトルクセンサ
で検出できれば、トルク制御で補正が可能となるトルク
リップルの範囲が存在する。一方、整流の乱れによる場
合は、整流作用自体が一種のスイッチ動作であるため、
正確に制御することは困難である。本発明ではこの点に
着目し、整流の乱れが原因で発生するトルクリップルを
極力減らし、磁束ムラが原因で発生するトルクリップル
は制御できるレベル（10％以内）まで許容し、ヒステリ
シスが少ない図５の“Ａ”で示すようなトルクセンサ
（０．３Ｎ・ｍ以内）を用いてトルクリップルを検出
し、制御系でその影響を補正することにより、モータを
必要以上に大きくすることなしに、トルクリップルを低
減することが可能である。また、磁束ムラによるトルク
リップルの場合、３０Ｈｚ以上の周波数になると人には
殆ど感じにくくなるため、制御系の周波数帯域を少なく
とも２０Ｈｚ以上に設定することにより、滑らかな操舵
感を実現できる。

【００１７】トルクリップル発生の要素としては、マグ
ネットの有効角、スキュー精度、ギャップに起因する磁
気抵抗変動と、コミュテータ及びマグネットの位置関係
に起因する進角のズレと、コミュテータ、ブラシ、精度
や材質等に起因する整流の乱れとがあり、整流の乱れは
制御系では補正できないので、モータの設計技術でトル
クリップルを限りなくゼロに近づける（例えば１％以
下）。磁気抵抗変動と進角のズレは、トルクセンサのヒ
ステリシスが０．３Ｎ・ｍ以内ならば制御系で補正が可
能であり、トルクリップルは磁気抵抗変動と進角のズレ
を合わせて１０％以下で問題は生じない。

【００１８】以下、本発明の実施例を詳細に説明する。

【００１９】ドライバはハンドルを通して、０．３Ｎ・
ｍ以上のトルク変動を約３０Ｈｚ以下の周波数まで感じ
とることができる。本発明では、以下の条件を設定する
ことにより、トルクリップルが発生しないようにするこ
とを目的としている。また、モータを設計する上で、整
流により発生するトルクリップルを極力減らすようにす
る。整流の乱れの問題は主にブラシとコミュテータに関
わる設計上の問題であり、例えばコミュテータの表面に
酸化皮膜を形成させ、酸化皮膜を破壊することにより微
小操舵の際のアーク電流を消費させるような対策を行な
う。一方、磁束ムラによって発生するトルクリップルを
制御系で補正するとした場合、従来装置の設計の場合に
比べてトルク定数（発生トルク／電流）が大きくなる。
つまり、マグネットの中心角を広く設定することにより
スキュー角を小さくでき、エアギャップを小さくするこ
とにより磁束密度が大きくなり、モータのトルク定数が
大きくなる。そこで、従来と同様のトルク定数を発生さ
せようとした場合、モータのロータの長さとマグネット
長を短くできる。これに伴い、コイル長も短くなるた
め、出力をアップできる。つまり、モータを小型化でき
る上に出力もアップできる。

【００２０】次に、磁束ムラにより発生するトルクリッ
プルを制御する方法について説明する。特定のコイルと
トルクリップルの関係は非線型であるが、制御可能とす
ることが設計上可能である。この場合、電気角に対する
転流タイミングを調整し、トルクリップル波形を正弦波
状にすることにより達成できる。従って、非線型性が非
常に大きくない限り、トルクリップルをトルクセンサ
（トルク検出手段）で検出できれば制限可能である。ト
ルクリップルを検出し制御するためには、トルクセンサ
の検出ヒステリシスを目標とするトルクリップル以下に
設定する必要がある。トルクリップルはハンドル軸上で
０．４Ｎ・ｍ以上あると、ドライバに滑らかさがないと
認識されることが実験より分った。従って、トルクセン
サの検出ヒステリシスを０．３Ｎ・ｍ以下にすることが
必要である。

【００２１】本発明ではブラシ付き直流モータの整流ノ
イズを抑えるために、その内部抵抗を０．１５Ω以下に
設定する。図６は直流モータ２００を示す縦断面図であ
り、２０１はブラケット、２０２はフレームであり、ブ
ラケット２０１及びフレーム２０２には前後のボールベ
アリング２０３，２０４を介して、出力軸２０５が回転
自在に支持されている。出力軸２０５には、フレーム２
０２側に電機子鉄心と巻線とから成るアーマチュア（回
転子）２０６が外嵌・固着されている。また、フレーム
２０２の内周面には、アーマチュア２０６を囲繞する状
態で、界磁用の永久磁石２０８が固着される一方、ブラ
ケット２０１には、コミュテータ２０７に摺接するブラ
シ２０９と、ブラシ２０９をコミュテータ２０７に押圧
するブラシスプリング２１０が保持されている。２１１
はブラシホルダであり、２１２は図示しないコントロー
ラからの電力供給線である。

【００２２】図７にその斜視を示すように、コミュテー
タ２０７は純銅製の多数個のセグメント２２０を放射状
に配置して樹脂モールドしたものであり、各セグメント
２２０間には所定幅のスリット２２１が形成されてい
る。ブラシ２０９は、銅とカーボンとを主成分とするい
わゆる金属黒鉛質ブラシであり、コミュテータ２０７の
外周面に対して直角に押圧されている。また、ブラシス
プリング２１０には、ブラシ２０９の摩耗状態に拘らず
一定の押圧力Ｆを発生するべく、弦巻バネ等の定張力ス
プリングが用いられている。ブラシ２０９にはカーボン
含有率が４０％のものが用いられる一方、ブラシ２０９
のコミュテータ２０７に対する押圧力Ｆが１６０ｇｆに
設定されている。コントローラにより直流モータ２００
に駆動電流が出力され、アーマチュア２０６の回転に伴
ってコミュテータ２０７が左回転すると、図８に示すよ
うにブラシ２０９の摺接端面が図中右方のセグメント２
２０ａから離れ、その瞬間にアーク電流２３０がブラシ
２０９とセグメント２２０ａとの間に発生する。ところ
が、本発明では、セグメント２２０の表面に酸化皮膜２
３１が形成されているため、アーク電流２３０の大部分
はこの酸化皮膜２３１を破壊することにより消費されて
しまい、ブラシ２０９とセグメント２２０との間にはア
ーク引力が殆ど発生しない。これにより、コミュテータ
２０７は短いサイクルで交番的に回転しなくなるために
電流振動が小さくなり、ミドルステアリングシャフトや
アッパステアリングシャフトの振動のほか、減速機内で
の異音やステアリングホイールの振動も無視し得るレベ
ルに抑えられる。

【００２３】ブラシ２０９のカーボン含有率やブラシ２
０９のコミュテータ２０７に対する押圧力Ｆを種々変化
させて下記結果を得た。先ずブラシ２０９における電圧
降下と電流振動との関係については、図９に示すように
電圧降下が０．３Ｖ以上であれば電流振動も振幅が１Ａ
程度となり、ステアリングシャフトの振動を引き起こす
直流モータ２００のトルク変動が顕著に低下する。次
に、０．３Ｖ以上の電圧降下を得るべく、ブラシ２０９
のカーボン含有率を５％ずつ増減させたところ、図１０
に示すように４０％にしたところでこれを達成できる。
尚、セグメント２２０はその表面に酸化皮膜２３１を形
成させると摩耗の進行が早くなるため、カーボン含有率
を徒に高めることは好ましくない。また、０．３Ｖ以上
の電圧降下を得るべく、押圧力Ｆを２０ｇｆずつ増減さ
せたところ、図１１に示すように１６０ｇｆにしたとこ
ろでこれを達成した。

【００２４】更に、トルクリップルはその性質上モータ
の回転速度×スロット数の周波数で発生する。そして、
５Ｈｚ−３０Ｈｚの周波数でドライバに認識され易いこ
とが実験で分っている。従って、約５Ｈｚ−３０Ｈｚの
間で制御ゲインを大きく設定し、トルクリップルを抑圧
することが重要である。

【００２５】本発明では、他の性能に影響を及ぼさずに
上記周波数帯域の仕様を満足する図１の制御系について
説明する。ここでは、ロバスト安定化補償部１２４と位
相進み補償器（補償器１３３）で行なう例を示す。説明
を容易にするため、アシスト特性を単一ゲインＫとし、
コントローラと機械系の閉特性は近似的に下記数１の特
性となる。数１において、ｓはラプラス演算子であり、
ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２，ｂ３は共振系の共振周波数に
より決定されるパラメータである。

【００２６】

【数１】ここで、数１の分母の２次式は、モータ１００の摩擦及
び慣性が補償された後の機械系の特性をロバスト安定化
補償部１２４で補償した後の特性であり、残る分子と分
母の１次の項は位相進み補償である。数１の閉特性は数
２となる。数２において、ｃ０，ｃ１，ｃ２は共振系の
共振周波数により決定されるパラメータである。

【００２７】

【数２】ここで、ｃ０、ｃ１、ｃ２は（ｓ+ａ２）×（ｓ²+ｂ１
・ｓ+ｂ２）+（ｓ+ａ１）ｂ３・Ｋを展開した項であ
る。

【００２８】一方、目標とする閉特性は、５Ｈｚ−３０
Ｈｚまでの応答性を得られるように次のように定める。
数３において、ｄ０，ｄ１，ｄ２，ｄ３は共振系の共振
周波数により決定されるパラメータである。

【００２９】

【数３】数２と数３が一致した場合、目標とする応答特性が得ら
れる。従って、ｃ０、ｃ１、ｃ２が（ｓ+ｄ０）×（ｓ²
+ｄ１・ｓ+ｄ２）を展開した項と一致させれば良い。ｄ
３は、分子の一致条件で決まるため、条件に合うように
パラメータｄ０，ｄ１，ｄ２を決めれば良い。このよう
なパラメータｄ０，ｄ１，ｄ２は代数的に下記数４の連
立方程式を解けば求まる。

【００３０】

【数４】ａ１＝ｄ３ｃ０＝ｄ１+ｄ０ｃ１＝ｄ２+ｄ０・ｄ１ｃ３＝ｄ０・ｄ２実際には、ゲインＫはトルク及び車速の関数で変動する
ため、ゲインＫの変動を考慮し、上記パラメータ設定を
行なわなければならない。上記帯域チューニングは本例
が唯一の方法ではなく、Ｈ無限大制御の設計問題として
扱っても良く、或いは３次以上の位相進み／遅れ補償を
用いても解を得ることはできる。数３で示す帯域特性を
持たせることにより、定常ゲインはアシスト特性のゲイ
ンで決まるが、特定の帯域幅（本例では５Ｈｚ−３０Ｈ
ｚ）では、アシスト特性ゲインに関わらず外乱トルクを
抑圧するため、トルクリップルをこの帯域で補償するこ
とができる。

【００３１】次にブラシレスモータの場合について説明
する。本例では矩形波駆動で説明するが、正弦波駆動に
ついても同様に適用できる。

【００３２】本発明では図１２に示すように、トルク信
号Ｔｒを用いたトルク系制御部とブラシレスモータ電流
系制御部とで構成される。モータ角速度検出部２１３は
ブラシレスモータ２１０のロータ位置検出信号より求め
られるものであり、例えば特願平１０−２３２０３１号
で示されるような装置である。位置検出信号は磁気式、
電磁式、光学式等の低い分解能又は高分解能のロータ位
置検出器２１２で得られる信号である。例えばホールＩ
Ｃ、アブソリュート型レゾルバ、エンコーダ等である。

【００３３】ロバスト安定化補償部２０３は特開平８−
２９０７７８号に示されている補償器であり、伝達関数
Ｇ（ｓ）＝（ｓ²＋ａ１・ｓ＋ａ２）／（ｓ²＋ｂ１・ｓ
＋ｂ２）を有し、検出トルク系に含まれる慣性要素とバ
ネ要素から成る共振系の共振周波数にピーク値を除去
し、制御系の安定性と応答性を阻害する共振周波数の位
相のずれを補償するものである。モータ角速度検出部２
１３からの角速度ωはヨーレート収れん性制御部２０６
及びロストルク／慣性補償部２０７に入力され、各出力
が加算器２０５で加算される。

【００３４】ブラシレスモータ２１０が発生するトルク
リップルは通常図１３〜図１６に示す４種類に分類され
る。図１３はコギングトルクを示し、図１４はトルク脈
動を示し、図１５はトルク変化を示し、図１６はトルク
変動を示している。トルク変化は、矩形波駆動の転流時
に転流位置がずれた場合に生じるものである。本発明で
は、電機子反作用で転流位置のずれによる変化を抑える
ために、図１７に示すようにロータの回転角度信号を用
いてモータの４つの運転状態と、電機子反作用の影響を
示す値により、転流の位置ずれを補償する。その詳細は
特願平１１−８８８８号に記述されている。着磁と電機
子巻線の相対位置のバラツキ、位置検出信号の精度等の
影響によるトルク変化は着磁精度の向上、位置検出精度
の向上で抑える。

【００３５】トルク変動は矩形波駆動の転流時に転流電
流の変化率が一致しないため、モータの電流の変動が発
生し、その電流変動により生じたものである。本発明で
は、転流時のトルク変動を抑えるために図１８及び図１
９に示すように、転流時にＰＷＭデューティを制御する
ことにより転流時の電流変化率を一致させ、電流変動を
小さくし、トルク変動を抑える。その方法によって、１
個の電流センサで、電流変動によるトルク変動を低減す
ることを実現できる。その詳細は特願平１０−１６０６
４１号に記述されている。

【００３６】トルク脈動は主に着磁の形状と、着磁又は
巻線のスキューとの度合いによるものであり、トルク脈
動とコギングトルクの両立は極めて困難である。特に電
動ステアリングの場合、センター付近ではアシスト力が
小さいため、コギングトルクが大きくなるとセンター付
近の操舵フィーリングが悪化する。コギングトルクは近
似正弦波の着磁、スキュー等の処理で低減することがで
きるが、逆にトルク脈動は大きくなる。３相モータの場
合、約１２％のトルク脈動が発生する。分割コアの場合
はコギングトルクを小さくできるが、トルク脈動を極力
低減するため、約１２０度の矩形波着磁が必要である。
しかし、このような着磁は実現上困難である。特に５相
ブラシレスモータの場合、トルク脈動を５％以下に抑え
るため、１４４度の矩形波着磁が必要である。

【００３７】本発明は、上記トルクリップルを極力低減
することを基本にするのではなく、トルクリップルの周
波数領域を分けて対策することを基本にしている。図１
５及び図１６に示すように、トルク変化及びトルク変動
には主に高い周波数成分が含まれているため、トルク伝
達系にダンピング材を入れることにより高い周波数成分
を吸収する。センター付近の操舵フィーリングを向上す
るため、コギングトルクをハンドル軸換算で０．３Ｎ・
ｍ以下に抑える必要がある。図１４に示すように、トル
ク脈動には主に低い周波数成分が含まれているため、ト
ルクセンサで検出してトルク制御系の制御周波数帯域を
上げることにより、低い周波数成分をトルク制御系で抑
えるようにする。トルク脈動を１０％以下まで許容す
る。

【００３８】次に、トルク脈動の制御方法を詳細に説明
する。

【００３９】本発明は、トルク脈動（トルクリップル
感）を感じないようにすることを目的としている。ドラ
イバはハンドルを通して、ハンドル軸上の０．３Ｎ・ｍ
以上のトルク脈動を６０Ｈｚ以下の周波数まで感じとる
ことができる。従って、トルクセンサの検出ヒステリシ
スを０．３Ｎ・ｍ以下（図５に示すＡ≦０．３Ｎ・ｍ）
にすることが必要であり、トルク制御系の周波数帯域を
少なくとも２０Ｈｚ以上、１００Ｈｚ以下に設定するこ
とが必要である。

【００４０】トルク脈動の発生頻度は、ブラシレスモー
タの回転速度と１回転の転流数の積に比例し、その発生
頻度は５Ｈｚ〜６０Ｈｚの周波数でドライバに認識され
易いことが実験で分かっている。従って、約５Ｈｚ〜６
０Ｈｚの間で制御ゲインを大きく設定し、外乱トルク
（トルク脈動）に対する感度を低減し、トルクリップル
感を抑制することが重要である。

【００４１】本発明では図１２に示すように、他の性能
に影響を及ぼさずに上記周波数帯域の仕様を満足する制
御系を構成している。ここでは、ロバスト安定化補償部
２０３と位相（進み／遅れ）補償部２０４で行う例を示
している。アシスト特性のゲインをＫとし、コントロー
ラと機械系の開ループ伝達特性は近似的に数５のように
なる。ａ１、ａ２、ｂ１、ｂ２、ｂ３は共振系の共振周
波数により決定されるパラメータである。

【００４２】

【数５】Ｇｏｐ（ｓ）＝（ｓ＋ａ１）・ｂ３・Ｋ／
｛（ｓ＋ａ２）・（ｓ²＋ｂ１・ｓ＋ｂ２）｝ここで、数５の分母の２次式は、ブラシレスモータ２１
０の摩擦及び慣性が補償された後の機械系の特性をロバ
スト安定化補償部２０３で補償した後の特性であり、残
る分子と分母の１次の項は位相進み／遅れ補償である。
数５の閉ループ伝達特性は下記数６となる。数６におい
て、ｃ０、ｃ１、ｃ２は共振系の共振周波数により決定
されるパラメータである。

【００４３】

【数６】Ｇｃｌ（ｓ）＝（ｓ＋ａ１）・ｂ３・Ｋ／
｛（ｓ＋ａ２）・（ｓ³＋ｃ０・ｓ²＋ｃ１・ｓ＋ｃ
２）｝ここで、ｃ０、ｃ１、ｃ２は（ｓ＋ａ１）・(ｓ²＋ｂ１
・ｓ＋ｂ２)＋（ｓ＋ａ１）・ｂ３・Ｋを展開した項で
ある。

【００４４】一方、目標とする閉ループは、５Ｈｚ〜６
０Ｈｚまでの応答性、外乱抑制機能を得られるように次
の数７で決める。数７において、ｄ０、ｄ１、ｄ２、ｄ
３は共振系の共振周波数により決定されるパラメータで
ある。

【００４５】

【数７】Ｇｃｌｄ（ｓ）＝（ｓ＋ｄ３）・ｂ３・Ｋ／
｛（ｓ＋ｄ０）・（ｓ²＋ｄ１・ｓ＋ｄ２）｝数６及び数７が一致した場合、目標とする応答性、外乱
抑制機能が得られる。従って、分母の係数ｃ０、ｃ１、
ｃ２は（ｓ＋ｄ０）・（ｓ²＋ｄ１・ｓ＋ｄ２）を展開
した項と一致させることで決まり、分子の係数ａ１はｄ
３と一致することで決まる。実際に、ゲインＫは操舵ト
ルクと車速の関数で変化するため、ゲインＫの変動を考
慮し、上記パラメータの設定を行なわなければならな
い。又、本例は唯一の方法ではなく、Ｈ∞制御の設計問
題として扱っても、或いは3次以上の位相進み／遅れ補
償を用いても解くことができる。

【００４６】数７で示される周波数帯域を持たせること
により、定常ゲインはアシストの定常ゲインで決まる。
特定周波数帯域（本例では５Ｈｚ〜６０Ｈｚ）では、ア
シスト特性の動態ゲインに拘らず外乱トルクを抑制する
ため、トルクリップルをこの周波数領域で補償すること
ができる。

【００４７】

【発明の効果】本発明では、電動パワーステアリング装
置の直流モータ又はブラシレスモータのトルクリップル
の要因を解析し、各要因に応じた手段を講じることによ
ってトルクリップルを低減するようにしている。また、
本発明では、矩形波駆動ブラシレスモータのトルク変化
とトルク変動を抑えながら、抑え切れない高周波部分を
トルク伝達系のダンピング効果で吸収する。トルク脈動
のような低周波成分のものをトルク制御系が制御できる
レベルまで許容し、ヒステリシスが少ないトルクセンサ
を用いてトルクリップルを検出し、制御系でその影響を
抑えるようにしている。このため、直流モータ又はブラ
シレスモータの高出力、小型化を実現でき、コギングト
ルクを犠牲にしなくても、低コストでトルクリップルを
低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成例を示すブロック図である。

【図２】ブラシ付き直流モータの出力トルク特性の一例
を示す図である。

【図３】ブラシ付き直流モータの出力トルク特性に含ま
れる磁束ムラ（磁気抵抗変動）を示す図である。

【図４】ブラシ付き直流モータの出力トルク特性に含ま
れる整流ズレを示す図である。

【図５】トルクセンサの特性例を示す図である。

【図６】ブラシ付き直流モータの一例を示す縦断面図で
ある。

【図７】コミュテータとブラシとの摺接部位を示す斜視
図である。

【図８】コミュテータとブラシの作用を示す説明図であ
る。

【図９】電圧降下と電流振動との関係を示すグラフであ
る。

【図１０】ブラシのカーボン含有率と電圧降下との関係
を示すグラフである。

【図１１】ブラシのコミュテータに対する押圧力Ｆと電
圧降下の関係を示すグラフである。

【図１２】本発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１３】コギングトルクの一例を示す波形図である。

【図１４】トルク脈動の一例を示す波形図である。

【図１５】トルク変化の一例を示す波形図である。

【図１６】トルク変動の一例を示す波形図である。

【図１７】転流の位置ずれを補償する回路の一例を示す
ブロック図である。

【図１８】トルク変動を低減する回路の一例を示すブロ
ック図である。

【図１９】トルク変動を低減する回路の一例を示すブロ
ック図である。

【図２０】電動パワーステアリング装置の一例を示すブ
ロック構成図である。

【図２１】コントロールユニットの一般的な内部構成を
示すブロック図である。

【図２２】モータ駆動回路の一例を示す結線図である。

【符号の説明】

１操向ハンドル５ピニオンラック機構１０トルクセンサ１２車速センサ２０、１００、２００モータ３０，３０Ａコントロールユニット１２０トルク系制御部１２１、２００アシスト量演算部１２２微分制御器１２３、２０６収れん制御部１２４、２０３ロバスト安定化補償部１３０モータ制御部１３３補償器１３５外乱推定器１３６、２１３モータ角速度推定部１３７モータ特性補償部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) B62D 5/04 B62D 6/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ステアリングシャフトに発生する操舵トル
クに基いて演算された操舵補助指令値と、モータの電流
値とから演算した電流制御値に基いてステアリング機構
に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっ
ている電動パワーステアリング装置の制御装置におい
て、操舵時のトルクリップル感を抑制制御し得るよう
に、前記モータのトルクリップルをトルク変動対平均ト
ルクの比率の１０％以内である制御レベルに抑えるよう
にすると共に、前記操舵トルクを検出するトルク検出手
段のヒステリシス幅が０．３Ｎ・ｍ以内で応答周波数が
２０Ｈｚ以上であり、前記制御装置におけるトルク制御
の周波数帯域をリップル感として感じない範囲の２０Ｈ
ｚ以上としたことを特徴とする電動パワーステアリング
装置の制御装置。
【請求項２】前記モータが直流モータである請求項１に
記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
【請求項３】前記モータがブラシレスモータである請求
項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。