JP4915305B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば電動モータが発生する補助トルクをステアリング機構に与えて操舵補助を行う電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。

従来、この種の電動パワーステアリング装置の制御装置としては、例えば特許文献１及び２に記載の技術が知られている。

特許文献１に記載の制御装置では、電動モータ（３相ブラシレスモータ）に流すべき電流の目標値である目標電流値は、車速や操舵トルクなどに基づいて設定され、ｑ軸目標電流値生成部に与えられる。このｑ軸目標電流値生成部は、与えられた目標電流値に基づいて、ｄ−ｑ座標系におけるｑ軸目標電流値を生成する。一方、ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値は零に設定される。そして、このｄ−ｑ座標系のｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値と、電動モータに流れる実電流を検出する電流センサの出力信号をｄ−ｑ変換して得られるｑ軸実電流値及びｄ軸実電流値との各偏差がそれぞれ求められる。ＰＩ制御器によって構成されるｑ軸制御部及びｄ軸制御部は、ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値の電流が電動モータに流れるような電圧値であるｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値をこれら偏差に基づき算出するとともに、算出したｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値の電圧を電動モータに対し印加する。これにより、本来三相あるモータ電流をｑ軸電流及びｄ軸電流の２相で制御することができるようになるため、制御系を容易に設計することができるようになる。

ただし、こうしたいわゆるベクトル制御を通じて電動モータを駆動制御しようとすると、電動モータのロータが形成する磁束と電機子巻線を流れる電流が形成する磁束により速度起電圧が生じ、こうして生じた速度起電圧は、上記ｑ軸制御電圧及びｄ軸制御電圧に互いに影響を及ぼし合うため、上記ｑ軸実電流値及びｄ軸実電流値は、上記ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値に好適に一致しなくなるおそれがある。

そのため、上記特許文献１に記載の制御装置では、まず、電動モータのロータ角度を検出し、検出したロータ角度に基づき算出したロータ角速度並びにｑ軸実電流値及びｄ軸実電流値等々に基づいて上記速度起電圧を算出する。上記速度起電圧を算出すると、ｑ軸制御部及びｄ軸制御部にて算出されたｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値に速度起電圧値をそれぞれ加算（補償）することで、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響を低減しようとしている。

一方、特許文献２に記載の技術では、電動モータ（３相ブラシレスモータ）に流すべき電流の目標値である目標電流値は、操舵トルクと電動モータの回転角度に基づいて、各相毎に設定される。そして、これら各相毎の目標電流値と、各相毎に検出される実電流値との各偏差に基づき、フィードフォワード制御器及び外乱オブザーバによって構成された制御系を通じて、電動モータはフィードバック制御されている。このようにフィードバック制御を各相毎に独立して実行することで、例えば３相のうちの１相のモータパラメータが変化したなど、制御パラメータに変化が生じたとしても、制御性能の低下を抑制することのできるロバストなフィードバック制御を実行しようとしている。
特開２００１−１８７５７８号公報 特開２００５−１６０２２１号公報

ところで、上記特許文献１に記載の制御装置による速度起電圧の補償方法は、次のような課題を有する。すなわち、上記ｑ軸電流値及びｄ軸電流値並びにロータ角度には、通常、観測外乱が含まれる。また、電機子巻線の自己インダクタには、通常、モデル化誤差が含まれる。したがって、これら各種誤差を含むパラメータの積を速度起電圧として求め、単純にこれを補償したところで、速度起電圧に含まれる誤差が増大されているため、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響を低減することは難しい。ちなみに、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響を低減することができないと、ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値の電流が電動モータを流れるように制御することは難しくなる。そして、ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値の電流が電動モータを流れなければ、該電動モータにて発生する補助トルク（補助力）は所望のトルクと異なってしまうため、ひいては、運転者の操舵フィーリングまでもが低下してしまう。

また、特許文献２に記載の制御装置では、いわゆるベクトル制御にて電動モータを制御するのではなく、外乱オブザーバを含む制御系を電動モータの各相毎に独立して設計し、電動モータへの印加電圧を各相毎に直接制御している。そのため、上記速度起電圧は好適に補償されるようになり、ひいては、運転者の操舵補助を好適に行うことは可能である。しかしながら、電動モータの各相毎に制御系が設計されているため、制御系全体は大規模になり、制御装置にかかる演算負荷が大きくなってしまう。

なお、上記特許文献２に記載の技術を上記特許文献１に記載の技術に単純に適用する、すなわち、電動モータをベクトル制御するにあたり、フィードフォワード制御器及び外乱オブザーバにて構成された制御系を通じてフィードバック制御することが考えられる。こうした構成では、電動モータをベクトル制御するため、電動モータを流れる電流は速度起電圧の影響を受けるものの、ｑ軸及びｄ軸の各別に対し特に外乱オブザーバを通じて速度起電圧を補償するため、電動モータの制御性能をそれほど低下させることなく、運転者の操舵フィーリングの低下を抑制することが期待される。しかしながら、上記特許文献２に記載の制御装置よりも制御系の数は減少するものの、ベクトル制御を行うためのｄ−ｑ座標変換に係る演算が増加するため、制御装置にかかる演算負荷は依然として大きい。

本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであって、その目的は、電動モータのベクトル制御を行いながらも、制御装置にかかる演算負荷を低減することができ、しかも、操舵フィーリングの向上を図ることのできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。

こうした目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、車両のステアリングホイールによる操舵操作に対して補助トルクを与えるための三相交流式の電動モータと、前記ステアリングホイールに連動して回転するステアリングシャフトに印加される実トルクを検出するトルクセンサと、前記車両の速度である車速を検出する車速センサと、前記電動モータが有する三相のうち少なくとも二相の実電流値を検出する電流センサとを備える電動パワーステアリング装置の前記電動モータを、該電動モータを構成するロータの磁束方向の軸であるｄ軸及び該ｄ軸と直交する方向の軸であるｑ軸にて構成されるｄ−ｑ座標系においてベクトル制御する制御装置として、前記電動モータが前記補助トルクを発生するために必要な前記ｄ−ｑ座標系におけるｑ軸目標電流値を、前記トルクセンサにて検出される実トルクと前記車速センサにて検出される車速に基づき生成するｑ軸目標電流値生成部と、前記電動モータの前記ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値を零に設定するｄ軸目標電流値生成部と、前記電流センサにて検出される実電流値を前記ｄ−ｑ座標系に変換する三相交流／ｄ−ｑ座標変換部と、前記三相交流／ｄ−ｑ座標変換部にて変換された前記ｄ−ｑ座標系のｑ軸実電流値及びｄ軸実電流値と、前記ｑ軸目標電流値生成部及びｄ軸目標電流値生成部にてそれぞれ生成された前記ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値との、それぞれの偏差であるｑ軸電流偏差及びｄ軸電流偏差をそれぞれ算出する偏差算出部と、前記ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値の電流が前記電動モータに流れるような該電動モータへの印加電圧の電圧値であるｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値を、前記ｑ軸電流偏差及びｄ軸電流偏差に基づきそれぞれ算出するｑ軸制御部及びｄ軸制御部と、前記ｑ軸制御部及び前記ｄ軸制御部にてそれぞれ算出された前記ｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値を前記三相に変換するとともに、これらｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値の電圧を前記電動モータに印加するｄ−ｑ／三相交流座標変換部とを備え、前記ｄ軸制御部は、前記電動モータのロータが形成する磁束と前記電動モータの電機子巻線を流れる電流のうち前記ｑ軸実電流値に相当する電流が形成する磁束によって前記ｄ軸に生じる速度起電圧を、前記ｄ軸実電流値及び前記ｄ軸制御電圧値に基づき推定する外乱オブザーバを含んで構成されているとともに、前記外乱オブザーバにて推定される速度起電圧を補償することとした。

電動パワーステアリング装置の制御装置としてのこのような構成では、課題の欄で記載した上記特許文献１に記載の技術のように、観測外乱が含まれているｄ軸実電流値、ｑ軸実電流値、ロータ角度、及び、モデル化誤差が含まれている電機子巻線の自己インダクタの積を上記速度起電圧として算出（推定）するのではなく、ｄ軸制御部を構成する外乱オブザーバを通じて、ｄ軸実電流値及びｄ軸制御電圧値に基づき、上記速度起電圧を一括して算出（推定）する。そのため、上記速度起電圧の推定値に対して上記各種誤差が与える影響を最小限に留めることができ、上記速度起電圧の推定誤差を小さくすることができるようになる。上記速度起電圧の推定誤差を小さくすることができるようになるため、電動モータの制御性能に対して速度起電圧が与える影響を低減することができるようになり、ひいては、運転者の操舵フィーリングの向上を図ることができるようになる。

したがって、電動パワーステアリング装置の制御装置としての上記構成によれば、電動モータのベクトル制御を行いながらも、制御装置にかかる演算負荷を低減することができ、しかも、操舵フィーリングの向上を図ることができるようになる。

また、電動パワーステアリング装置の制御装置としての上記構成では、課題の欄で記載した上記特許文献２に記載の技術のように、外乱オブザーバを含む制御系を電動モータの各相毎に備え、電動モータへの印加電圧を各相毎に直接制御するのではなく、電動モータをベクトル制御するにあたり、ｑ軸制御部及びｄ軸制御部をそれぞれ備えるとともに、ｄ軸制御部のみ、外乱オブザーバを含む制御系とした。これにより、上記特許文献２に記載の技術よりも、ベクトル制御を行うためのｄ−ｑ座標変換に係る演算量が増加してしまうものの、外乱オブザーバを含む制御部の数は大きく減少するため、上記特許文献２に記載の制御装置、あるいは、上記特許文献１に記載の技術に上記特許文献２に記載の技術を適用した制御装置よりも、制御装置にかかる演算負荷を小さくすることができるようになる。

ところで、電動モータのベクトル制御に際し、ｑ軸電流は、電動モータが発生するトルクを直接操作することができる一方、ｄ軸電流は、電動モータが発生するトルクに直接影響を及ぼさないことが知られている。そのため、電動モータが発生するトルクに直接影響を及ぼすｑ軸電流を制御するｑ軸制御部に、速度起電圧の大きさを推定しこれを補償する外乱オブザーバを含ませて構成する方が、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響を低減させる、換言すれば、操舵フィーリングを向上させる上で有利であるようにも思われる。

しかしながら、速度起電圧を推定する外乱オブザーバをｑ軸制御部に含ませ、該ｑ軸制御部の各種制御パラメータを調整しても、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響力を大きく調節（主に低減）することはできず、速度起電圧を推定する外乱オブザーバをｄ軸制御部に含ませ、該ｄ軸制御部の各種制御パラメータを調整する方が、電動モータの制御性能に対する速度起電圧の影響力を大きく調節（主に低減）することができることが、発明者らによって確認されている。そのため、上記請求項１に記載の構成のように、ｄ軸制御部のみに外乱オブザーバを含ませて構成することで、制御系の設計を容易にすることができるようにもなる。

また、上記請求項１に記載の構成において、例えば請求項２に記載の発明のように、前記ｄ軸制御部は、前記電流センサを通じて検出される前記実電流値に重畳する観測外乱が分布する高周波数帯域に含まれる信号の強度を、この高周波数帯域よりも低い低周波数帯域に含まれる信号の強度よりも減衰させるローパスフィルタを含んで構成されていることが望ましい。これにより、低周波数帯域に含まれることの多い速度起電圧が電動モータの制御性能に与える影響を低減することができるようになるだけでなく、電流センサにて検出される実電流に重畳される高周波数帯域に含まれることの多い観測外乱が電動モータの制御性能に与える影響を低減することができるようにもなる。

なお、こうした構成において、例えば請求項３に記載の発明のように、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、略６０ヘルツに設定されていることがさらに望ましい。ちなみに、こうしたカットオフ周波数は、実車を用いた実験を通じて得られた値である。

ところで、ステアリングホイールの操舵操作は、通常、低速にて行われる。そのため、そうした低速での操舵操作に対する補助トルクを生成するためには、電動モータも低速度で回転すれば足りる。したがって、電動モータを構成する永久磁石による界磁により同じく電動モータを構成する固定子巻線に誘起される電圧は小さく、電動モータの回転に及ぼす影響、すなわち、電動モータにて生成される補助トルクに及ぼす影響はほとんどない。しかしながら、ステアリングホイールの操舵操作が急激に行われると、そうした高速での操舵操作に対して必要な補助トルクを生成するためには、電動モータは高速度で回転しなければならない。電動モータの回転が上昇すると、誘起電圧が増大し、電動モータの電源電圧に等しくなると、電源から電動モータへの電流供給ができなくなってしまう。すなわち、電動モータの回転速度を上げるどころか、電動モータにて生成される補助トルクが零に低下してしまうことも起こり得る。当然のことながら、補助トルクが零に低下してしまうと、車両のステアリングホイールの操舵操作に対し補助トルクを好適に与えることができなくなり、操舵フィーリングの低下を招きかねない。

その点、上記請求項１〜３のいずれかに記載の構成において、例えば請求項４に記載の発明のように、前記電動パワーステアリング装置は、前記ステアリングシャフトの回転角速度を検出するステアリングシャフト回転角速度センサをさらに備え、前記ｄ軸目標電流値生成部は、前記ステアリングシャフト回転角速度センサにて検出される前記ステアリングシャフトの回転角速度に基づき、前記電動モータの前記ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値を生成することが望ましい。

電動パワーステアリング装置としてのこのような構成では、例えばステアリングホイールの操舵操作が急激に行われるとｄ軸目標電流値を負の所定値に設定したり、ステアリングシャフトの回転角速度に応じてｄ軸目標電流値を可変に設定したりすることができるようになる。これにより、固定子巻線に発生する誘起電圧を小さくする、いわゆる弱め界磁を行うことができ、電動モータの回転速度を上げることができるようになる。すなわち、電動モータにて生成される補助トルクが零に低下してしまうようなことがなくなり、ステアリングホイールの急激な操舵操作にも好適に補助トルクを与えることができるようになる。

以下、本発明に係る電動パワーステアリング装置の制御装置の一実施の形態について、図１〜図６を参照しつつ説明する。

はじめに、図１を参照して、本実施の形態の制御対象である、車両の電動パワーステアリング装置について説明する。なお、図１は、本実施の形態の制御対象となる電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）を含む全体構成を示す模式図である。

同図１に示されるように、ステアリングホイール１０１に接続されたステアリングシャフト１０２には、運転者の操舵操作を補助する補助トルクを発生するブラシレスモータ（電動モータ）１０５の回転を減速した上で該ステアリングシャフト１０２に伝達するステアリング機構１０４が取り付けられている。

また、このステアリングシャフト１０２には、基本的に、ステアリングホイール１０１を介して運転者から与えられる操舵トルク及びブラシレスモータ１０５によって生成される補助トルクが印加されており、該シャフト１０２に取り付けられたトルクセンサ１０３は、これら操舵トルク及び補助トルクからなる実トルクを検出する。さらに、ステアリングシャフト１０２の先端は、ピニオン軸１０６に連結されている。このピニオン軸１０６は、ラックアンドピニオン式のギア装置を介してラック軸１０７に連結されている。ラック軸１０７の両端には、タイロッド及びナックルアームを介して左右操舵輪としての一対のタイヤ１０８がそれぞれ連結されている。したがって、ピニオン軸１０６の回転運動が、ラック軸１０７の直線運動に変換されると、そのラック軸１０７の直線運動変位に応じた角度だけ、左右のタイヤ１０８が転舵される。このように構成されることにより、ブラシレスモータ１０５の駆動によって、ステアリングホイール１０１の操舵方向及び操舵トルクに応じた補助操舵トルクをステアリングシャフト１０２に伝達することができる。

こうしたブラシレスモータ１０５は、制御装置１によって駆動制御される。次に、図２を参照して、そうした制御装置１の構成や機能等について説明する。なお、図２も、先の図１と同様に、本実施の形態の制御対象であるＥＰＳを含めた制御装置全体の構成を示す模式図である。

同図２に示すように、制御装置１は、上記トルクセンサ１０３によって検出される実トルク及び車速センサ１１３によって検出される車速に基づき、ブラシレスモータ１０５が発生すべき目標補助トルクＴｒ＊に応じた目標電流値を生成する目標電流値生成部１０を備える。この目標電流値生成部１０は、ブラシレスモータ１０５が目標補助トルクＴｒ＊を発生するために必要なｄ−ｑ座標系におけるｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値をそれぞれ生成するｑ軸目標電流値生成部１０ａ及びｄ軸目標電流値生成部１０ｂから構成されており、ｑ軸目標電流値生成部１０ａ及びｄ軸目標電流値生成部１０ｂは、目標電流値として、ｑ軸における目標電流値Ｉｑ＊及びｄ軸における目標電流値Ｉｄ＊をそれぞれ算出して、ｑ軸偏差算出部１１ａ及びｄ軸偏差算出部１１ｂへそれぞれ出力する。

ここで、本実施の形態では、ブラシレスモータ１０５として、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流式の電動モータを採用しており、こうしたブラシレスモータ１０５の制御法として、いわゆるベクトル制御法を採用している。ちなみに、ベクトル制御法では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相によって定義される実回転座標（図３（ａ）参照）を、例えばブラシレスモータ１０５を構成する回転子（ロータ）のＳ極からＮ極に向かう方向であるｄ軸及びこのｄ軸に直交するｑ軸によって定義される仮想回転座標であるｄ−ｑ座標系（図３（ｂ）参照）に座標変換し、座標変換されたｄ−ｑ座標系においてブラシレスモータ１０５を駆動制御する方法である。こうしたベクトル制御法は公知であるため、ここでの詳細な説明を割愛する。

なお、本実施の形態の制御装置１では、ｑ軸目標電流値生成部１０ａは、上記トルクセンサ１０３によって検出される実トルクＴｒ及び車速センサ１１３によって検出される車速に基づき、ｑ軸目標電流値Ｉｑ＊を生成していたが、これに限らない。他に例えば、ｑ軸目標電流値生成部１０ａは、上記トルクセンサ１０３によって検出される実トルクＴｒのみに基づいて、あるいは、他の種々の情報（例えばｑ軸実電流等）に基づいて、ｑ軸目標電流値Ｉｑ＊を生成することとしてもよい。また、本実施の形態の制御装置１では、ｄ軸目標電流値生成部１０ｂは、上記ｄ軸目標電流値Ｉｄ＊として零を採用している。これにより、ｄ軸実電流値Ｉｄを可能な限り零に近づけることで、効率を向上しようとしている。

一方、図２に示すように、本実施の形態では、電動パワーステアリング装置１００は、ブラシレスモータ１０５を構成する上記３相のうちの例えばＵ相及びＶ相の固定子巻線（図示略）に実際に流れる実電流値を検出する電流センサ１１１を備えている。そして、電流センサ１１１によって検出されたＶ相実電流値Ｉｖ及びＵ相実電流値Ｉｕは、図２に示すように、制御装置１を構成する三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４に出力される。なお、こうした電流センサ１１１の構造や検出原理等は公知であるため、ここでの詳細な説明を割愛する。また、電流センサとしては、Ｕ相及びＶ相の固定子巻線に実際に流れる実電流値を検出する電流センサに限らず、例えばＶ相及びＷ相の固定子巻線に実際に流れる実電流値を検出する電流センサとしてもよい。要は、ブラシレスモータ１０５が有する３相のうち少なくとも２相の固定子巻線に流れる実電流値を検出することのできる電流センサであればよい。

また、図２に示すように、本実施の形態では、電動パワーステアリング装置１００は、ブラシレスモータ１０５を構成するロータの回転位置を検出する例えばレゾルバ１１２を備えており、こうしたレゾルバ１１２は、図２に示すように、上記三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４及び後述のｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３にそれぞれ接続されている。そして、三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４では、レゾルバ１１２によって検出されたロータ角θを用いて、電流センサ１１１によって検出された実電流値（Ｖ相実電流値Ｉｖ及びＵ相実電流値Ｉｕ）がｄ−ｑ座標系に変換され、ｑ軸実電流値Ｉｑ及びｄ軸実電流値Ｉｄとして算出される。こうして算出されたｑ軸実電流値Ｉｑ及びｄ軸実電流値Ｉｄは、ｑ軸偏差算出部１１ａ及びｄ軸偏差算出部１１ｂにそれぞれ与えられる。なお、図２に示すように、電流センサ１１１にて検出されるＶ相実電流値Ｉｖ及びＵ相実電流値Ｉｕには、必ず観測外乱が重畳する。そのため、こうした観測外乱が重畳したＶ相実電流値Ｉｖ及びＵ相実電流値Ｉｕが三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４を通じて座標変換されるｑ軸実電流値Ｉｑ及びｄ軸実電流値Ｉｄにも、観測外乱が重畳している。こうした観測外乱については後述する。

そして、図２に示すように、ｑ軸偏差算出部１１ａでは、ｑ軸目標電流値生成部１０ａにて生成されたｑ軸目標電流値Ｉｑ＊と三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４にて座標変換されたｑ軸実電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸偏差Ｅｑ＊が算出され、ｄ軸偏差算出部１１ｂでは、ｄ軸目標電流値生成部１０ｂにて生成されたｄ軸目標電流値Ｉｄ＊（＝０）と三相交流／ｄ−ｑ座標変換部１４にて座標変換されたｄ軸実電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸偏差Ｅｄ＊が算出される。こうして算出されたｑ軸偏差Ｅｑ＊及びｄ軸偏差Ｅｄ＊は、ｑ軸制御部１２ａ及びｄ軸制御部１２ｂにそれぞれ出力される。

ｑ軸制御部１２ａ及びｄ軸制御部１２ｂは、各々入力された上記ｑ軸偏差Ｅｑ＊及びｄ軸偏差Ｅｄ＊に基づいて、ｑ軸目標電流値Ｉｑ＊及びｄ軸目標電流値Ｉｄ＊の電流がブラシレスモータ１０５に流れるような、ひいては、ブラシレスモータ１０５にて発生するトルクが上記目標補助トルクＴｒ＊に略一致するような、ブラシレスモータ１０５への印加電圧の電圧値であるｑ軸制御電圧値Ｖｑ＊及びｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊をそれぞれ算出する。そして、ｑ軸制御部１２ａ及びｄ軸制御部１２ｂは、算出したｑ軸制御電圧値Ｖｑ＊及びｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊を、上記ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３に出力する。

なお、このｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３は、既述したように、ブラシレスモータ１０５を構成するロータの回転角を検出するレゾルバ１１２に接続されており、このレゾルバ１１２は、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３に検出したロータ角θを入力している。そして、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３では、レゾルバ１１２によって検出されたロータ角θを用いて、ｑ軸制御部１２ａ及びｄ軸制御部１２ｂによってそれぞれ算出されたｑ軸制御電圧値Ｖｑ＊及びｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊が三相交流座標系のＵ相制御電圧値Ｖｕ＊及びＶ相制御電圧値Ｖｖ＊に変換される。そして、変換されたＵ相制御電圧値Ｖｕ＊及びＶ相制御電圧値Ｖｖ＊は、３相ＰＷＭ変調部１１０にそれぞれ出力される。

ちなみに、図２においては、Ｗ相制御電圧値Ｖｗ＊は、図示の便宜上、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３の外部にて算出されているが、実際には、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３において算出されている。すなわち、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３は、Ｕ相制御電圧値Ｖｕ＊及びＶ相制御電圧値Ｖｖ＊を算出し、これらＵ相制御電圧値Ｖｕ＊及びＶ相制御電圧値Ｖｖ＊を零から減算することによりＷ相制御電圧値Ｖｗ＊を求める。そして、ｄ−ｑ／三相交流座標変換部１３は、Ｕ相制御電圧値Ｖｕ＊及びＶ相制御電圧値Ｖｖ＊と同様に、Ｗ相制御電圧値Ｖｗ＊を３相ＰＷＭ変調部１１０に出力する。

３相ＰＷＭ変調部１１０は、それぞれＵ相制御電圧値Ｖｕ＊、Ｖ相制御電圧値Ｖｖ＊及びＷ相制御電圧値Ｖｗ＊に対応したＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを生成し、その生成したＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗをパワー回路１０９に向けて出力する。これにより、パワー回路１０９からブラシレスモータ１０５のＵ相、Ｖ相及びＷ相に、それぞれＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗに応じた電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが印加され、ブラシレスモータ１０５から操舵補助に必要な目標補助トルクＴｒ＊が発生される。

ただし、種々の誤差や外乱の影響を受けるため、ブラシレスモータ１０５にて発生するトルクを目標補助トルクＴｒ＊に正確に一致させることは難しい。以下、そうした誤差や外乱を補償する補償方法について、先の図３及び図４を併せ参照しつつ説明する。なお、図４は、電動パワーステアリング装置１００を含めた制御装置１の全体構成をｄ−ｑ座標系にて示したブロック図である。

この図４中、「相互外乱」として示すように、また、背景技術の欄にも記載したように、上記ベクトル制御法を通じてブラシレスモータ１０５を単純に駆動制御しようとすると、ブラシレスモータ１０５のロータが形成する磁束と電機子巻線を流れる電流が形成する磁束により速度起電圧が生じてしまい、こうして生じた速度起電圧は、ｑ軸制御電圧値Ｖｑ及びｄ軸制御電圧値Ｖｄに互いに影響を及ぼし合ってしまう。

具体的には、先の図３（ｂ）に示すように、ブラシレスモータ１０５は、ｄ−ｑ座標系において以下のようにモデル化することができる。すなわち、自己インダクタンスを「Ｌｄ［Ｈ］」、ｄ軸実電流値を「Ｉｄ［Ａ］」、ｑ軸実電流値を「Ｉｑ［Ａ］」、ロータ角速度を「ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］」、電気抵抗値を「Ｒｄ［Ω］」、ｄ軸制御電圧値を「Ｖｄ＊［Ｖ］」、観測外乱を「ｎ」とすると、ブラシレスモータ１０５のｄ軸に係る部分のモデルは、下式（１）にて表される。

また、図４に示すｄ軸制御部１２ｂを便宜的に比例制御器として構成したものとし、その比例ゲインを「ｋ」、観測外乱を「ｎｄ」とすると、ｄ軸制御電圧「Ｖｄ＊」は、下式（２）にて表される。

こうした上式（２）を上式（１）に代入すると、下式（３）が得られる。

ここで、上式（３）の右辺第２項がｑ軸実電流値Ｉｑに起因する外乱、すなわち、上記速度起電圧を表す項である。ちなみに、上式（３）の右辺第４項はｄ軸実電流値Ｉｄに重畳する観測外乱を表す項である。また、通常、上記ｄ軸目標電流値Ｉｄ＊は零に設定されるため、上式（３）の右辺第３項は、比例ゲイン「ｋ」の大きさにかかわらず零となる。このように、ｑ軸実電流値Ｉｑに起因するｑ軸外乱（速度起電圧）や観測外乱により影響を受け、ｄ軸実電流値Ｉｄは、ｄ軸目標電流値Ｉｄ＊に好適に一致しなくなるおそれがある。

また、ｑ軸実電流値Ｉｑは、そもそも、車両の運転者によるステアリングホイール１０１の操舵操作によって生じる。そのため、ｑ軸外乱が分布する周波数帯域は、観測外乱が分布する周波数帯域よりも低い周波数帯域に分布することになる。すなわち、ｑ軸外乱は低周波数帯域に分布し、観測外乱は高周波数帯域に分布することになる。

そして、これらｑ軸外乱や観測外乱が電動パワーステアリング装置の制御性能に与える影響を低減するべく、本実施の形態では、制御装置１を構成するｄ軸制御部１２ｂに、ｄ軸実電流値Ｉｄ及びｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊に基づき上記ｑ軸外乱を推定する外乱オブザーバを含んで構成することとした。次に、こうしたｄ軸制御部１２ｂについて図５を参照して説明する。なお、図５は、ｄ軸制御部１２ｂの構成例を示すブロック図である。

ｄ軸制御部１２ｂは、同図５に示すように、ノミナル制御部１２１を備える。このノミナル制御部１２１は、上記ｑ軸外乱や観測外乱の影響を排除した、上記ブラシレスモータ１０５のｄ軸部分のモデル（すなわち、上式（３）の右辺第２項及び第４項を取り除いたノミナルモデル）に対して設計される、例えばＰＩ制御部である。そのため、ノミナル制御部１２１は、上記ｄ軸偏差算出部１１ｂ（図４参照）からｄ軸偏差Ｅｄを取り込むとともに、この取り込んだｄ軸偏差Ｅｄに対し例えば実験やシミュレーションを通じて定められる比例ゲインや積分ゲインを用いて演算し、その演算結果を第１差分演算部１２２に向けて出力する。なお、本実施の形態では、こうしたノミナル制御部１２１を、ＰＩ制御を行う制御部として構成したが、他に例えば、ＰＩ制御に加えてＤ制御を行う制御部として構成することとしてもよい。あるいは、Ｉ制御を割愛してＰ制御を行う制御部として構成することとしてもよい。要は、上記ノミナルモデルに対して設計されたＰＩＤ制御部であればよい。

ｄ軸制御部１２ｂは、図５に示すように、第１差分演算部１２２を備える。この第１差分演算部１２２は、上記ノミナル制御部１２１の出力信号から、後述する外乱オブザーバ部１２３から出力される外乱推定値ｗ’を差し引いてｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊を算出する（ｑ軸外乱ｗを補償する）。

また、ｄ軸制御部１２ｂは、図５に示すように、逆モデル部１２３ａ、第２差分演算部１２３ｂ及びローパスフィルタ部１２３ｃによって構成される外乱オブザーバ部１２３を備える。

外乱オブザーバ部１２３の逆モデル部１２３ａは、上記ノミナルモデルの逆モデルとして構成されており、観測外乱ｎｄが重畳されたｄ軸実電流値Ｉｄを取り込むとともに、この取り込んだｄ軸実電流値Ｉｄ及び逆モデルに基づき、ブラシレスモータ１０５のｄ軸部１０５ｄへの仮想入力値ＩＭＧ＿Ｖｄ＊を算出する。詳しくは、逆モデル部１２３ａは上記ｄ軸部１０５ｄの逆モデルであること、及び、上記ｄ軸部１０５ｄの出力信号を（基本的に）逆モデル部１２３ａへ入力していることから、上記ｄ軸部１０５ｄへの入力信号と上記逆モデル部１２３ａの出力信号とは基本的に一致する。すなわち、上記逆モデル部１２３ａの出力信号である仮想入力値ＩＭＧ＿Ｖｄ＊は、上記ｄ軸部１０５ｄへの入力信号である、ｑ軸外乱ｗが重畳されたｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊に略一致することになる。

さらに、こうした仮想入力値ＩＭＧ＿Ｖｄ＊は、第２差分演算部１２３ｂにおいて、ｄ軸部１０５ｄへの実際の入力値であるｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊分が差し引かれ、差分値ＥＶｄ＊として出力される。この差分値ＥＶｄ＊は、ｑ軸外乱ｗが重畳されたｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊に略一致する仮想入力値ＩＭＧ＿Ｖｄ＊からｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊が差し引かれるため、ｑ軸外乱ｗに略一致することになる。

ただし、ｄ軸部１０５ｄの出力信号であるｄ軸実電流値Ｉｄがそのまま逆モデル部１２３ａへ入力されるのではなく、実際には、観測外乱ｎｄが重畳されたｄ軸実電流値Ｉｄが逆モデル部１２３ａへ入力されること（換言すれば、ｄ軸部１０５ｄの出力信号と逆モデル部１２３ａへの入力信号とは完全に一致していない）、及び、ｄ軸部１０５ｄの逆モデルには必ずモデル化誤差が存在していること、さらにそうした観測外乱ｎｄやモデル化誤差がｑ軸外乱ｗの推定に与える影響は高周波帯域において大きくなることから、上記差分値ＥＶｄ＊は、特に高周波帯域の成分においてｑ軸外乱ｗに一致しなくなってしまう。そのため、上記差分値ＥＶｄ＊は、ローパスフィルタ部１２３ｃにおいて、差分値ＥＶｄ＊に含まれる高周波帯域の成分ほどその大きさが減衰され、外乱推定値ｗ’として上記第２差分演算部１２２ｂへ出力される。ちなみに、ローパスフィルタ部１２３ｃのカットオフ周波数は例えば「６０ヘルツ」に設定されている。これにより、外乱オブザーバ部１２３にて推定される外乱推定値ｗ’はｑ軸外乱ｗに略一致するようになる。なお、こうしたカットオフ周波数は、実車を用いた実験を通じて得られた値である。

また、図６にシミュレーション結果を示す。この図６に中の曲線Ｃ１は、ｄ軸制御部１２ｂが外乱オブザーバ部１２３を含んで構成されている場合の、ｄ軸実電流値Ｉｄの推移を示したものであり、曲線Ｃ２は、ｄ軸制御部１２ｂが外乱オブザーバ部１２３を含まず構成されている場合の、ｄ軸実電流値Ｉｄの推移を示したものである。

ここで、例えば時刻ｔ０において、上記ｑ軸外乱がステップ状に生じたものとする。このとき、図６に示されるように、曲線Ｃ２は、正方向へ一旦振れた後、負方向へ大きく振れ、時刻ｔ３においてもｄ軸目標電流値（＝零）から乖離してしまっている。一方、曲線Ｃ１は、曲線Ｃ２と同様に、正方向へ一旦大きく振れた後、負方向へ振れ、時刻ｔ３においてはｄ軸目標電流値（＝零）に近づいている。なお、曲線Ｃ１が時刻ｔ１直後に正方向へ一旦大きく振れるとはいえ、その振れ幅は、曲線Ｃ２と比較して大幅に小さくなっている。すなわち、ｄ軸制御部１２ｂが外乱オブザーバ部１２３を含んで構成されることにより、ｄ軸実電流値Ｉｄを好適に制御することができることを意味している。

ところで、ｑ軸実電流値Ｉｑに起因する外乱（速度起電圧）や観測外乱についてのみ説明したが、ｄ軸実電流値Ｉｄに起因する外乱（速度起電圧）や観測外乱も当然に発生する。また、ブラシレスモータ１０５のベクトル制御に際し、ｑ軸電流は、ブラシレスモータ１０５が発生する補助トルクを直接操作することができる一方、ｄ軸電流は、ブラシレスモータ１０５が発生する補助トルクに直接影響を及ぼさないことが知られている。

そのため、ブラシレスモータ１０５が発生する補助トルクに直接影響を及ぼすｑ軸電流を制御するｑ軸制御部１２ａに、速度起電圧（ｄ軸外乱）の大きさを推定しこれを補償する外乱オブザーバを含ませて構成する方が、ブラシレスモータ１０５の制御性能に対するｄ軸外乱の影響を低減させる、換言すれば、操舵フィーリングを向上させる上で有利であるようにも思われる。

しかしながら、ｄ軸外乱を推定する外乱オブザーバをｑ軸制御部１２ａに含ませ、該ｑ軸制御部１２ａの各種制御パラメータを調整しても、ブラシレスモータ１０５の制御性能に対するｄ軸外乱の影響力を大きく調節（主に低減）することはできず、ｑ軸外乱ｗを推定する外乱オブザーバをｄ軸制御部１２ｂに含ませ、該ｄ軸制御部１２ｂの各種制御パラメータを調整する方が、ブラシレスモータ１０５の制御性能に対するｑ軸外乱及びｄ軸外乱の影響力を大きく調節（主に低減）することができることが、発明者らによって確認されている。そのため、本実施の形態では、ｄ軸制御部１２ｂのみに外乱オブザーバ部１２３を含ませている。これにより、制御装置１に係る演算負荷を軽減することができるようになる。また、ｄ軸制御部１２ｂを構成する外乱オブザーバ部１２３の制御パラメータの調整をするだけで、ブラシレスモータ１０５の制御性能に対するｑ軸外乱及びｄ軸外乱の影響を低減することができるようになるため、制御系の設計を容易にすることができるようになる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、次のような効果を得ることができるようになる。

上記実施の形態では、ｑ軸実電流値Ｉｑに起因してｄ軸に生じる速度起電圧（ｑ軸外乱ｗ）をｄ軸実電流値Ｉｄ及びｄ軸制御電圧値Ｖｄ＊に基づき推定する外乱オブザーバ部１２３を含んでｄ軸制御部１２ｂを構成するとともに、外乱オブザーバ部１２３にて推定される外乱推定値ｗ’にてｑ軸外乱ｗを補償することとした。これにより、課題の欄で記載した上記特許文献１に記載の技術のように、観測外乱ｎｄ及びｎｑが含まれているｄ軸実電流値Ｉｄ及びｑ軸実電流値Ｉｑやロータ角度θ、及び、モデル化誤差が含まれている電機子巻線の自己インダクタＬの積をｑ軸外乱として算出（推定）するのではなく、上記ｑ軸外乱を一括して算出（推定）することができる。そのため、外乱推定値ｗ’に対して上記各種誤差が与える影響を最小限に留めることができ、ｑ軸外乱ｗの推定誤差を小さくすることができるようになる。上記ｑ軸外乱ｗの推定誤差を小さくすることができるようになるため、ブラシレスモータ１０５の制御性能に対してｑ軸外乱ｗが与える影響を低減することができるようになり、ひいては、運転者の操舵フィーリングの向上を図ることができるようになる。

上記実施の形態では、課題の欄で記載した上記特許文献２に記載の技術のように、外乱オブザーバを含む制御系をブラシレスモータ１０５のＵ−Ｖ−Ｗ相の各相毎に備え、ブラシレスモータ１０５への印加電圧を各相毎に直接制御するのではなく、ブラシレスモータ１０５をベクトル制御するにあたり、ｑ軸制御部１２ａ及びｄ軸制御部１２ｂをそれぞれ備えるとともに、ｄ軸制御部１２ｂのみ、外乱オブザーバ部１２３を含む制御系とした。これにより、上記特許文献２に記載の技術よりも、ベクトル制御を行うためのｄ−ｑ座標変換に係る演算量が増加してしまうものの、外乱オブザーバを含む制御部の数は３から１へ大きく減少するため、上記特許文献２に記載の制御装置、あるいは、上記特許文献１に記載の技術に上記特許文献２に記載の技術を適用した制御装置よりも、制御装置にかかる演算負荷を小さくすることができるようになる。

上記実施の形態では、ｄ軸制御部１２ｂは、電流センサ１１１を通じて検出されるｄ軸実電流値Ｉｄに重畳する観測外乱ｎｄが分布する高周波数帯域に含まれる信号の強度を、この高周波数帯域よりも低い低周波数帯域に含まれる信号の強度よりも減衰させるローパスフィルタを含んで構成することとした。これにより、低周波数帯域に含まれることの多いｑ軸外乱ｗがブラシレスモータ１０５の制御性能に与える影響を低減することができるようになるだけでなく、電流センサ１１１にて検出されるｄ軸実電流値Ｉｄに重畳される高周波数帯域に含まれることの多い観測外乱ｎｄがブラシレスモータ１０５の制御性能に与える影響を低減することができるようにもなる。

なお、本発明に係る電動パワーステアリング装置の制御装置は、上記実施の形態にて例示した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々に変形して実施することが可能である。すなわち、上記実施の形態を適宜変更した例えば次の形態として実施することもできる。

上記実施の形態では、外乱オブザーバ部１２３は、ｄ軸実電流値Ｉｄに重畳する観測外乱ｎｄが分布する高周波数帯域に含まれる信号の強度を、この高周波数帯域よりも低い低周波数帯域に含まれる信号の強度よりも減衰させるローパスフィルタ部１２３ｃを含んで構成されていた。そして、そうしたローパスフィルタ部１２３ｃのカットオフ周波数として、例えば「６０ヘルツ」を採用していたが、これに限らない。要は、ｄ軸実電流値Ｉｄに重畳する観測外乱ｎｄの影響やｑ軸外乱ｗの影響を低減することのできるカットオフ周波数が設定されていればよいのであって、その値は任意である。また、そもそも、当該制御装置の制御対象である電動パワーステアリング装置１００が、ｄ軸実電流値Ｉｄに観測外乱ｎｄがほとんど重畳されないような環境で使用される、あるいは、ブラシレスモータ１０５のｄ軸部１０５ｄのモデルにモデル化誤差がほとんど含まれないのであれば、こうしたローパスフィルタ部１２３ｃを割愛することもできる。

上記実施の形態では、ｄ軸目標電流値生成部１０ｂは、ブラシレスモータ１０５のｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値Ｉｄ＊を零に設定することで、ｄ軸実電流値Ｉｄを可能な限り零に近づけ、効率を向上しようとしていたが、これに限らない。他に例えば、ステアリングシャフト１０２の回転角速度を検出するステアリングシャフト回転角速度センサを電動パワーステアリング装置１００に備え、ｄ軸目標電流値生成部１０ｂに、ステアリングシャフト回転角速度センサにて検出されるステアリングシャフト１０２の回転角速度に基づき、ブラシレスモータ１０５のｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値を生成させることとしてもよい。これにより、例えばステアリングホイール１０１の操舵操作が急激に行われるとｄ軸目標電流値Ｉｄ＊を負の所定値に設定したり、ステアリングシャフト１０１の回転角速度に応じてｄ軸目標電流値Ｉｄ＊を可変に設定したりすることができるようになり、固定子巻線に発生する誘起電圧を小さくする、いわゆる弱め界磁を行うことができるようになる。このように、弱め界磁を行うことができるようになると、ブラシレスモータ１０５にて生成される補助トルクが零に低下してしまうようなことがなくなり、ステアリングホイール１０１の急激な操舵操作にも好適に補助トルクを与えることができるようになる。ひいては、操舵フィーリングのさらなる向上を図ることができるようにもなる。

本発明に係る電動パワーステアリング装置の制御装置の一実施の形態について、電動パワーステアリング装置を含めた制御装置全体の構成を示す模式図。 同実施の形態について、電動パワーステアリング装置を含めた制御装置全体の構成を示すブロック図。 電動パワーステアリング装置を構成するブラシレスモータについて、（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相によって定義される実回転座標を示す図。（ｂ）は、ロータのＳ極からＮ極に向かう方向であるｄ軸及びこのｄ軸に直交するｑ軸によって定義される仮想回転座標を示す図。 同実施の形態について、電動パワーステアリング装置を含めた制御装置全体の構成をｄ−ｑ座標系にて示すブロック図。 同実施の形態について、外乱オブザーバ部を含んで構成されるｄ軸制御部の構成例を示すブロック図。 同実施の形態において、ｄ軸制御部が外乱オブザーバを含んで構成されている場合と含まず構成されている場合のシミュレーション結果を併せ示す図。

符号の説明

１…制御装置、１０…目標電流値生成部、１０ａ…ｑ軸目標電流値生成部、１０ｂ…ｄ軸目標電流値生成部、１１ａ…ｑ軸偏差算出部、１１ｂ…ｄ軸偏差算出部、１２ａ…ｑ軸制御部、１２ｂ…ｄ軸制御部、１３…ｄ−ｑ／三相交流座標変換部、１４…三相交流／ｄ−ｑ座標変換部、１００…電動パワーステアリング装置、１０１…ステアリングホイール、１０２…ステアリングシャフト、１０３…トルクセンサ、１０４…ステアリング機構（減速機）、１０５…ブラシレスモータ（電動モータ）、１０６…ピニオン軸、１０７…ラック軸、１０８…タイヤ、１０９…パワー回路、１１０…３相ＰＷＭ変調部、１１１…電流センサ、１１２…レゾルバ（ロータ角度センサ）、１１３…車速センサ、１２１…ノミナル制御器、１２２…差分算出部、１２３…外乱オブザーバ部、１２３ａ…逆モデル部、１２３ｂ…ローパスフィルタ部。

Claims (4)

1. 車両のステアリングホイールによる操舵操作に対して補助トルクを与えるための三相交流式の電動モータと、
   前記ステアリングホイールに連動して回転するステアリングシャフトに印加される実トルクを検出するトルクセンサと、
   前記車両の速度である車速を検出する車速センサと、
   前記電動モータが有する三相のうち少なくとも二相の実電流値を検出する電流センサとを備える電動パワーステアリング装置の前記電動モータを、該電動モータを構成するロータの磁束方向の軸であるｄ軸及び該ｄ軸と直交する方向の軸であるｑ軸にて構成されるｄ−ｑ座標系においてベクトル制御する制御装置であって、
   前記電動モータが前記補助トルクを発生するために必要な前記ｄ−ｑ座標系におけるｑ軸目標電流値を、前記トルクセンサにて検出される実トルクと前記車速センサにて検出される車速に基づき生成するｑ軸目標電流値生成部と、
   前記電動モータの前記ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値を零に設定するｄ軸目標電流値生成部と、
   前記電流センサにて検出される実電流値を前記ｄ−ｑ座標系に変換する三相交流／ｄ−ｑ座標変換部と、
   前記三相交流／ｄ−ｑ座標変換部にて変換された前記ｄ−ｑ座標系のｑ軸実電流値及びｄ軸実電流値と、前記ｑ軸目標電流値生成部及びｄ軸目標電流値生成部にてそれぞれ生成された前記ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値との、それぞれの偏差であるｑ軸電流偏差及びｄ軸電流偏差をそれぞれ算出する偏差算出部と、
   前記ｑ軸目標電流値及びｄ軸目標電流値の電流が前記電動モータに流れるような該電動モータへの印加電圧の電圧値であるｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値を、前記ｑ軸電流偏差及びｄ軸電流偏差に基づきそれぞれ算出するｑ軸制御部及びｄ軸制御部と、
   前記ｑ軸制御部及び前記ｄ軸制御部にてそれぞれ算出された前記ｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値を前記三相に変換するとともに、これらｑ軸制御電圧値及びｄ軸制御電圧値の電圧を前記電動モータに印加するｄ−ｑ／三相交流座標変換部とを備え、
   前記ｄ軸制御部は、前記電動モータのロータが形成する磁束と前記電動モータの電機子巻線を流れる電流のうち前記ｑ軸実電流値に相当する電流が形成する磁束によって前記ｄ軸に生じる速度起電圧を、前記ｄ軸実電流値及び前記ｄ軸制御電圧値に基づき推定する外乱オブザーバを含んで構成されているとともに、前記外乱オブザーバにて推定される速度起電圧を補償することを特徴とする、電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 前記ｄ軸制御部は、前記電流センサを通じて検出される前記実電流値に重畳する観測外乱が分布する高周波数帯域に含まれる信号の強度を、この高周波数帯域よりも低い低周波数帯域に含まれる信号の強度よりも減衰させるローパスフィルタを含んで構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、略６０ヘルツに設定されていることを特徴とする、請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記電動パワーステアリング装置は、前記ステアリングシャフトの回転角速度を検出するステアリングシャフト回転角速度センサをさらに備え、
   前記ｄ軸目標電流値生成部は、前記ステアリングシャフト回転角速度センサにて検出される前記ステアリングシャフトの回転角速度に基づき、前記電動モータの前記ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸目標電流値を生成することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

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