WO2018087917A1 - モータ制御装置、およびそのモータ制御装置を備えた電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Abstract

１つの系統の３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、ｄ軸およびｑ軸に対する比例定数をそれぞれＬｄおよびＬｑをパラメータとして設定し、２つの系統の３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、ｄ軸およびｑ軸に対する比例定数をそれぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定する。

Description

モータ制御装置、およびそのモータ制御装置を備えた電動パワーステアリングの制御装置

　この発明は、２つの系統のモータ巻線を備えたモータを制御するモータ制御装置、およびそのモータ制御装置を備えた電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

　従来、電流制御器を備えた３相電流フィードバック方式により、２つの系統のモータ巻線を有するモータを、系統巻線毎のモータ駆動回路を介して制御するモータ制御装置において、２つの系統のモータ巻線の駆動系統数に応じて電流制御器のモータインダクタンスパラメータを切換えて変更するようにしたモータ制御装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

　特許文献１、特にその図９を参照すると、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値をモータ電気角を用いて座標変換することで各相電流指令値に変換し、それを２つの系統のモータ相電流制御器へ入力する。そして、各系統におけるモータ相電流制御器において、各相電流指令値と各相電流の偏差を演算し、その偏差に基づいて各相電圧指令値を演算している。したがって、特許文献１に開示されたモータ制御装置における座標変換（相座標系から回転二軸座標系への座標変換、または回転二軸座標系から３相座標系への座標変換）の個数は、１個(回転二軸電流指令から各相電流指令へ変換)で実現することができる。

　一方、一般的に用いられる回転二軸上での電流制御系を２つの系統の巻線を有するモータに適用すると、それぞれの系統に対し座標変換の個数が２個(各相電流を回転二軸電流へ変換するもの、および回転二軸電圧を各相電圧に変換するもの)必要であり、２系統では合計４個の座標変換が必要となる(例えば，非特許文献１の図４－６参照)。

　したがって、特許文献１に開示されたモータ制御装置は、座標変換の個数が少ないことに起因する演算負荷低減に寄与できる効果を有しつつ、駆動系統数に応じて適切な電流制御応答を得るパラメータを設定することが可能となっている。

特許第５９５４３６６号公報

「省エネモータの原理と設計法―永久磁石同期モータの基礎から設計・制御まで―」（大阪府立大学　森本茂雄　真田雅之　著）科学技術出版株式会社（２０１３年６月発行）　丸善出版株式会社発売

　前述のように、特許文献１に記載されたモータ制御装置においては、座標変換の個数が１個で実現できるため、演算量に関して有利である。したがって、特許文献１に記載の内容を理解したこの分野に関する技術常識を有する当業者であれば、２系統モータの駆動系統数に応じて最適な電流制御器の応答を得るための手段として、特許文献１に記載の３相電流フィードバック方式を用いることで演算負荷を低減することを考えるであろう。

　しかしながら、モータを流れる電流を制御するには、電流検出器を用いてそれを検出する必要があるが、一般に、３相電流検出器の０[Ａ]レベルに対応する基準電位(グランド)は共通(同電位)に設定され、電気的に接続されていることが多い。したがって、その基準電位に脈動が重畳されると、３相電流の検出値に同じ値(同相、あるいは零相)のノイズが重畳される。しかしながら、特許文献１に記載の３相電流フィードバック方式では、３相で同相ノイズがキャンセルされないので、モータにより生じるリップル・振動・騒音が増大するという課題がある。また、３相電流フィードバック系では、制御量が各相電流であり交流量となる。したがって、モータの回転速度が高く、各相電流指令の周波数が高い場合において、各相電流が各相電流の指令値に追従できなくなるといった課題がある。

　この発明は、従来のモータ制御装置における前述のような課題を解決するために成されたものであり、モータのトルクリップル、振動、騒音を低減させ、かつ、モータの回転速度が高い場合においても各相電流が目標値追従できるモータ制御装置、およびそのモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

　この発明によるモータ制御装置は、
　互いに磁気的に結合する２つの系統の３相巻線を有する永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置であって、
　前記２つの系統にそれぞれ設けられ、直流電力を交流電力に変換して自己の属する系統の前記３相巻線に電圧を印加する２台のインバータと、
　前記３相巻線を流れるモータ電流を検出するように構成された電流検出器と、
　前記検出されたモータ電流とモータ電流目標値に基づいて電圧指令を演算し、前記演算した前記電圧指令を用いて前記インバータを制御するように構成された制御部と、
を備え、
　前記永久磁石同期モータの回転子に設けられた回転子の磁極の方向をｄ軸および前記ｄ軸に対して電気角で９０度の位相差にあるｑ軸、前記永久磁石同期モータのｄ軸自己インダクタンスをＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスをＬｑ、ｄ軸系統間相互インダクタンスをＭｄ、およびｑ軸系統間相互インダクタンスをＭｑとしたとき、
　前記制御部は、前記モータ電流目標値と前記モータ電流との偏差に比例定数を乗算することで前記電圧指令を演算する電流制御器を前記ｄ軸と前記ｑ軸のそれぞれに有し、
　前記電流制御器は、
　前記制御部が電圧印加の指令を出力する前記系統の数に応じて、前記比例定数に関するパラメータを変更するように構成されており、
　前記制御部が１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ前記ｄ軸自己インダクタンスＬｄおよびｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定し、
　前記制御部が前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定する、
ように構成されている、
ことを特徴とする。

　また、この発明による電動パワーステアリング装置は、
　モータ制御装置と、
　前記モータ制御装置により制御され、車両の運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する永久磁石同期モータと、
を備え、
　前記モータ制御装置は、
　互いに磁気的に結合する２つの系統の３相巻線を有する永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置であって、
　前記２つの系統にそれぞれ設けられ、直流電力を交流電力に変換して自己の属する系統の前記３相巻線に電圧を印加する２台のインバータと、
　前記３相巻線を流れるモータ電流を検出するように構成された電流検出器と、
　前記検出されたモータ電流とモータ電流目標値に基づいて電圧指令を演算し、前記演算した前記電圧指令を用いて前記インバータを制御するように構成された制御部と、
を備え、
　前記永久磁石同期モータの回転子に設けられた回転子の磁極の方向をｄ軸および前記ｄ軸に対して電気角で９０度の位相差にあるｑ軸、前記永久磁石同期モータのｄ軸自己インダクタンスをＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスをＬｑ、ｄ軸系統間相互インダクタンスをＭｄ、およびｑ軸系統間相互インダクタンスをＭｑとしたとき、
　前記制御部は、前記モータ電流目標値と前記モータ電流との偏差に比例定数を乗算することで前記電圧指令を演算する電流制御器を前記ｄ軸と前記ｑ軸のそれぞれに有し、
　前記電流制御器は、
　前記制御部が電圧印加の指令を出力する前記系統の数に応じて、前記比例定数に関するパラメータを変更するように構成されており、
　前記制御部が１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ前記ｄ軸自己インダクタンスＬｄおよびｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定し、
　前記制御部が前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定する、
ように構成されている、
ことを特徴とする。

　この発明のモータ制御装置によれば、前記制御部は、前記モータ電流目標値と前記モータ電流との偏差に比例定数を乗算することで前記電圧指令を演算する電流制御器を前記ｄ軸と前記ｑ軸のそれぞれに有し、前記電流制御器は、前記制御部が電圧印加の指令を出力する前記系統の数に応じて、前記比例定数に関するパラメータを変更するように構成されており、前記制御部が１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ前記ｄ軸自己インダクタンスＬｄおよびｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定し、前記制御部が前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定するように構成されているので、ノイズの影響を受けずに高精度な制御ができ、永久磁石同期モータのトルクリップル、振動、騒音を低減させることが可能となる。また、モータが高速で回転し、モータの各相電流の周波数が高い場合においても、モータ電流をモータ電流目標値の通りに制御することが可能となる。

　また、この発明の電動パワーステアリング装置によれば、車両の運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置が、前記モータ電流目標値と前記モータ電流との偏差に比例定数を乗算することで前記電圧指令を演算する電流制御器を前記ｄ軸と前記ｑ軸のそれぞれに有し、前記電流制御器は、前記制御部が電圧印加の指令を出力する前記系統の数に応じて、前記比例定数に関するパラメータを変更するように構成されており、前記制御部が１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ前記ｄ軸自己インダクタンスＬｄおよびｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定し、前記制御部が前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定するように構成されているので、永久磁石同期モータがノイズの影響を受けずに高精度に制御され、永久磁石同期モータのトルクリップル、振動、騒音を低減させることが可能となる。また、モータが高速で回転し、モータの各相電流の周波数が高い場合においても、モータ電流をモータ電流目標値の通りに制御することが可能となる。

この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置を示す全体構成図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置により制御されるモータの巻線を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置を示す全体構成図である。 この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態３に係るモータ制御装置を示す全体構成図である。 この発明の実施の形態３に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態３に係るモータ制御装置の説明図である。 この発明の実施の形態４に係るモータ制御装置を示す全体構成図である。 この発明の実施の形態４に係るモータ制御装置により制御されるモータの巻線を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係る電動パワーステアリング装置を示す全体構成図である。

実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置を示す全体構成図、図２は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置により制御されるモータの巻線を示す説明図である。図１において、永久磁石同期モータ１ａは、固定子に、第１の系統に属する第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、および第２の系統に属する第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を有し、回転子に永久磁石を備えている。図２に示すように、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２はそれぞれの中性点Ｎ１、Ｎ２が互いに接続されることなく、それぞれ独立して１つの固定子に収められている。

　回転位置検出器２ａは、永久磁石同期モータ１ａの回転子磁極位置θを検出する。以下、回転子の磁極方向をｄ軸、ｄ軸より電気角で９０度の位相差にある軸をq軸と称する。電流検出器３は、永久磁石同期モータ１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れるモータ電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを検出し、後述する制御部７へ出力する。電流検出器４は、永久磁石同期モータ１ａの第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を流れるモータ電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗを検出し、後述する制御部へ出力する。

　第１のインバータ５は、後述する制御部７から出力された第１のインバータ制御信号ｖ１ｓに基づいて、永久磁石同期モータ１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に電圧を印加する。第２のインバータ６は、後述する制御部７から出力された第２のインバータ制御信号ｖ２ｓに基づいて、永久磁石同期モータ１ａの第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に電圧を印加する。制御部７は、永久磁石同期モータ１ａの電流の目標値に相当するモータ電流目標値ｉｄ＊、ｉｑ＊に基づいて、第１のインバータ制御信号ｖ１ｓおよび第２のインバータ制御信号ｖ２ｓを出力する。

　以下，制御部７について詳細に説明する。座標変換器８は、電流検出器３にて検出した第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１のモータ電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて、モータ電流の座標変換を行い、第１の３相巻線に対するｄ軸成分のモータ電流ｉ１ｄ、ｑ軸成分のモータ電流ｉ１ｑを出力する。座標変換器９は、電流検出器４にて検出した第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のモータ電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて、モータ電流の座標変換を行い、第２の３相巻線に対するｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄ、ｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑを出力する。

　第１の電流制御器１０は、伝達特性Ｇｃｄ１を有するｄ軸電流制御器１０ｄと、伝達特性Ｇｃｑ１を有するｑ軸電流制御器１０ｑと、d軸電流減算器１０１ｄと、ｑ軸電流減算器１０１ｑとを備えている。ｄ軸電流制御器１０ｄは、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊、ｄ軸成分のモータ電流ｉ１ｄおよび後述する駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいてｄ軸成分の電圧指令ｖ１ｄを演算する。ｑ軸電流制御器１０ｑは、ｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊、ｑ軸成分のモータ電流ｉ１ｑおよび後述する駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいてｑ軸成分の電圧指令ｖ１ｑを演算する。d軸電流減算器１０１ｄは、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊とｄ軸成分のモータ電流i１ｄの偏差を算出し、その偏差をｄ軸電流制御器１０ｄに入力する。ｑ軸電流減算器１０１ｑは、ｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊とｑ軸成分のモータ電流i１ｑの偏差を算出し、その偏差をｑ軸電流制御器１０ｑに入力する。

　第２の電流制御器１１は、伝達特性Ｇｃｄ２を有するｄ軸電流制御器１１ｄと、伝達特性Ｇｃｑ２を有するｑ軸電流制御器１１ｑと、減算器１１１ｄと、減算器１１１ｑとを備えている。ｄ軸電流制御器１１ｄは、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊、ｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄおよび後述する駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいてｄ軸成分の電圧指令ｖ２ｄを演算する。ｑ軸電流制御器１１ｑは、ｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊、ｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑおよび後述する駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいてｑ軸成分の電圧指令ｖ２ｑを演算する。減算器１１１ｄは、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊とｄ軸成分のモータ電流i２ｄの偏差を算出し、その偏差をｄ軸電流制御器１１ｄに入力する。減算器１１１ｑは、ｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊とｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑの偏差を算出し、その偏差をｑ軸電流制御器１１ｑに入力する。

　座標変換器１２は、第１の電流制御器１０から出力された電圧指令ｖ１ｄ、ｖ１ｑと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて電圧指令の座標変換を行い、第１の３相巻線に対する電圧指令ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗを出力する。

　座標変換器１３は、第２の電流制御器１１から出力された電圧指令ｖ２ｄ、ｖ２ｑと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて電圧指令の座標変換を行い、第２の３相巻線に対する電圧指令ｖ２ｕ、ｖ２ｖ、ｖ２ｗを出力する。

　駆動系統出力部１４は、スイッチング信号生成器１５に第１のインバータ５に対する電圧印加オンまたは電圧印加オフの指示を出力する第１のインバータ制御信号ｃ１ｓを出力するとともに、スイッチング信号生成器１６に第２のインバータ６に対する電圧印加オンまたは電圧印加オフの指示を出力する第２のインバータ制御信号ｃ２ｓを出力し、さらに、第１の電流制御器１０と第２の電流制御器１１に対して駆動系統数を示す駆動系統数信号ｄｎｓを出力する。

　ここで、駆動系統出力部１４は、駆動系統出力部１４が第１のインバータ制御信号ｃ１ｓおよび第２のインバータ制御信号ｃ２ｓの双方に電圧印加オンの指示を出した場合、即ち、第１のインバータ５と第１の三相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１によって構成される第１の系統、および第２のインバータ６と第２の三相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２によって構成される第２の系統からなる２つの系統に対し電圧印加オンの指示を出した場合は、駆動系統数信号ｄｎｓとして駆動系統数「２」を出力し、第１の系統と第２系統のうちの一方にのみ電圧印加オンの指示を出す場合は、駆動系統数信号ｄｎｓとして「１」を出力する。

　駆動系統数信号ｄｎｓの生成法の一つとして、第１の系統のモータ電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを駆動系統出力部１４に入力し、その値が異常となった場合に第１のインバータ制御信号ｃ１ｓとして電圧印加オフの信号を与え、異常でない場合に電圧印加オンの信号を与えるように構成してもよい。第２のインバータ制御信号ｃ２ｓについても同様である。

　スイッチング信号生成器１５は、座標変換器１２から出力された電圧指令ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗおよび後述する駆動系統出力部１４から出力された第１のインバータ制御信号ｃ１ｓに基づいて、第１のインバータ５に対するインバータ制御信号ｖ１ｓを出力する。このインバータ制御信号ｖ１ｓは、第１のインバータ５を構成するパワースイッチング素子の種類によって異なり、パワースイッチング素子がＩＧＢＴ、ＭＯＳ－ＦＥＴにより構成されている場合は、ゲート信号に相当し、パワースイッチング素子がバイポーラトランジスタにより構成されている場合は、ベース信号に相当する。

　第１のインバータ制御信号ｃ１ｓが電圧印加オンの指示である場合、スイッチング信号生成器１５は、電圧指令ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗに応じたパルス幅をもつインバータ制御信号ｖ１ｓを出力する。一方、第１のインバータ制御信号ｃ１ｓが電圧印加オフの指示である場合、スイッチング信号生成器１５は、電圧指令ｖ１ｕ、ｖ１ｖ、ｖ１ｗに関わらず第１のインバータ５を構成する全てのパワースイッチング素子をオフさせるインバータ制御信号ｖ１ｓを出力する。

　スイッチング信号生成器１６は、座標変換器１３から出力された電圧指令ｖ２ｕ、ｖ２ｖ、ｖ２ｗおよび後述する駆動系統出力部１４から出力された第２のインバータ制御信号ｃ２ｓに基づいて、第２のインバータ６に対するインバータ制御信号ｖ２ｓを出力する。このインバータ制御信号ｖ２ｓは、第２のインバータ６を構成するパワースイッチング素子の種類によって異なり、パワースイッチング素子がＩＧＢＴ、ＭＯＳ－ＦＥＴにより構成されている場合は、ゲート信号に相当し、パワースイッチング素子がバイポーラトランジスタにより構成されている場合は、ベース信号に相当する。

　第２のインバータ制御信号ｃ１ｓが電圧印加オンの指示である場合、スイッチング信号生成器１６は、電圧指令ｖ２ｕ、ｖ２ｖ、ｖ２ｗに応じたパルス幅をもつインバータ制御信号ｖ２ｓを出力する。一方、第２のインバータ制御信号ｃ２ｓが電圧印加オフの指示である場合、電圧指令ｖ２ｕ、ｖ２ｖ、ｖ２ｗに関わらず第２のインバータ６を構成する全てのパワー素子をオフさせるインバータ制御信号ｖ２ｓを出力する。

　次に、永久磁石同期モータ１ａのｄｑ軸上における電圧方程式は、下記の式（１）で表わされる。

　
　ここで、ｓ：ラプラス演算子、Ｌｄ：ｄ軸自己インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸自己インダクタンス、Ｍｄ：ｄ軸相互インダクタンス、Ｍｑ：ｑ軸相互インダクタンス、ω：モータ回転角速度、φ：磁束鎖交数である。

　式（１）に基づいて、前述の第１の電流制御器１０におけるｄ軸電流制御器１０ｄ、ｑ軸電流制御器１０ｑ、第２の電流制御器１１におけるｄ軸電流制御器１１ｄ、ｑ軸電流制御器１１ｑを構成する。

　一般に電流制御器の応答は、速度変動帯域に比べて十分高く設定されるので、式（１）の速度を含む項(モータ回転角速度ωを含む項)は無視することができる。したがって、式（１）においてモータ回転角速度ωを含む項を取り除くと、下記に示す式（２）となる。

　式（２）をｄ軸、ｑ軸について分離して表現すると、それぞれ下記の式（３）、式（４）のようになる。

　

　

　図３および図４は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。式（３）をブロック線図で表わすと、図３におけるブロック１３１のように表現することができる。同様に、式（４）をブロック線図で表わすと、図４におけるブロック１４１のように表現することができる。

　ｄ軸電流制御器１０ｄ、およびｄ軸電流制御器１１ｄにモータを組み合わせたｄ軸電流制御系は、図３のようにモデル化することができる。ここで、ｉ１ｄ＝ｉ２ｄ、Ｇｃｄ１＝Ｇｃｄ２とすると、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは、下記の式（５）によりで表わすことができる。なお、以下の説明では第１の電流制御器１０について説明するが、第２の電流制御器１１も同様である。

　

　ここで、Ｇｄを電流の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ]の１次遅れモデルに一致させるためのｄ軸電流制御器１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ１は、下記の式（６）となる。

　

　式（６）を式（５）に代入することで、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは、下記の式（７）となる。

　

　したがって、ｄ軸電流制御器１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ１を式（６）で与えることで、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れ系となる。

　次に、式（６）を展開すると下記の式（８）となる。
　

　

　したがって、ｄ軸電流制御器１０ｄを、ＰＩ(比例＋積分)制御器によって構成する場合、伝達特性Ｇｄを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルとするために、式（８）の右辺第１項をモータ電流目標値ｉｄ＊とモータ電流ｉｄとの偏差に対する比例定数とし、積分１／ｓを除いた右辺第２項をモータ電流目標値ｉｄ＊とモータ電流ｉｄとの偏差に対する積分定数とすればよい。それ故、ｄ軸電流制御器１０ｄの比例定数は［Ｌｄ＋Ｍｄ］をパラメータとして設定することで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　同様に、式（３）と式（４）を比較、若しくは図３と図４を比較すると明らかなように、第１の電流制御器１０におけるｑ軸電流制御器１０ｑと、第２の電流制御器１１におけるｑ軸電流制御器１１ｑに対しては、式（８）において、[Ｌｄ＋Ｍｄ]を［Ｌｑ＋Ｍｑ］に置き換えることで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　以上述べたように、２系統に対して電圧印加オンの指示が出され、２系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、電流制御器はｄ軸、ｑ軸に関する比例定数に関し、それぞれ［Ｌｄ＋Ｍｄ］、［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。

　続いて、駆動系統出力部１４が出力する駆動系統数信号ｄｎｓが「１」の場合について述べる。例として、第１のインバータ制御信号ｃ１ｓに電圧印加オン指示、第２のインバータ制御信号ｃ２ｓに電圧印加オフ指示が出力されている場合について述べる。この場合、第２のインバータ６のインバータ制御信号は全てオフのため、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２にはモータ電流が通電されない(ｉ２ｄ＝ｉ２ｑ＝０)ため、式（２）は下記の式（９）のように変形することができる。ここで、第２のインバータ６は遮断するように制御されているので、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に印加される電圧(ｖ２ｄ、ｖ２ｑ)は無視している。

　

　式（９）をｄ軸、ｑ軸について分離して表現すると、それぞれ下記の式（１０）、式（１１）のようになる。

　

　

　図５および図６は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置の説明図である。式（１０）をブロック線図で表わすと、図５におけるブロック１５１のように表現することができる。同様に、式（１１）をブロック線図で表わすと、図６におけるブロック１６１のように表現することができる。

　ｄ軸電流制御器とモータを組み合わせたｄ軸電流制御系は、図５のようにモデル化することができる。ここで、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは式（１２）で表わすことができる。

　

　ここで、伝達特性Ｇｄを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルに一致させるためのｄ軸電流制御器１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ１は、下記の式（１３）となる。

　

　式（１３）を式（１２）に代入することで、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは、下記の式（１４）となる。

　

　したがって、ｄ軸電流制御器１０ｄを式（１３）で与えることで、モータ電流目標値ｉｄ＊からモータ電流ｉ１ｄまでの伝達特性Ｇｄは応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れ系となる。次に、式（１３）を展開すると下記の式（１５）となる。

　

　したがって、ｄ軸電流制御器１０ｄをＰＩ(比例＋積分)制御器によって構成する場合、伝達特性Ｇｄを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルとするために、式（１５）の右辺第１項をモータ電流目標値ｉｄ＊とモータ電流ｉ１ｄとの偏差に対する比例定数とし、積分１／ｓを除いた右辺第２項をモータ電流目標値ｉｄ＊とモータ電流ｉ１ｄとの偏差に対する積分定数とすればよい。よって、ｄ軸電流制御器１０ｄの比例定数はｄ軸自己インダクタンスＬｄをパラメータとして設定することで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　同様に、式（１０）と式（１１）を比較、若しくは図５と図６を比較すると明らかなように、ｑ軸電流制御器１０ｑに対しては、式（１３）において、ｄ軸自己インダクタンスＬｄをｑ軸自己インダクタンスＬｑに置き換えることで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ]に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　以上述べたように、１系統に対して電圧印加オンの指示が出され、１系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、電流制御器はｄ軸、ｑ軸に関する比例定数を、それぞれｄ軸自己インダクタンスＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。また、電流制御応答を駆動系統数によらず一定としたい場合においては、式(８)の右辺第１項と式(１５)の右辺第１項の比からわかるように、駆動系統数が「２」のときに対し、駆動系統数が「１」の場合においては、比例ゲインに関するパラメータをｄ軸、ｑ軸でそれぞれ［Ｌｄ／（Ｌｄ＋Ｍｄ）］、［Ｌｑ／（Ｌｑ＋Ｍｑ）］倍に設定することで、電流制御応答を維持することが可能である。

　以下、この発明の実施の形態１によるモータ制御装置を採用することによる効果について述べる。特許文献１に開示されたモータ制御装置、およびこの発明の実施の形態１によるモータ制御装置のいずれにおいても、電流検出器を用いて検出したモータ電流を電流制御器にフィードバックして制御するようにしている。一般に、３相電流検出器の全相において、０[Ａ]レベルに対応する基準電位(グランド)は、共通に同電位に設定されて電気的に互いに接続されていることが多い。したがって、その基準電位に脈動が重畳されると、３相電流の検出値に同じ値(同相，あるいは零相)のノイズが重畳される。例えば、同相の観測ノイズを含めた各相のモータ電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗの検出値が、各々、下記の式(１６)、式(１７)、式(１８)で表わされるとする。

　

　

　
　ここで、Ｉａｍｐは電流振幅、Ｉｎｏｉｓｅは観測ノイズ、を表している。観測ノイズＩｎｏｉｓｅの周波数は、数１０［Ｈｚ］～数［ｋＨｚ］程度である。

　特許文献１においては、この観測ノイズＩｎｏｉｓｅを含む電流検出値をフィードバックして電圧指令値を演算するので、インバータから印加される電圧にこの観測ノイズが含まれることになり、永久磁石同期モータからトルクリップル、振動、騒音を生じることになる。

　一方、ｄｑ軸上に座標変換するこの発明の実施の形態１によるモータ制御装置について述べる。下記の式（１９）、式（２０）は、回転二軸上におけるｄ軸のモータ電流ｉ１ｄとｑ軸のモータ電流ｉ１ｑの定義式である。

　

　式（１６）、式（１７）、式（１８）を、式（１９）、式（２０）に代入すると下記の式（２１）、式（２２）が得られる。

　

　

　したがって、３相の電流検出値をｄｑ軸電流に変換することで、観測ノイズＩｎｏｉｓｅの影響が除去され、そのｄｑ軸電流を電流制御器にフィードバックするため、電圧指令値およびインバータから印加される電圧にもこの観測ノイズの影響が表れないので、永久磁石同期モータから生じるトルクリップル、振動、騒音が低減できる効果を得られる。

　また、特許文献１に開示されたモータ制御装置は、３相電流フィードバック方式を用いているため、制御量が交流量となる。したがって、永久磁石同期モータが高速で回転する場合、制御量の周波数も高くなり、制御量を電流の目標値通りの振幅と位相に制御できないという課題が生じるが、この発明の実施の形態１においては、モータ電流を永久磁石同期モータの回転角度θに同期した回転座標系に座標変換するため、制御量が直流量となり、モータが高速で回転する場合においても、モータ電流をモータ電流目標値に追従させることが可能となる。

　以上述べたように、この発明の実施の形態１によるモータ制御装置においては、モータ電流に含まれるノイズの影響を低減する効果と、永久磁石同期モータが高速で回転する場合の制御性能を改善する効果を得ることができ、さらに、駆動系統数が変動しても、所望の電流制御の応答性を与えることが可能なモータ制御装置を実現することができる。

実施の形態２．
　次に、この発明の実施の形態２によるモータ制御装置について説明する。この発明の実施の形態２においては、実施の形態１に対し、駆動系統出力部１４が駆動系統数として「２」を出力した場合の構成が異なる。以下の説明では実施の形態１と異なる点を主体にして説明する。図７は、この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の全体構成図であって、駆動系統出力部１４が駆動系統数信号ｄｎｓとして「２」を出力した場合を示している。図１に示す実施の形態１の場合と異なるのは、制御部７ｂ、および電流制御器２１０である。

　以下、制御部７ｂ、および電流制御器２１０の詳細について説明する。図７において、座標変換器８は、電流検出器３にて検出した第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１のモータ電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて、モータ電流の座標変換を行い、第１の３相巻線に対するｄ軸成分のモータ電流ｉ１ｄ、ｑ軸成分のモータ電流ｉ１ｑを出力する。座標変換器９は、電流検出器４にて検出した第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のモータ電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて、モータ電流の座標変換を行い、第２の３相巻線に対するｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄ、ｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑを出力する。

　電流制御器２１０は、伝達特性Ｇｃｄ＿ｗａを有するｄ軸電流制御器２１０ｄと、伝達特性Ｇｃｑ＿ｗａを有するｑ軸電流制御器２１０ｑと、ｄ軸電流加算器２１１ｄと、ｑ軸電流加算器２１１ｑと、ｄ軸電流減算器２１２ｄと、ｑ軸電流減算器２１２ｑとを備えている。

　ｄ軸電流加算器２１１ｄは、座標変換器８からの第１の系統のｄ軸成分のモータ電流ｉ１ｄと、座標変換器９からの第２の系統のｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄとを加算し、その加算値に「０．５」を乗算してｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａを算出し、ｄ軸電流減算器２１２ｄに入力する。ｑ軸電流加算器２１１ｑは、座標変換器８からの第１の系統のｑ軸成分のモータ電流ｉ１ｑと、座標変換器９からの第２の系統のｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑとを加算し、その加算値に「０．５」を乗算してｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｗａを算出し、ｑ軸電流減算器２１２ｄに入力する。

　ｄ軸電流減算器２１２ｄは、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊と、ｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａとの偏差を算出してｄ軸電流制御器２１０ｄに入力する。ｑ軸電流減算器２１２ｑは、ｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊と、ｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｗａとの偏差を算出してｑ軸電流制御器２１０ｑに入力する。

　ｄ軸電流制御器２１０ｄは、入力されたモータ電流目標値ｉｄ＊とｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａとの偏差と、駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいて、ｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｗａを演算し、その演算したｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｗａをそのまま第１の系統のｄ軸成分の電圧指令ｖ１ｄおよび第２の系統のｄ軸成分の電圧指令ｖ２ｄとして、それぞれ座標変換器１２と座標変換器１３に入力する。

　ｑ軸電流制御器２１０ｑは、入力されたモータ電流目標値ｉｑ＊とｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｗａとの偏差と、駆動系統出力部１４より出力される駆動系統数信号ｄｎｓに基づいて、ｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｗａを演算し、その演算したｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｗａをそのまま第１の系統のｑ軸成分の電圧指令ｖ１ｑおよび第２の系統のｑ軸成分の電圧指令ｖ２ｑとして、それぞれ座標変換器１２と座標変換器１３に入力する。

　前述のｄ軸電流減算器２１２ｄに入力される前述のｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａは、下記の式（２３）により算出され、ｑ軸電流減算器２１２ｑに入力されるｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｗａは、下記の式（２４）により算出される。

　

　

　次に、この発明の実施の形態２における、ｄ軸電流制御器２１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ＿ｗaと、ｑ軸電流制御器２１０ｑの伝達特性Ｇｃｑ＿ｗaの設定方法について述べる。前述の式(２)を電圧和と電流和の関係に変換すると下記の式(２５)となる。

　式(２５)をｄ軸、q軸について分離して表現すると、それぞれ下記の式(２６)、式(２７)のようになる。

　

　

　図８および図９は、この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置の説明図である。式(２６)をブロック線図で表わすと、図８におけるブロック２２１のように表現することができる。同様に、式(２７)をブロック線図で表わすと、図９におけるブロック２３１のように表現することができる。

　次に、ｄ軸電流制御器２１０ｄに永久磁石同期モータ１ａを組み合わせたｄ軸電流制御系は、図５のようにモデル化できる。ここで、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊からｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｗａは、下記の式(２８)で表わすことができる。

　

　ここで、伝達特性Ｇｄ＿ｗａを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルに相当させるためのｄ軸電流制御器２１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ＿ｗａは、下記の式(２９)となる。

　

　式(２９)を式(２８)に代入することで、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊からｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｗａを示す下記の式(３０)を得ることができる。

　したがって、ｄ軸電流制御器２１０ｄを式(２９)で与えることで、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊からｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｗａは応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れ系となる。

　次に、式(２９)を展開すると下記の式(３１)となる。

　

　したがって、ｄ軸電流制御器２１０ｄの伝達特性Ｇｃｄ＿ｗａをＰＩ(比例＋積分)制御器によって構成する場合、伝達特性Ｇｄ＿ｗａを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルとするために、式（３１）の右辺第１項をｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊とｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａとの偏差に対する比例定数とし、積分１／ｓを除いた右辺第２項を、ｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊とｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａとの偏差に対する積分定数とすればよい。

　したがって、ｄ軸電流制御器２１０ｄの比例定数は［Ｌｄ＋Ｍｄ］をパラメータとして設定することで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　同様に、式(２６)と式(２７)または図８と図９を比較すると明らかなように、ｑ軸電流制御器２１０ｑに対しては、式(３１)において、［Ｌｄ＋Ｍｄ］を［ｌｑ＋Ｍｑ］に置き換えることで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　以上述べたように、２系統に対して電圧印加オンの指示が出され、２系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、第１の系統と第２の系統のモータ電流の和による電流制御器は、ｄ軸、ｑ軸に関する比例定数に関し、それぞれ［Ｌｄ＋Ｍｄ］、［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。

　また、電流制御応答を駆動系統数によらず一定としたい場合においては、式(３１)の右辺第１項と式(１５)の右辺第２項の比からわかるように、駆動系統数が「２」のときに対し、駆動系統数が「１」の場合においては、比例ゲインに関するパラメータをｄ軸とｑ軸でそれぞれ[Ｌｄ／（Ｌｄ＋Ｍｄ）]、Ｌｑ／（Ｌｑ＋Ｍｑ）］倍に設定することで、電流制御応答を維持することが可能である。

　実施の形態１によるモータ制御装置に対する実施の形態２によるモータ制御装置の効果について述べる。実施の形態１においては、図３、図４に示すように、相互インダクタンスＭｄ、Ｍｑによって、一方の系統の電流の微分値に相互インダクタンスを乗算した値がもう一方の系統に干渉電圧として入力されるため、応答周波数をｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を高めた場合に発振するという課題がある。これに対して実施の形態２では、図８、図９に示すように、ｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｗａ、ｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｗａから、ｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｗａ、ｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｗａまでの伝達特性が単純な一次遅れ系で表わされ、干渉電圧が存在しないため、応答周波数をｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を高く設定することができる効果が得られる。

実施の形態３
　次に、この発明の実施の形態３によるモータ制御装置について説明する。この発明の実施の形態３においては、実施の形態２に対し、第１の系統と第２の系統のモータ電流の差に基づく電流制御器を追加している。以下の説明では実施の形態２と異なる点を主体に説明する。図１０は、この発明の実施の形態３に係るモータ制御装置を示す全体構成図であって、実施の形態２と異なるのは、制御部７ｃ、第２の電流制御器３１１、加算部３３１、減算部３３２である。

　図１０において、制御部７ｃは、第１の電流制御器２１０と、第２の電流制御器３１１と、加算部３３１と、減算部３３２を備えている。座標変換器９は、電流検出器４にて検出した第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２のモータ電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと回転位置検出器２ａで検出した回転角度θに基づいて、モータ電流の座標変換を行い、第２の３相巻線に対するｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄ、ｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑを出力し、第１の電流制御器２１０に入力する。第１の電流制御器２１０は、実施の形態２における電流制御器２１０と同様であるので説明を省略する。

　加算部３３１において、ｄ軸電圧加算器３３１ｄは、前述の電流制御器２１０から出力された系統毎のｄ軸成分のモータ電流の和に基づいて演算されたｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｗａと、後述する電流制御器３１１から出力された系統毎のｄ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｓａとを加算し、第１の系統のｄ軸成分の電圧指令ｖ１ｄとして座標変換器１２に入力する。ｑ軸電圧加算器３３１ｑは、前述の電流制御器２１０から出力された系統毎のｑ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｗａと、後述する電流制御器３１１から出力された系統毎のｑ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｓａとを加算し、第１の系統のｑ軸成分の電圧指令ｖ１ｑとして座標変換器１２に入力する。

　ここで、第１系統の第１のインバータ５に対する前述のｄ軸成分の電圧指令ｖ１ｄは、加算部３３１において下記の式（３２）により演算され、第１系統の第１のインバータ５に対する前述のｑ軸成分の電圧指令ｖ１ｑは、加算部３３１において下記の式（３３）により演算される。

　

　

　減算部３３２において、ｄ軸電圧減算器３３２ｄは、前述の電流制御器２１０から出力された系統毎のｄ軸成分のモータ電流の和に基づいて演算されたｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｗａと、後述する電流制御器３１１から出力された系統毎のｄ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｄ軸成分の電圧指令ｖｄ＿ｓａとを減算し、第２の系統のｄ軸成分の電圧指令ｖ２ｄとして座標変換器１３に入力する。ｑ軸電圧減算器３３２ｑは、前述の電流制御器２１０から出力された系統毎のｑ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｗａと、後述する電流制御器３１１から出力された系統毎のｑ軸成分のモータ電流の差に基づいて演算されたｑ軸成分の電圧指令ｖｑ＿ｓａとを減算し、第２の系統のｑ軸成分の電圧指令ｖ２ｑとして座標変換器１３に入力する。

　ここで、第２系統の第２のインバータ６に対する前述のｄ軸成分の電圧指令ｖ２ｄは、減算部３３２において下記の式（３４）により演算され、第２系統の第２のインバータ６に対する前述のｑ軸成分の電圧指令ｖ２ｑは、減算部３３２において下記の式（３５）により演算される。

　

　

　次に、第２の電流制御器３１１について説明する。第２の電流制御器３１１は、伝達特性Ｇｃｄ＿ｓａを有するｄ軸電流制御器３１１ｄと、伝達特性Ｇｃｑ＿ｓａを有するｑ軸電流制御器３１１ｑと、各系統のｄ軸成分のモータ電流を減算するｄ軸電流減算器３１２ｄと、各系統のｑ軸成分のモータ電流を減算するｑ軸電流減算器３１２ｑと、後述するようにｄ軸電流減算器３１２ｄの出力と「０」との偏差を演算してｄ軸電流制御器３１１ｄに入力するｄ軸電流偏差減算器３１３ｄと、後述するようにｑ軸電流減算器３１２ｑの出力と「０」との偏差を演算してｑ軸電流制御器３１１ｑに入力するｑ軸電流偏差減算器３１３ｑとを備えている。

　ｄ軸電流減算器３１２ｄは、座標変換器８からの第１の系統のｄ軸成分のモータ電流ｉ１ｄと、座標変換器９からの第２の系統のｄ軸成分のモータ電流ｉ２ｄとを減算し、その減算値に「０．５」を乗算してｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｓａを算出し、ｄ軸電流偏差減算器３１３ｄに入力する。ｑ軸電流減算器３１２ｑは、座標変換器８からの第１の系統のｑ軸成分のモータ電流ｉ１ｑと、座標変換器９からの第２の系統のｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｑとを減算し、その減算値に「０．５」を乗算してｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｓａを算出し、ｑ軸電流偏差減算器３１３ｑに入力する。

　ここで、ｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｓａは、下記の式（３６）に基づいてｄ軸電流減算器３１２ｄにより算出され、ｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｓａは、下記の式（３７）に基づいてｑ軸電流減算器３１２ｑにより算出される。

　

　

　次に、ｄ軸電流偏差減算器３１３ｄと、ｑ軸電流偏差減算器３１３ｑについて説明する。一般に、ｄ軸およびｑ軸のモータ電流の系統間の差が「０」であってアンバランスでないことが望ましく、したがって、ｄ軸およびｑ軸の系統間のモータ電流目標値の偏差は「０」であることが望ましい。そこで、ｄ軸電流偏差減算器３１３ｄは、d軸電流減算器３１２ｄからのｄ軸成分のモータ電流ｉｄ＿ｓａと「０」との偏差を演算してｄ軸電流制御器３１１ｄに入力する。同様に、ｑ軸電流偏差減算器３１３ｑは、ｑ軸電流減算器３１２ｑからのｑ軸成分のモータ電流ｉｑ＿ｓａと「０」との偏差を演算してｑ軸電流制御器３１１ｑに入力する。

　ｄ軸電流制御器３１１ｄは、ｄ軸電流偏差減算器３１３ｄから入力されたｄ軸電流偏差を伝達特性Ｇｃｄ＿ｓａに基づいて比例積分制御を行なってｄ軸偏差電圧ｖｄ＿ｓａとし、これを前述の加算部３３１におけるｄ軸電圧加算器３３１ｄと、前述の減算部３３２におけるｄ軸電圧減算器３３２ｄに入力する。ｑ軸電流制御器３１１ｑは、ｑ軸電流偏差減算器３１３ｑから入力されたｑ軸電流偏差を伝達特性Ｇｃｑ＿ｓａに基づいて比例積分制御を行なってｑ軸偏差電圧ｖｑ＿ｓａとし、これを前述の加算部３３１におけるｑ軸電圧加算器３３１ｑと、前述の減算部３３２におけるｑ軸電圧減算器３３２ｑに入力する。

　ここで、ｄ軸電流制御器３１１ｄにおける伝達特性Ｇｃｄ＿ｓａと、ｑ軸電流制御器３１１ｑにおける伝達特性Ｇｃｑ＿ｓａの設定方法について説明する。前述の式(２)を系統間の電圧指令差と系統間のモータ電流差の関係に変換すると下記の式(３８)となる。

　

　式(３８)を、ｄ軸、ｑ軸について分離して表現すると、それぞれ式下記の式(３９)、式(４０)のようになる。

　

　

　図１１、図１２は、この発明の実施の形態３に係るモータ制御装置の説明図である。
を示す全体構成図である。式(３９)をブロック線図で表わすと、図１１におけるブロック３０１のように表現することができる。同様に、式(４０)をブロック線図で表わすと、図１２におけるブロック３０２のように表現することができる。

　次に、ｄ軸電流制御器３１１ｄにモータ１ａを組み合わせたｄ軸電流制御系は、図１１のようにモデル化することができる。ここで、「０」からｉｄ＿ｓａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｓａは下記の式(４１)で表わすことができる。

　

　ここで、伝達特性Ｇｄ＿ｓａを，応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルに相当させるためｄ軸電流制御器３１１ｄの伝達特性Ｇｃｄ＿ｓａは、下記の式(４２)となる。

　

　式(４２)を式(４１)に代入することで、「０」からｉｄ＿ｓａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｓａは下記の式(４３)となる。

　
　したがって、ｄ軸電流制御器３１１ｄを式(４３)で与えることで、「０」からｉｄ＿ｓａまでの伝達特性Ｇｄ＿ｓａは応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れ系となる。

　次に、式(４３)を展開すると下記の式(４４)となる。

　

　したがって、伝達特性Ｇｃｄ＿ｓａを、ＰＩ(比例＋積分)制御器としてのｄ軸電流制御器３１１ｄにより構成する場合、伝達特性Ｇｄ＿ｓａを応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］の１次遅れモデルとするために、式（４４）の右辺第１項をモータ電流目標値とモータ電流との偏差に対する比例定数とし、積分１／ｓを除いた右辺第２項をモータ電流目標値とモータ電流との偏差に対する積分定数とすればよい。それ故、ｄ軸電流制御器３１１ｄの比例定数は、［Ｌｄ－Ｍｄ］をパラメータとして設定することで、設定する電流の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　同様に、式(３９)と式(４０)若しくは図１１と図１２を比較すると明らかなように、q軸電流制御器３１１ｑに対しては、式(４４)において、伝達特性［Ｌｄ－Ｍｄ］を［Ｌｑ－Ｍｑ］に置き換えることで、設定する応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］に応じて最適な比例定数を設定することが可能となる。

　以上述べたように、２系統に対して電圧印加オンの指示が出され、２系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、第１の系統と第２の系統のモータ電流の差による電流制御器は、ｄ軸、ｑ軸に関する比例定数に関し、それぞれ［Ｌｄ－Ｍｄ］、［Ｌｑ－Ｍｑ］をパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。

　次に、前述の実施の形態２によるモータ制御装置に対する実施の形態３によるモータ制御装置の効果について述べる。実施の形態２においては、各系統のモータ電流の和に対して各系統の電圧指令の和を出力する電流制御器のみが設けられており、系統間で永久磁石同期モータのインピーダンスが異なる場合などにおいて、モータ電流が系統間で不平衡になる場合について考慮されていなかった。これに対して、実施の形態３では、各系統のモータ電流差を目標値(一般的には不平衡を解消するため目標値を「０」とする)に一致させる電流制御器を追加したことによって、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］でモータ電流の系統間の不平衡を抑制できる効果を奏する。

実施の形態４．
　次に、この発明の実施の形態４によるモータ制御装置について説明する。この発明の実施の形態４においては、実施の形態１に対し、永久磁石同期モータ１ｂ、回転位置検出器２ｂ、制御部７ｄにおける座標変換器９ｄ、座標変換器１３ｄが異なる。以下の説明では実施の形態１と異なる点を主体に説明する。

　図１３は、この発明の実施の形態４に係るモータ制御装置を示す全体構成図である。図１３において、永久磁石同期モータ１ｂは、固定子に第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を有し、回転子に永久磁石を用いたモータである。図１４は、この発明の実施の形態４に係るモータ制御装置により制御されるモータの巻線を示す説明図である。図１４に示すように、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、それぞれの中性点Ｎ１、Ｎ２が相互に接続されることなく、１つの固定子に収められている。そして、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は電気角で３０度の位相差を有するように相互にずれて配置されている。

　回転位置検出器２ｂは、永久磁石同期モータ１ｂの回転子磁極位置θを検出する。この実施の形態４では、図１４に示すように、第１の３相巻線Ｕ１の方向を基準としたｄ軸の回転位置をθとする。したがって、第２の３相巻線Ｕ２を基準としたｄ軸の回転位置は[θ－３０][度]となる。

　続いて、この発明の実施の形態４によるモータ制御装置の全体構成を示した図１３において、制御部７ｄについて述べる。制御部７ｄにおいて前述の実施の形態１の場合と異なるのは、座標変換器９ｄと、座標変換器１３ｄである。座標変換器９ｄは、電流検出器４にて検出したモータ電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと、回転位置検出器２ｂで検出した回転角度θから「３０」[度]減算した値と、に基づいて座標変換を行い、第２の３相巻線に対するｄ軸成分、ｑ軸成分のモータ電流ｉ２ｄ、i２ｑを出力する。

　座標変換器９ｄでは、［θ－３０］度で座標変換することで、第２の３相巻線に関するモータ電流は、第１の３相巻線に関するモータ電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑと同じ座標系のモータ電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑへと変換される。

　座標変換器１３ｄは、第２の電流制御器１１から出力された電圧指令ｖ２ｄ＊、ｖ２ｑ＊と回転位置検出器２ｂで検出した回転角度θから「３０」[度]減算した値に基づいて座標変換を行い、第２の３相巻線に対する電圧指令ｖ２ｕ、ｖ２ｖ、ｖ２ｗを出力する。

　永久磁石同期モータ１ｂは、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とで「３０」［度］の位相差を有するが、第１の系統に属する第１の３相巻線に対する座標変換器８と座標変換器１２の座標変換位置と、第２の系統に属する第２の３相巻線に対する座標変換器９ｄと座標変換器１３ｄの座標変換位置とで「３０」［度］異ならせることで、第１の３相巻線に関する物理量であるモータ印加電圧とモータ電流と、第２の３相巻線に関する物理量であるモータ印加電圧とモータ電流とは、共に同じ座標上における物理量に変換される。

　この発明の実施の形態４では、第１の３相巻線に関する物理量および第２の３相巻線に関する物理量を、ともにｄ－ｑ軸座標上に座標変換して電流制御系を構築している。したがって、永久磁石同期モータ１ｂにおけるｄ－ｑ軸上の電圧方程式は、実施の形態１による永久磁石同期モータ１ａと同じく、前述の式（１）で与えられる。したがって、電流制御器の設計においては、永久磁石同期モータ１ｂに対しても、永久磁石同期モータ１ａの場合と同様に考えればよい。

　図１３において、駆動系統出力部１４が駆動系統数として「２」を出力することで２つの系統に対して電圧印加オンの指示が出され、２つの系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、第１の電流制御器１０、第２の電流制御器１１は、ｄ軸、ｑ軸に関する比例定数に関し、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]、［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。

　また、駆動系統出力部１４が駆動系統数として「１」を出力することで１つの系統に対して電圧印加オンの指示が出され、１つの系統に対する３相巻線に電流が通電される場合において、電流制御器はｄ軸、ｑ軸に関する比例定数に関し、それぞれＬｄ、Ｌｑをパラメータとして設定することで、所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得ることが可能となる。

　この発明の実施の形態４では、第１の３相巻線と第２の３相巻線とで「３０」［度］の位相差を有する永久磁石同期モータについて述べたが、位相差が［３０＋６０×ｎ（ｎ：整数）の永久磁石同期モータに対しても適用できることは言うまでもない。

　特許文献１においては、ｉ１ｕ＝ｉ２ｕとおき、系統間同相の電流は同期すると仮定して電流制御器のパラメータを決定している。しかし、この発明の実施の形態４における永久磁石同期モータにおいては、第１の３相巻線と第２の３相巻線に「３０」［度］の位相差が存在するので、第１の３相巻線に関するモータ電流と第２の３相巻線に関するモータ電流とにおいても「３０」［度］の位相差が生じ、ｉ１ｕとｉ２ｕが一致しない。したがって、第１の３相巻線と第２の３相巻線に位相差を有する永久磁石同期モータに対しては、特許文献１における電流制御器のパラメータ設計手法の適用が困難である。一方、この発明の実施の形態４では、第１の３相巻線に関する物理量と第２の３相巻線に関する物理量を同じｄ－ｑ軸座標に変換して、電流制御器を構成するので、位相差のある永久磁石同期モータに対しても、実施の形態１から３で述べた電流制御器の比例定数のパラメータをそのまま適用することが可能となる。

実施の形態５．
　次に、この発明の実施の形態５による電動パワーステアリング装置について説明する。実施の形態１、２、３、４においては、モータ制御装置について説明したが、そのモータ制御装置によって操舵トルクを補助するトルクを発生させるようにした電動パワーステアリング装置を構成することができる。この発明の実施の形態５による電動パワーステアリング装置は、実施の形態４によるモータ制御装置を用いて構成されている。

　図１５は、この発明の実施の形態５に係る電動パワーステアリング装置を示す全体構成図である。図１５において、電動パワーステアリング装置は、ハンドル９０１、前輪９０２、ギア９０３、トルク検出器９０４、モータ電流目標値演算器９０５を備えている。その他の構成は、図１３に示す実施の形態４のモータ制御装置と同様である。以下の説明では実施の形態４と異なる点を主体について説明する。

　図１５において、車両の運転手は、ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０４は、ステアリング系の操舵トルクＴを検出し、検出した操舵トルクＴをモータ電流目標値演算器９０５に出力する。モータ電流目標値演算器９０５は、ステアリング系の操舵トルクＴを補助するトルクを永久磁石同期モータ１ｂが発生するように、トルク検出器９０４の検出トルクに基づいて、永久磁石同期モータ１ｂに出力すべき制御指令としてｄ軸成分のモータ電流目標値ｉｄ＊、およびｑ軸成分のモータ電流目標値ｉｑ＊を演算する。永久磁石同期モータ１ｂは、ギア９０３を介して操舵トルクＴを補助するトルクを発生する。

　このように構成された電動パワーステアリング装置においては、第１の電流制御器１０、および第２の電流制御器１１の伝達特性における比例定数の設定が非常に重要である。例えば、比例定数が低く設定されると、操舵トルクに基づいて決定されたモータ電流目標値演算器９０５にて決定されたモータ電流の目標値に対し、モータ電流の追従性が低くなることで、永久磁石同期モータ１ｂにおけるアシストトルクの追従性が低下し、ハンドル９０１での操舵感が悪化する。一方、比例定数が高く設定されると、操舵トルクのノイズ成分に起因して含まれるモータ電流目標値のノイズ成分が電圧指令値に含まれてしまい、永久磁石同期モータ１ｂにリップル、振動、異音等を生じる課題が発生する。以上の理由より、電動パワーステアリング装置においては、電流制御器の比例定数の設定が非常に重要である。

　実施の形態５に係る電動パワーステアリング装置では、駆動系統出力部１４により駆動系統数に応じて、第１の電流制御器１０、第２の電流制御器１１が所望の応答周波数ｆ_ＦＢ［Ｈｚ］を得るための比例定数を適切に設定することが可能となるため、永久磁石同期モータ１ｂを駆動する系統数が［２］の場合に加えて、［１］の場合においても上記課題が発生しない効果を得ることが可能となる。

　尚、この発明は，前述の実施の形態１から４によるエンジン制御装置、および実施の形態５による電動パワーステアリング装置に限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各施の形態を適宜組み合わせたり、その構成に一部変形を加えたり、構成を一部省略することが可能である。

　この発明は、永久磁石同期モータ等のモータの制御装置の分野、およびそのモータ制御装置を用いた電動パワーステアリング装置の分野、ひいては自動車等の車両の分野に利用することができる。

１ａ、１ｂ　永久磁石同期モータ、２ａ　回転位置検出器、３　電流検出器、４　電流検出器、５　第１のインバータ５、６　第２のインバータ６、７、７、７ｃ、７ｄ　制御部、８、９、９ｄ、１２、１３、１３ｄ　座標変換器、１０　第１の電流制御器、１１　第２の電流制御器、１０ｄ、１１ｄ、２１０ｄ、３１１ｄ　ｄ軸電流制御器、１０ｑ、１１ｑ、３１１ｑ　ｑ軸電流制御器、１４　駆動系統出力部、１５、１６　スイッチング信号生成器。
　

Claims (7)

1. 　互いに磁気的に結合する２つの系統の３相巻線を有する永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置であって、
   　前記２つの系統にそれぞれ設けられ、直流電力を交流電力に変換して自己の属する系統の前記３相巻線に電圧を印加する２台のインバータと、
   　前記３相巻線を流れるモータ電流を検出するように構成された電流検出器と、
   　前記検出されたモータ電流とモータ電流目標値に基づいて電圧指令を演算し、前記演算した前記電圧指令を用いて前記インバータを制御するように構成された制御部と、
   を備え、
   　前記永久磁石同期モータの回転子に設けられた回転子の磁極の方向をｄ軸および前記ｄ軸に対して電気角で９０度の位相差にあるｑ軸、前記永久磁石同期モータのｄ軸自己インダクタンスをＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスをＬｑ、ｄ軸系統間相互インダクタンスをＭｄ、およびｑ軸系統間相互インダクタンスをＭｑとしたとき、
   　前記制御部は、前記モータ電流目標値と前記モータ電流との偏差に比例定数を乗算することで前記電圧指令を演算する電流制御器を前記ｄ軸と前記ｑ軸のそれぞれに有し、
   　前記電流制御器は、
   　前記制御部が電圧印加の指令を出力する前記系統の数に応じて、前記比例定数に関するパラメータを変更するように構成されており、
   　前記制御部が１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ前記ｄ軸自己インダクタンスＬｄおよびｑ軸自己インダクタンスＬｑをパラメータとして設定し、
   　前記制御部が前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力したとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ[Ｌｄ＋Ｍｄ]および［Ｌｑ＋Ｍｑ］をパラメータとして設定する、
   ように構成されている、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 　前記制御部は、前記ｄ軸および前記ｑ軸の電流制御器を前記系統毎に有する、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 　前記制御部は、
   　前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力するとき、前記ｄ軸および前記ｑ軸のそれぞれに対し、前記２つの系統のモータ電流の和に基づいて前記電圧指令を演算するように前記電流制御器を設定し、
   　１つの前記系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力するとき、前記１つの系統の前記ｄ軸および前記ｑ軸のそれぞれに対するように前記電流制御器を設定する、
   ように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 　前記制御部は、
   　１つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力するときは、
   　前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力するときに対して、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ［Ｌｄ／（Ｌｄ＋Ｍｄ）］倍、および［Ｌｑ／（Ｌｑ＋Ｍｑ）］倍に設定するように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１から３のうちの何れか一項に記載のモータ制御装置。
5. 　前記制御部は、
   　前記２つの系統の前記３相巻線に電圧印加の指令を出力するときは、
   　前記ｄ軸および前記ｑ軸のそれぞれに対し、前記２つの系統のモータ電流の和に基づいて前記電圧指令を演算するように前記電流制御器を設定するとともに、
   　前記ｄ軸および前記ｑ軸のそれぞれに対し、前記２つの系統のモータ電流の差に基づいて前記電流制御器を設定し、前記ｄ軸および前記ｑ軸に対する前記比例定数を、それぞれ［Ｌｄ－Ｍｄ］および［Ｌｑ－Ｍｑ］をパラメータとして設定する，
   ように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１から３のうちの何れか一項に記載のモータ制御装置。
6. 　前記永久磁石同期モータは、
   　前記２つの系統の３相巻線が互いに［３０＋６０×ｎ］度(ｎは整数)の位相差を有して配置されている、
   こと特徴とする請求項１から５のうちの何れか一項に記載のモータ制御装置。
7. 　請求項１から６のうちの何れか一項に記載のモータ制御装置と、
   　前記モータ制御装置により制御され、車両の運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する永久磁石同期モータと、
   を備えた、
   ことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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