JP6932063B2 - モータ制御装置、並びにブレーキ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、並びにそれによって駆動されるブレーキ制御装置に関する。

自動車などに用いられるブレーキ制御装置では、小型・高効率の三相同期電動機である永久磁石同期モータが用いられている。永久磁石同期モータでは一般に、磁石を備えた回転子の回転位置をホールＩＣなどの磁気検出素子で検出し、その検出結果に基づき、固定子側の電機子コイルを順次励磁して回転子を回転させている。また、精密な回転位置検出器であるレゾルバやエンコーダ、ＧＭＲセンサ（ＧＭＲ：Giant Magneto Resistivity effect）などを用いることで、正弦波電流での駆動を実現でき、トルクリプルなどの振動や騒音の低減を図っている。

三相同期電動機は、回転位置検出器が故障すると、すぐに回転できなくなる。これは、回転位置検出器にホールＩＣ以外のレゾルバやエンコーダ、ＧＭＲセンサを用いた場合も同様である。このように、回転位置検出器の故障は、特に重要保安部品であるブレーキ制御装置においてブレーキの倍力が停止することで車両の制動力が低下し、異常運転の原因となる。

これに対し、特許文献１に記載された従来技術が知られている。

特許文献１に記載された技術では、回転位置検出器が故障のとき、回転子磁束により誘起される誘起電圧と電流から位置を推定する回転位置推定手段を、回転位置検出器の代替として使用する。これにより、回転位置検出器の故障時にも三相同期電動機を安定して駆動することができる。しかし、この回転位置推定手段は、三相同期電動機の回転速度が低いとき誘起電圧がノイズに埋もれてしまうため、低速で回転子の位置を推定することが難しい。特に、三相同期電動機によりドライバの踏力を倍力するブレーキ制御装置では、キャリパを締め付けるのに使用する三相同期電動機の回転速度が零速、もしくは零速近傍の低速で使用されるため、特許文献１の技術では、回転子の位置を推定できない。

ここで、誘起電圧に基づく回転位置推定手段によらず、回転位置検出器を冗長に複数個設ければよいと考えられる。しかし、ブレーキ制御装置では、搭載スペースやコストの制約から、ハード系の回転位置検出器の個数を増加させることは困難である。

そこで、零速および低速での回転子位置を、回転検出器の故障前と同等の精度で検出する回転位置推定手段として、特許文献２〜４に記載された従来技術が知られている。

特許文献２に記載された技術では、高周波電流を永久磁石同期モータに通電し、その際発生する電流高調波と永久磁石同期モータの数式モデルから回転子位置を検出する。この技術では、永久磁石同期モータの回転子の突極性により発生する電流高調波を用いることにより位置検出が可能になる。

特許文献３に記載された技術では、永久磁石同期モータの三相固定子巻線のうち、二相を選択して通電する１２０度通電方式をベースとし、非通電相に発生する起電圧（速度に伴う起電圧ではなく、インダクタンスのアンバランスによる起電圧）に基づき、回転子の位置を検出する。この技術では、位置に応じて発生する起電圧を利用するため、完全な停止状態であっても位置情報の取得が可能である。

特許文献４および特許文献５に記載された技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。その際、インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）波と同期して中性点電位を検出することで、特許文献３の技術と同様に、インダクタンスのアンバランスによる起電圧を検出でき、結果的に回転子の位置情報を得ることができる。さらに、特許文献４および特許文献５の技術では、駆動波形を理想的な正弦波電流にすることが可能となる。

特許文献２〜５の技術の中で、特許文献４および特許文献５の技術は、回転位置センサレス制御の課題の１つであるモータの回転数が低速のときの位置検出手段として有用である。

特開２０１０−０２２１９６号公報 特開平７−２４５９８１号公報 特開２００９−１８９１７６号公報 特開２０１０−７４８９８号公報 国際公開第２０１２／１５７０３９号

特許文献１に記載のものは、回転位置検出器の故障に際してハード系の回転位置検出器の代わりに、モータの回転によって誘起される誘起電圧で位置推定するソフト系の回転位置推定手段を使用することで、電動制御型ブレーキ装置や電動パワーステアリングに求められる継続駆動を実現できるが、電動制御型ブレーキ装置や電動パワーステアリングで頻繁に使用される三相同期電動機の動作領域で位置推定が難しい。

また、特許文献２〜４の技術では、零速および低速での回転位置精度を故障前と同等の精度で検出することができるものの、次のような課題がある。

特許文献２の技術では、永久磁石同期モータの回転子構造に突極性が必要となる。突極性のないもの、少ないものでは位置検出感度が低下してしまい、位置推定が困難となる。また、高感度に検出するには、注入する高周波成分を増加させるか、あるいは周波数を下げる必要がある。この結果、回転脈動や振動・騒音の増大や、永久磁石同期モータの高調波損失の増大を招く。

特許文献３の技術では、三相巻線の非通電相に生じる起電圧を観測するので、永久磁石同期モータが停止状態からの駆動が可能であるが、駆動電流波形が１２０度通電（矩形波）になる。本来、永久磁石同期モータは正弦波状の電流で駆動した方が回転ムラの抑制や、高調波損失を抑制する上で有利となるが、特許文献３の技術において正弦波駆動は困難である。

特許文献４および特許文献５の技術では、三相固定子巻線の接続点の電位である「中性点電位」を検出して、位置情報を得る。この中性点電位を、インバータからモータへ印加されるパルス電圧と同期して検出することで、回転子位置に依存した電位変化を得ることができる。また、モータへの印加電圧として、通常の正弦波変調によって得られるＰＷＭ（パルス幅変調）によっても、位置情報が得られる。しかし、特許文献４および特許文献５の技術には、次に詳述するような課題がある。

図１は、特許文献４および特許文献５の技術によるＰＷＭ波形および中性点電位波形を示す。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアを比較して、ＰＷＭパルス波形ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗを発生させている。三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、正弦波状の波形となるが、低速駆動時には三角波キャリアに比べて十分低い周波数とみなすことができるため、ある瞬間を捉えれば、実質的に図１のように直流とみなすことができる。

ＰＷＭパルス波であるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗは、それぞれ異なるタイミングでオン・オフを繰り返す。図中の電圧ベクトルは、Ｖ（０，０，１）のような名称が付いているが、それらの添え字（０，０，１）は、それぞれＵ，Ｖ，Ｗ相のスイッチ状態を示す。すなわち、Ｖ（０，０，１）は、Ｕ相はＰＶｕ＝０、Ｖ相はＰＶｖ＝０、Ｗ相はＰＶｗ＝１を示す。ここで、Ｖ（０，０，０）、ならびにＶ（１，１，１）は、モータへの印加電圧が零となる零ベクトルである。

これらの波形に示すように、通常のＰＷＭ波は、第１の零ベクトルＶ（０，０，０）と第２の零ベクトルＶ（１，１，１）の間において、２種類の電圧ベクトルＶ（０，０，１）とＶ（１，０，１）を発生させている。すなわち、電圧ベクトル推移のパターン「Ｖ（０，０，０）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（１，１，１）→Ｖ（１，０，１）→Ｖ（０，０，１）→Ｖ（０，０，０）」を一つの周期として、このパターンが繰り返される。零ベクトルの間で使用される電圧ベクトルは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係が変わらない期間は、同じものが用いられる。

零ベクトル以外の電圧を印加している時に、中性点電位には、回転子位置に応じた起電圧が発生する。これを利用して、特許文献４の技術では、回転子位置を推定する。

しかし、零速や極低速での中性点電位を用いた回転位置センサレス制御を、ブレーキ制御装置を駆動するモータ制御装置に対して適用する場合、実用上の問題がある。一例として、モータから回転直動機構を介して直接キャリパを締め付けて制動力を得るブレーキ制御装置（電動ディスクブレーキ）について述べる。

図２は、ブレーキ制御装置の概略構成および動作パターンを示す。

ブレーキ制御装置（電動ディスクブレーキ）は、片側の車輪に取り付けられ、ドライバの踏力による制動力指令に基づき、永久磁石同期モータ（Ｍ）を駆動する。そして、回転直動機構６１を介して回転方向のトルクが水平方向への推力へと転換され、これによりキャリパ７Ｒのブレーキパッド６２がブレーキディスク６３に押し当てられると、押圧力が生成されて制動力が発生する。

図２に示すように、時間（Ａ）では制動力指令がドライバの踏力として与えられる。このときモータのトルク指令が発生し、モータが回転する。モータがある一定量回転すると、時間（Ｂ）において、ブレーキパッド６２がブレーキディスク６３に到達する。

時間（Ｂ）から時間（Ｃ）の区間（１）は一定の制動力を出すために、ブレーキパッド６２によってブレーキディスク６３が一定の押圧力で締め付けられる。このとき、トルクの指令は０ではないのに対し、モータの回転数は０となる。以下では、この時間（Ｂ）から（Ｃ）の区間（１）を「クリアランス領域」と称する。

時間（Ｃ）から時間（Ｄ）においては、ブレーキパッド６２がブレーキディスク６３から離れる。

このように、ブレーキ制御装置は、制動力を一定に保つ時間領域、すなわち回転数が零ないし低速であるがトルクが発生する時間領域が比較的長い。

図３は、負荷トルクを変化させたときの中性点電位の基準電位からの変動量を示す。なお、図３においては、電気角６０度ごとに区間（Ａ）から区間（Ｇ）に分けている。

低負荷においては、区間（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）は電気角に対して中性点電位の変化が大きいのに対して、区間（Ａ），（Ｅ），（Ｆ），（Ｇ）は電気角に対して中性点電位の変化が小さい。また、高負荷においては、区間（Ｂ），（Ｆ）は電気角に対して中性点電位の変化が大きいのに対して、区間（Ａ），（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ），（Ｇ）は電気角に対して中性点電位の変化が小さい。

図３が示すように、負荷の条件に応じて、中性点電位の変化の様子が異なり、高負荷になるほど、中性点電位の変化量が、回転子位置を精度良く推定できるような値にならない区間が増大する。このため、中性点電位による位置推定精度が低下する。

上述のように、ブレーキ制御装置を駆動するモータ制御装置は、回転数が零ないし低速でトルクを発生するように駆動されることが多い。このようなモータ制御装置において、モータの磁極位置の推定精度低下は、車両の制動力の不安定化や制動距離の延長を招く。

そこで、本発明は、負荷が大きくなっても、中性点電位に基づき、精度よく回転子位置を推定できるモータ制御装置、並びにこれにより駆動されるブレーキ制御装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、三相巻線を備える三相同期電動機と、三相巻線に接続されるインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいてインバータを制御する制御部と、三相巻線の中性点電位に基づいて、回転子位置を推定する回転位置推定手段と、を備えるものであって、回転位置推定手段は、回転子位置の既推定値および三相巻線への電圧印加状態に応じて、中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて回転子位置を推定する。

上記課題を解決するために、本発明によるブレーキ制御装置は、ブレーキと、ブレーキを駆動するモータ制御装置と、を備えるものであって、モータ制御装置は、三相巻線を備える三相同期電動機と、三相巻線に接続されるインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいてインバータを制御する制御部と、三相巻線の中性点電位に基づいて、回転子位置を推定する回転位置推定手段と、を備え、回転位置推定手段は、回転子位置の既推定値および三相巻線への電圧印加状態に応じて、中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて回転子位置を推定する。

また、上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、三相巻線を備える三相同期電動機と、三相巻線に接続されるインバータと、三相同期電動機の回転子位置に基づいてインバータを制御する制御部と、を備えるものであって、制御部は、冗長に設けられる複数の回転位置検出器によって感知される回転子位置に基づいてインバータを制御し、さらに、三相巻線の中性点電位に基づいて、回転子位置を推定する回転位置推定手段と、回転位置推定手段によって推定される回転子位置に基づいて、複数の回転位置検出器の異常を判定する判定手段と、を備え、回転位置推定手段は、回転子位置の既推定値および三相巻線への電圧印加状態に応じて、中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて回転子位置を推定する。

本発明によれば、負荷によらず、回転子位置を精度よく推定できる。これにより、モータ制御装置およびそれを用いるブレーキ制御装置の信頼性が向上する。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

先行技術によるＰＷＭ波形および中性点電位波形を示す。 ブレーキ制御装置の概略構成および動作パターンを示す。 負荷トルクを変化させたときの中性点電位の基準電位からの変動量を示す。 実施形態１であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 制御部の構成を示すブロック図である。 インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図、並びに回転子位置と電圧ベクトルの関係を示すベクトル図である。 各電圧ベクトルに対して観測される中性点電位の名称の定義を示す。 電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータと、仮想中性点回路との関係を示す。 通電位相を変化させたときの電流位相と中性点電位の関係を示す。 回転位置推定手段の構成を示すブロック図である。 無負荷の時に検出される中性点電位と回転子位置の関係の一例を示す。 モータトルクが発生している時における中性点電位と回転子位置の関係の一例を示す。 実施形態２であるモータ制御装置における制御部の構成を示すブロック図である。 実施形態３であるブレーキ制御装置を備える車両の構成を示す概略図である。 第１制動機構の構成を示す概略図である。 第２制動機構の構成を示す概略図である。 実施形態５であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 検出位置判定手段が実行する判定処理を示すフロー図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

（実施形態１）
図４は、本発明の実施形態１であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

モータ制御装置３は、三相同期電動機として、永久磁石同期モータ４を駆動制御する。このモータ制御装置３は、直流電源５、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２を含むインバータ３１、および駆動対象である永久磁石同期モータ４を備えている。

本実施形態１においては、インバータ主回路３１１を構成する半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。また、インバータ３１は電圧形であり、一般に、半導体スイッチング素子には逆並列に環流ダイオードが接続される。本実施形態１においては、環流ダイオードとして、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを用いているので、図４では、環流ダイオードの図示を省略している。なお、ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用しても良い。また、環流ダイオードを外付けしても良い。

なお、本実施形態では、一つの三相巻線を一つのインバータで駆動するが、これに限らず、同じステータに複数系統の巻線を備え、これらの巻線を複数のインバータで駆動しても良い。

インバータ３１は、インバータ主回路３１１やワンシャント電流検出器３１２のほかに、出力プリドライバ３１３を含む。

インバータ主回路３１１は、６個の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１で構成される三相フルブリッジ回路である。

ワンシャント電流検出器３１２は、インバータ主回路３１１への供給電流Ｉ０（直流母線電流）を検出する。

出力プリドライバ３１３は、インバータ主回路３１１の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１を直接駆動するドライバ回路である。

なお、ワンシャント電流検出器３１２によって検出される直流母線電流Ｉ０に基づいて、いわゆるワンシャント方式によって、三相巻線に流れる三相電流が計測される。また、なお、ワンシャント方式については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

直流電源５は、インバータ３１に直流電力を供給する。

制御部６は、三相巻線において感知される中性点電位Ｖｎに基づき中性点電位検出手段１によって検出される中性点電位検出値Ｖｎ１−ｄ，Ｖｎ２−ｄから回転位置推定手段２によって推定演算される回転子位置θｄに基づき、出力プリドライバ３１３に与えるゲート指令信号を作成する。

図５は、制御部６の構成を示すブロック図である。なお、制御部６においては、いわゆるベクトル制御が適用される。

図５に示すように、制御部６は、ｑ軸電流指令発生手段（Ｉｑ＊発生手段）６０１、ｄ軸電流指令発生手段（Ｉｄ＊発生手段）６０２、減算手段６０３ａ、減算手段６０３ｂ、ｄ軸電流制御手段（ＩｄＡＣＲ）６０４ａ、ｑ軸電流制御手段（ＩｑＡＣＲ）６０４ｂ、ｄｑ逆変換手段６０５、ＰＷＭ発生手段６０６、電流再現手段６０７、ｄｑ変換手段６０８、サンプル／ホールド手段６０９、速度演算手段６１０、パルスシフト手段６１１から構成される。本構成により、制御部６は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に相当するトルクを永久磁石同期モータ４が発生するように動作する。

Ｉｑ＊発生手段６０１は、電動機のトルク相当のｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６０１は、通常、実速度ω１を観測しながら、永久磁石同期モータ４の回転数が所定値になるように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を発生する。Ｉｑ＊発生手段６０１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊は減算手段６０３ｂに出力される。

Ｉｄ＊発生手段６０２は、永久磁石同期モータ４の励磁電流に相当するｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生する。Ｉｄ＊発生手段６０２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊は減算手段６０３ａに出力される。

減算手段６０３ａは、Ｉｄ＊発生手段６０２の出力であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｄｑ変換手段６０８の出力するｄ軸電流Ｉｄ、すなわち三相巻線に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｄ軸電流Ｉｄとの偏差を求める。

減算手段６０３ｂは、Ｉｑ＊発生手段６０１の出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、ｄｑ変換手段６０８の出力するｑ軸電流Ｉｑ、すなわち三相巻線に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）をｄｑ変換して得られるｑ軸電流Ｉｑとの偏差を求める。

ＩｄＡＣＲ６０４ａは、減算手段６０３ａによって演算されるｄ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。また、ＩｑＡＣＲ６０４ｂは、減算手段６０３ｂによって演算されるｑ軸電流偏差が零になるように、ｄｑ座標軸上のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ＩｄＡＣＲ６０４ａの出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびＩｑＡＣＲ６０４ｂの出力であるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、ｄｑ逆変換手段６０５に出力される。

ｄｑ逆変換手段６０５は、ｄｑ座標（磁束軸―磁束軸直交軸）系の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相交流座標上の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｄｑ逆変換手段６０５は、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊および回転位置推定手段２（図４）が出力する回転子位置θｄに基づき、三相交流座標系の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。ｄｑ逆変換手段６０５は、演算したＶｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をＰＷＭ発生手段６０６に出力する。

ＰＷＭ発生手段６０６は、インバータ主回路３１１の電力変換動作を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を出力する。ＰＷＭ発生手段６０６は、三相交流電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、これら三相交流電圧指令とキャリア信号（例えば、三角波）とを比較することによりＰＷＭ信号（図１におけるＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＶｗ参照）を発生する。ＰＷＭ発生手段６０６から出力されるＰＷＭ信号は、パルスシフト手段６１１を介して、出力プリドライバ３１３（図４）およびサンプル／ホールド手段（Ｓ／Ｈ回路）６０９に入力される。

電流再現手段６０７は、インバータ主回路３１１からワンシャント電流検出器３１２へ出力される直流母線電流Ｉ０から、三相巻線に流れる三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を再現する。再現された三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）は、電流再現手段６０７からｄｑ変換手段６０８に出力される。

ｄｑ変換手段６０８は、三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を、回転座標軸であるｄｑ座標上のＩｄ，Ｉｑに変換する。変換されたＩｄおよびＩｑは、それぞれ、減算手段６０３ａおよび６０３ｂにて電流指令との偏差の演算に用いられる。

速度演算手段６１０は、回転子位置の推定値である回転子位置θｄから、永久磁石同期モータの回転速度ω１を計算する。この演算された回転速度ω１は、Ｉｑ＊発生手段６０１に出力され、磁束軸（ｄ軸）に直交する軸（ｑ軸）における電流制御に用いられる。

なお、本実施形態１において、中性点電位検出手段１と回転位置推定手段２と制御部６、すなわちモータ制御装置３の制御系は、一個のマイクロコンピュータによって構成される。三相巻線の中性点は、制御用のマイクロコンピュータに、配線などによって電気的に接続される。

さらに、インバータ主回路３１１、出力プリドライバ３１３の各々を、集積回路装置により構成しても良い。また、インバータ３１を集積回路装置により構成しても良い。これらにより、モータ制御装置を大幅に小型化できる。また、各種電動装置へのモータ制御装置の実装が容易になったり、各種電動装置を小型化されたりする。

次に、このモータ制御装置の基本動作について説明する。

本実施形態１においては、同期電動機のトルクを線形化する制御手段として一般的に知られているベクトル制御が適用される。

ベクトル制御技術の原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図５におけるｄ軸電流制御手段６０４ａ、ｑ軸電流制御手段６０４ｂ、ｄｑ逆変換手段６０５、ｄｑ変換手段６０８などは、このベクトル制御技術実現のための主要部分である。

図５の制御部６においては、Ｉｑ＊発生手段６０１にて、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊が演算され、電流指令Ｉｑ＊と永久磁石同期モータ４の実際のトルク電流Ｉｑが一致するように電流制御が行われる。

電流指令Ｉｄ＊は、非突極型の永久磁石同期モータであれば、通常「零」が与えられる。一方、突極構造の永久磁石同期モータや、界磁弱め制御においては、電流指令Ｉｄ＊として負の指令を与える場合もある。

なお、永久磁石同期モータの三相電流は、ＣＴ（Current Transformer）などの電流センサによって直接検出したり、本実施形態１のように、直流母線電流を検出して、直流母線電流に基づいて制御器内部にて再現演算したりする。本実施形態１においては、直流母線電流Ｉ０から、三相電流を再現演算する。例えば、図５に示す制御部６においては、パルスシフト手段６１１によって位相シフトされたＰＷＭ信号に応じたタイミングでＳ／Ｈ手段６０９を動作させて直流母線電流Ｉ０の電流値をサンプリングしてホールドすることにより、三相電流に関する情報を含む直流母線電流の電流値Ｉ０ｈを取得する。そして、取得された電流値から、電流再現手段６０７によって三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）が再現演算される。なお、再現演算の具体的手段については、公知技術であるため、詳細な説明は省略する。

以下、本実施形態１における、中性点電位から回転子位置を推定する手段について説明する。

まず、回転子位置による中性点電位の変化について説明する。

インバータ３１の各相の出力電位は、インバータ主回路３１１の上側半導体スイッチング素子（Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１）もしくは下側半導体スイッチング素子（Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１）のオン／オフ状態によって設定される。これらの半導体スイッチング素子は、各相において、上側および下側の一方がオン状態であれば、他方はオフ状態である。すなわち、各相において、上側および下側半導体スイッチング素子は相補的にオン・オフされる。したがって、インバータ３１の出力電圧は、全部で８通りのスイッチングパターンを有する。

図６は、インバータ出力電圧のスイッチングパターンを表すベクトル図（左図）並びに回転子位置（位相）θｄと電圧ベクトルの関係を示すベクトル図（右図）である。

各ベクトルにはＶ（１，０，０）のように名称をつけている。このベクトル表記において、上側半導体スイッチング素子がオンの状態を「１」で表し、下側半導体スイッチング素子がオンの状態を「０」で表している。また、括弧内の数字の並びは「Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相」の順番にスイッチング状態を表している。インバータ出力電圧は、二つの零ベクトル（Ｖ（０，０，０），Ｖ（１，１，１））を含む八つの電圧ベクトルを用いて表現できる。これら八つの電圧ベクトルを組み合わせることによって、正弦波状の電流を永久磁石同期モータ４に供給する。

図６（右図）が示すように、永久磁石同期モータ４の回転子位置の基準をＵ相方向として、回転子位置（位相）θｄを定義する。回転座標におけるｄｑ座標軸は、磁石磁束Φｍの方向をｄ軸方向としており、反時計回りに回転する。なお、ｑ軸方向は、ｄ軸方向に直交する方向である。

ここで、θｄ＝０度付近である場合、誘起電圧ベクトルＥｍは、その方向がｑ軸方向であるから、電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）の近くに位置している。この場合、主に電圧ベクトルＶ（１，０，１）およびＶ（０，０，１）を用いて永久磁石同期モータ４は駆動される。なお、電圧ベクトルＶ（０，０，０）およびＶ（１，１，１）も用いられるが、これらは零ベクトルである。

図７は、零以外の電圧ベクトル６種類と、各電圧ベクトルに対して観測される中性点電位の名称の本実施形態１における定義を示す。前述の図１に示した電圧ベクトルＶ（１，０，１）で検出できる中性点電位はＶｎＢと表記される。また、同図１に示した電圧ベクトルＶ（０，０，１）で検出できる中性点電位はＶｎＣと表記される。

図８は、電圧ベクトルが印加された状態における永久磁石同期モータ４と、３つの抵抗で構成された仮想中性点回路との関係を示す。ここで、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗは、それぞれ、Ｕ相巻線のインダクタンス、Ｖ相巻線のインダクタンスおよびＷ相巻線のインダクタンスである。なお、印加される電圧ベクトルは、上述の電圧ベクトルＶ（１，０，１）（左図）およびＶ（０，０，１）（右図）である。

図８に示す中性点電位Ｖｎ０は、次のように演算することができる。

電圧ベクトルＶ（１，０，１）の印加時は、式（１）により演算される。

Ｖｎ０＝｛Ｌｖ／（Ｌｕ／／Ｌｗ＋Ｌｖ）−（２／３）｝×ＶＤＣ …（１）
電圧ベクトルＶ（０，０，１）の印加時は、式（２）により演算される。

Ｖｎ０＝｛（Ｌｕ／／Ｌｖ）／（Ｌｕ／／Ｌｖ＋Ｌｗ）−（１／３）｝×ＶＤＣ …（２）
ここで、「／／」という表記は、二つのインダクタンスの並列回路の総合インダクタンス値であり、例えば、「Ｌｕ／／Ｌｗ」は、式（３）で表される。

Ｌｕ／／Ｌｗ＝（Ｌｕ・Ｌｗ）／（Ｌｕ＋Ｌｗ）…（３）
三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさが全て等しければ、式（１），（２）より、中性点電位Ｖｎ０は零である。しかし、実際には、回転子の永久磁石磁束分布の影響を受け、少なからずインダクタンスの大きさに差異が生じる。すなわち、インダクタンスＬｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさは回転子の位置によって変化し、Ｌｕ，ＬｖおよびＬｗの大きさに差異が生じる。このため、回転子位置に応じて、中性点電位Ｖｎ０の大きさが変化する。

前述の図１には、三角波キャリアを用いたパルス幅変調の様子と、そのときの電圧ベクトル、並びに中性点電位の変化の様子が示されている。ここで、三角波キャリアとは、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大きさをパルス幅に変換するための基準となる信号であり、この三角波キャリアと三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係を比較することで、ＰＷＭパルスが作成される。図１に示すように、各電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と三角波キャリアの大小関係が変化する時点にて、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りが変化している。また、同時点において、零ではない中性点電位Ｖｎ０が検出されている。

図１に示すように、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点以外では、中性点電位Ｖｎ０はほとんど変動していない。これは、回転子位置に応じて生じる三相の巻線インダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの大きさの差異が小さいことを示している。これに対し、ＰＷＭパルスの立ち上がり／立下りの時点、すなわち零ベクトル以外の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））が印加されている時、モータ電流の変化率が大きくなるので、インダクタンスの大きさの差異が小さくても、比較的大きな中性点電位Ｖｎ０の変動が検出される。従って、ＰＷＭパルス信号ＰＶｕ，ＰＶｖ，ＰＷｗに同期して中性点電位を観測すれば、感度よく中性点電位の変動を検出することができる。

次に、検出された中性点電位から回転子位置を推定する手段について説明する。

中性点電位Ｖｎ０は、回転子位置に応じて周期的に変化するので（例えば、上述の特許文献４参照）、予め回転子位置と中性点電位Ｖｎ０との関係を実測あるいはシミュレーションして、回転子位置と中性点電位Ｖｎ０の関係を示すマップデータ、テーブルデータあるいは関数を求めておく。このようなマップデータ、テーブルデータあるいは関数を用いて、検出された中性点電位から回転子位置を推定する。

また、２種類の電圧ベクトル（図１では、Ｖ（１，０，１）およびＶ（０，０，１））について検出される中性点電位を三相交流量（の二相分）とみなして、座標変換（三相二相変換）を用いて位相量を演算し、この位相量を回転子位置の推定値とする。なお、本手段は、公知技術によるものであるため（例えば、上述の特許文献５参照）、詳細な説明は省略する。

回転位置推定手段２（図４）は、上述のような推定手段によって、中性点電位検出手段１が出力する中性点電位検出値Ｖｎ１−ｄ，Ｖｎ２−ｄに基づいて、回転子位置θｄを推定する。これらの推定手段は、所望の位置検出精度や、制御用のマイクロコンピュータの性能に応じて、適宜選択される。

モータの磁極位置に応じて中性点電位が変化することを利用して、モータの回転数が零速もしくは低速で磁極位置を検出できる。しかし、前述（図３）のように、高負荷になると磁極位置に対して中性点電位の変化が小さくなるため、位置推定精度が低下するという問題がある。さらに、位置推定精度に関わる次のような問題もある。

図９は、ある一定電流を通電し通電位相（ｑ軸からの角度）を変化させたときの電流位相と中性点電位の関係を示す。図９が示すように、中性点電位の変化の様子（周期的変化の振幅および位相）は、電流位相によっても大きく異なる。

そこで、本実施形態１における中性点電位検出手段１と回転位置推定手段２について説明する。

中性点電位検出手段１は、中性点電位Ｖｎ０の波形（図１参照）から、キャリア１周期で、Ｖｎ０の値を、十分な感度で２回検出する。図１において、中性点電位Ｖｎ１−ｄ，Ｖｎ２−ｄが検出値である。ここで、図１に示す中性点電位Ｖｎ０は、三相巻線の中性点において感知され中性点電位検出手段１に入力される中性点電位Ｖｎ（図４参照）と、３つの抵抗によって生成される仮想中性点電位もしくは直流電源５の出力電圧の分圧によって生成される基準電位Ｖｎｃとの差分を表している。

なお、キャリア１周期では、中性点電位を、十分な感度で４回検出でき、このとき得られる四つの検出値を回転子位置推定に用いることができるが、本実施形態１では、キャリア１周期の前半で検出されるＶｎ１−ｄ，Ｖｎ２−ｄが回転子位置推定に用いられる。

図１０は、本実施形態１における回転位置推定手段２の構成を示すブロック図である。

図１０に示すように、回転位置推定手段２は、Ｖｎ１−ｄより回転子位置θｄ−１を推定するＶｎ１回転位置推定手段２２と、Ｖｎ２−ｄより回転子位置θｄ−２を推定するＶｎ２回転位置推定手段２３と、Ｖｎ１−ｄおよびＶｎ２−ｄより回転子位置θｄ−１２を推定するＶｎ１２回転位置推定手段２４と、推定された回転子位置θｄ−１，θｄ−２，θｄ−１２から、出力する回転子位置θｄを選択する回転位置選択手段２１を備えている。

Ｖｎ１回転位置推定手段２２およびＶｎ２回転位置推定手段２３は、Ｖｎ１−ｄとＶｎ２−ｄの内、どちらか一方のみ、すなわち、それぞれＶｎ１−ｄのみ、Ｖｎ２−ｄのみを用いる。また、Ｖｎ１２回転位置推定手段２４は、Ｖｎ１−ｄおよびＶｎ２−ｄを両方とも用いる。

なお、Ｖｎ１回転位置推定手段２２、Ｖｎ２回転位置推定手段２３およびＶｎ１２回転位置推定手段２４における、中性点電位の検出値から回転子位置を演算する具体的な手段としては、上述のように、中性点電位と磁極位置の関係を示すマップを用いる手段や、２回検出される中性点電位から座標変換して磁極位置を推定演算する手段（特許文献５参照）などがある。

回転位置選択手段２１は、Ｖｎ１回転位置推定手段２２の出力である回転位置θｄ−１と、Ｖｎ２回転位置推定手段２３の出力である回転位置θｄ−２と、Ｖｎ１２回転位置推定手段２４の出力である回転位置θｄ−１２から、回転位置推定手段２が前回の時点で出力した回転子位置の推定値θｄ−ｏｌｄ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊のいずれかもしくは複数に基づいて、現時点で出力する回転子位置推定値を選択する。

選択手段の具体例について、図１１および図１２を用いて説明する。

図１１は、無負荷の時に検出される中性点電位と回転子位置の関係の一例を示す。なお、印加される電圧ベクトル別の中性点電位（ＶｎＡ〜ＶｎＦ：図７参照）を示す。

図１１に示すように、区間（Ａ）では、ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＥ，ＶｎＦの場合、電気角に対する中性点電位の変化が大きく、ＶｎＡ，ＶｎＤの場合、電気角に対する中性点電位の変化が小さい。ここで、回転子が区間（Ａ）に位置しているとすると、中性点電位を検出する際の印加電圧ベクトルがＶｎＣとＶｎＤである場合、ＶｎＣとＶｎＤにおける中性点電位検出値を両方用いて回転子位置を演算すると、電気角に対して中性点電位の変化が少ないＶｎＤにおける検出値が影響して、位置推定誤差が増大する。そのため、ＶｎＣの場合の中性点電位検出値のみを用いて回転子位置を推定すれば、位置推定誤差を抑えられる。

区間（Ａ）では、ＶｎＤのほか、ＶｎＡも電気角に対する中性点電位の変化が小さい。従って、印加される二つの電圧ベクトルに応じた二つの中性点電位検出値の一方がＶｎＡあるいはＶｎＤである場合、他方の検出値のみを用いて回転子位置を推定すれば、位置推定誤差を抑えられる。

また、区間（Ａ）では、印加される二つの電圧ベクトルに応じた二つの中性点電位検出値が、ＶｎＢ，ＶｎＣ，ＶｎＥ，ＶｎＦの内の二つである場合、この二つの検出値を用いて回転子位置を推定すれば、位置推定誤差を確実に抑えられる。

図１１のような中性点電位と回転子位置の関係に基づき、回転位置選択手段２１（図１０）は、次のようにして、出力する回転子位置推定値θｄを選択する。すなわち、回転位置選択手段２１は、例えば、区間（Ａ）内のいずれかの位置のように、概略の回転子位置、および二つの中性点電位検出値Ｖｎ１−ｄおよびＶｎ２−ｄの検出時における電圧印加状態に応じて、θｄ−１，θｄ−２，θｄ−１２から、中性点電位の変化が大きな場合の検出値によって演算された推定値を選択して、現時点のθｄとして出力する。

概略の回転子位置は、回転位置推定手段２が前回の推定時点で出力した回転子位置の推定値θｄ−ｏｌｄによって判断できる。なお、θｄ−ｏｌｄは、マイクロコンピュータ内のレジスタなどの記録手段に保持されており、位置推定するたびに更新される。

インバータ３１による永久磁石同期モータ４の三相巻線に対する電圧印加状態は、インバータ３１の出力電圧や永久磁石同期モータ４への入力電圧のほか、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、インバータ３１の各半導体スイッチング素子のスイッチング状態すなわち出力プリドライバ３１３が出力するゲート駆動信号や制御部６が出力するゲート指令信号（ＰＷＭ信号）などにより判断できる。

なお、回転位置推定手段２は、θｄ−ｏｌｄおよび電圧印加状態（ＶｎＡ〜ＶｎＦ）と、推定誤差という観点で回転子位置推定用としての中性点電位検出値の適否との関係を示すマップデータあるいはテーブルデータを予め備え、このようなデータを用いて、θｄ−１，θｄ−２，θｄ−１２から、推定誤差が抑制されている推定値を選択する。また、回転位置推定手段２は、図１１に示したような中性点電位と回転子位置の関係を示すデータを予め備え、このようなデータに基づいて、中性点電位の変化が大きな場合の検出値によって演算された推定値を選択しても良い。なお、これらのデータは、実験や電磁界解析によって取得することができる。

図１２は、ｑ軸電流が通電されてモータトルクが発生している時における中性点電位と回転子位置の関係の一例を示す。なお、図１１と同様に、中性点電位ＶｎＡ〜ＶｎＦ（図７参照）を示す。

図１２が示すように、図１１における区間（Ａ）（電気角が−３０度から３０度までの範囲）が、区間（Ｂ）（電気角が−７５度から−１５度までの範囲）に移動している。

このように、回転子位置による中性点電位の変化の様子は、負荷に応じて変化する。この場合、回転位置推定手段２は、推定値の選択に用いる上述したようなデータを、負荷の大きさを示すｑ軸電流Ｉｑあるいはｑ軸電流指令Ｉｑ＊をパラメータとして複数備える。

また、前述の図９に示すように、中性点電位の変化の様子（周期的変化の振幅および位相）は、電流位相によっても大きく異なる。従って、ｄ軸電流を通電することで、中性点電位の変化を大きくして、回転子位置の推定精度を向上することができる。この場合、回転位置推定手段２は、推定値の選択に用いる上述したようなデータを、負荷の大きさ（Ｉｑ，Ｉｑ＊）に加えてｄ軸電流Ｉｄあるいはｄ軸電流指令Ｉｑ＊をパラメータとして、複数備える。

以上説明したように、本実施形態１によれば、回転子位置の既推定値および永久磁石同期モータへの電圧印加状態に応じて、複数の中性点電位検出値から推定される複数の回転子推定値から、中性点電位の変化が大きな場合の検出値から推定される回転子位置推定値を選択するので、負荷の大きさによらず、回転子位置の推定精度が向上する。

また、本実施形態１によれば、回転子位置推定値を選択するためにｄｑ軸電圧やｄｑ軸電流を用いることができるので、三相巻線の中性点電位をマイクロコンピュータに取込めば、他にセンサやマイクロコンピュータへの信号配線を設けることなく、高精度な位置推定が可能になる。さらに、感度増幅器を用いることなく、回転子位置の検出感度を向上できる。これらにより、モータ制御装置の構成が簡便になり、モータ制御装置のコストの増大が抑制される。

（実施形態２）
図１３は、本発明の実施形態２であるモータ制御装置における制御部６ａの構成を示すブロック図である。なお、制御部以外の構成は、実施形態１（図４）と同様である。以下、主に実施形態１の制御部６（図５）と異なる点について説明する。

図１３に示すように、本実施形態２では、制御部６ａが、実施形態１の制御部６の構成（図５）に加えて、中高速位置推定器６１２と推定位相切り替えスイッチ６１３を備える。

中高速位置推定器６１２は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊ならびにｄｑ軸電流検出値Ｉｄ，Ｉｑに基づいて、永久磁石同期モータ４の定数（インダクタンスや巻線抵抗）から、回転子位置θｄｃ２を推定演算する。これは、誘起電圧に基づく公知の回転子位置推定手段であり、具体的な演算方法については説明を省略する。なお、誘起電圧に基づく回転子位置推定手段として、種々の手段が公知であり、詳細な説明は省略するが、いずれの手段を適用しても良い。

推定位相切り替えスイッチ６１３は、中高速位置推定器６１２が出力するθｄｃ２と、回転位置推定手段２（図４）が中性点電位に基づいて推定して出力する回転子位置推定値θｄとを、モータ速度（回転速度）に応じて選択し、制御に用いる回転子位置θｄｃ３として出力する。すなわち、モータ速度に応じて、回転子の位置推定アルゴリズムが変更される。例えば、所定値以上の速度を中高速、同所定値より小さな速度を低速とすると、推定位相切り替えスイッチ６１３によって、中高速ではθｄｃ２が選択され、低速ではθｄが選択される。なお、本実施形態２においては、モータ速度ω１は、θｄｃ３に基づいて速度演算手段６１０によって演算される。

なお、θｄｃ２とθｄの切り替えに代えて、θｄとθｄｃ２に、低速域ではθｄが支配的になるように、かつ中高速域ではθｄｃ２が支配的になるように重み付けをして、回転子位置θｄｃ３を演算しても良い。この場合、中性点電位に基づく制御と誘起電圧に基づく制御が徐々に切り替えられるので、低速域と高速域の切り替え時に制御の安定性が向上する。また、θｄとθｄｃ２を切り替える回転速度にヒステリシスを持たせても良い。これにより、切り替え時におけるハンチングを防止できる。

本実施形態１では、速度演算手段６１０で演算されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄが切り替えられるが、これに限らず、回転位置センサ（磁極位置センサ、舵角センサなど）により検出されるモータ速度に応じて、θｄｃ２とθｄを切り替えてもよい。

上述のように、本実施形態１によれば、低速域から中高速域までの広い速度範囲で、モータ制御に用いる回転子位置の精度が向上するので、同期電動機の速度制御の精度や安定性、もしくは信頼性が向上する。

なお、中高速域のモータ速度において、θｄｃ２とθｄを比較して、比較結果に基づいて、低速域においてθｄを補正するようにしても良い。これにより、三相インダクタンスのモータ個体差が低速域におけるθｄの推定誤差に及ぼす影響を低減することができる。

（実施形態３）
次に、図１４〜１６を用いて、実施形態３について説明する。

図１４は、本発明の実施形態３である、ブレーキ制御装置を備える車両の構成を示す概略図である。図１５は、本実施形態３における第１制動機構の構成を示す概略図である。また、図１６は、本実施形態３における第２制動機構の構成を示す概略図である。

図１４に示すように、車両８における第１車輪対（図１４上方：８０５Ｌ，８０５Ｒ）および第２車輪対（図１４下方：８０３Ｌ，８０３Ｒ）には、それぞれ、後述する第１制動機構および第２制動機構によって制動力が付与される。

第１制動機構は、液圧で動作する液圧式ブレーキである液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒと、液圧を生成する第１電動機構８０５と、第１電動機構８０５を制御する第１電動機構制御装置８０６から構成される。

ここで、第１電動機構８０５は、図１５に示すように、液圧回路８３２を備える。液圧回路８３２は、永久磁石同期モータ８２１で動作してリザーバタンク８２７内のブレーキ液を加圧する液圧源であるポンプ８２２と、ポンプ８２２の液圧を調整する調圧弁８２３と、液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒに流入する液圧を調整する流入弁８２４Ｌ，８２４Ｒと、流出する液圧を調整する流出弁８２５Ｌ，８２５Ｒと、ブレーキペダル８０９側を遮断する遮断弁８２６とによって構成される。

さらに、図１５に示すように、第１制動機構は、第１電動機構８０５とは別に、運転者によるブレーキペダル８０９の操作を動力源として動作するマスタシリンダ８１０を有する。マスタシリンダ８１０は液圧回路８３２を介して液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒと接続されているので、遮断弁８２６と流入弁８２４Ｌ，８２４Ｒを開弁状態にすることで、マスタシリンダ８１０で生成された液圧により液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒが動作する。これにより、車両８を制動することができる。

また、遮断弁８２６が閉弁状態の時に、ブレーキペダル８０９の操作に対して適切な反力を運転者に与え、マスタシリンダ８１０から吐出されるブレーキ液を吸収するために、ストロークシミュレータ８３０が設けられる。さらに、マスタシリンダ８１０からストロークシミュレータ８３０に至る液圧経路には、ストロークシミュレータ８３０へのブレーキ液の流入流出を調整するストロークシミュレータ弁８３１が設けられる。

第１電動機構制御装置８０６は、第１制動機構における永久磁石同期モータ８２１と各弁の動作を制御する。

第２制動機構は、図１４下方に示すように、電動ディスクブレーキ８０７Ｌ，８０７Ｒと、これらを制御する第２電動機構制御装置８０８構成される。

図１６に示すように、電動ディスクブレーキ８０７Ｌ，８０７Ｒは、同等の構造を有しており、第２電動機構８４０Ｌ，８４０Ｒによって動作する。第２電動機構８４０Ｌ，８４０Ｒは、永久磁石同期モータ３Ｌ，３Ｒと、ブレーキパッド６２Ｌ，６２Ｒをブレーキディスク６３Ｌ，６３Ｒに押し当て、押圧力を生成し制動力を発生させるため、永久磁石同期モータ３Ｌ，３Ｒの回転力を減速、変換する回転直動機構８２Ｌ，６１Ｒから構成される。

第２電動機構制御装置８０８は、電動ディスクブレーキ８０７Ｌ，８０７Ｒの押圧力を制御する。

また、図１４に示すように、車両８は、外界状況を検知するカメラやレーダなどからのセンサ情報、地図情報、車両８を構成する駆動システムや操舵システムおよびブレーキシステムなどの動作状態、並びに車両８の運動状態に基づき、車両８の適切な動作を演算し、ブレーキ制御装置に制御指令を送信する上位制御装置８１１を有する。ブレーキペダル８０９の操作情報（ブレーキペダルストローク、マスタシリンダ内圧力）や上位制御装置８１１の制御指令値は、信号線８１２を介して第１電動機構制御装置８０６および第２電動機構制御装置８０８に送信される。第１電動機構制御装置８０６と第２電動機構制御装置８０８は、通信線８１３を介して互いに通信する。

また、第１および第２制動機構は、電源線８１４を介して主電源８１５に接続され、通常時は主電源８１５から供給される電力によって駆動される。

このような車両８に搭載されるブレーキ制御装置において、主電源８１５が正常な場合、運転者によるブレーキペダル８０９の操作や、上位制御装置８１１の指令や、車両状態量に基づいて、第１電動機構制御装置８０６および第２電動機構制御装置８０８により、それぞれ第１電動機構および第２電動機構の動作が制御される。

第１制動機構においては、通常時には遮断弁８２６を閉弁することでマスタシリンダ８１０と液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒの接続が遮断され、ストロークシミュレータ弁８３１を開放して運転者によるブレーキペダル８０９の操作により吐出されるブレーキ液が吸収される。同時に、ブレーキペダル８０９の操作または上位制御装置８１１の指令、電動ディスクブレーキ８０７Ｌ，８０７Ｒの動作状況に基づいて、各車輪に発生させる制動力に応じた制御量が演算され、永久磁石同期モータ８２１および調圧弁８２３、流入弁８２４Ｌ，８２４Ｒ、流出弁８２５Ｌ，８２５Ｒの動作が制御されて、液圧ディスクブレーキ８０４Ｌ，８０４Ｒが動作する。

本実施形態３においては、永久磁石同期モータ８２１およびこれを駆動制御する第１電動機構制御装置８０６に対して、前述の実施形態１および実施形態２のいずれかのモータ制御装置が適用される。永久磁石同期モータ３Ｌ，３Ｒおよびこれを駆動制御する第２電動機構制御装置８０８に対しても、実施形態１および実施形態２のいずれかのモータ制御装置が適用される。

すなわち、本実施形態３では、負荷の大きさによらず、回転子位置の推定精度が向上するので、零速および定格速度１０％以下の低速域で頻繁に使用されるブレーキ制御装置の制御精度が向上する。これにより、確実かつ高精度にブレーキ踏力を倍力したり、制動力を高精度に確保したりすることができる。従って、ブレーキ制御装置の信頼性が向上する。また、ブレーキ制御装置は高温の条件下で使用されるが、本実施形態３によれば、耐熱性を有する回転位置センサを用いることなく、センサレスで高精度にブレーキ制御装置を動作させることができる。従って、ブレーキ制御装置の信頼性が向上すると共に、コストが低減できる。

なお、図示は省略するが、図１５における液圧ディスクブレーキ（８０４Ｌ，８０４Ｒ）の近傍に液圧センサを設け、この推力センサによって検知される液圧ディスクブレーキへの液圧に基づいて永久磁石同期モータの回転子位置（磁極位置）を推定し、推定される回転子位置に基づいて、中性点電位から推定される回転子位置を補正しても良い。これにより、三相インダクタンスのモータ個体差が中性点電位を用いた低速域における回転子位置の推定誤差に及ぼす影響を、低減することができる。

また、図示は省略するが、図１６におけるブレーキパッド（６２Ｌ，６２Ｒ）の近傍に推力センサを設け、この推力センサによって検知されるブレーキディスクへの押圧力に基づいて永久磁石同期モータの回転子位置を推定し、推定される磁極位置に基づいて、中性点電位から推定される回転子位置を補正しても良い。これにより、三相インダクタンスのモータ個体差が中性点電位を用いた低速域における回転子位置の推定誤差に及ぼす影響を、低減することができる。

（実施形態４）
次に、本発明の実施形態４であるブレーキ制御装置について説明する。なお、本実施形態４の構成は、図１６に示した電動ディスクブレーキを備える第２制動機構と同様である。また、ブレーキ制御装置の動作パターンは、図２に示した動作パターンと同様である。

本実施形態４においては、上位制御装置８１１（図１４）からの制動力指令に応じて、第２電動機構制御装置８０８（図１６）が、中性点電位から推定される回転子位置基づき、永久磁石同期モータを駆動する。これにより、電動ディスクブレーキによる制動力が発生する。

図２について前述したように、ブレーキ制御装置は、制動力を一定に保つ時間領域、すなわち回転数が零ないし低速であるがトルクが発生する時間領域が比較的長い。本実施形態３においても、モータ制御装置は、ブレーキパッドとブレーキディスクが接しているクリアランス領域（図２の時間（Ｂ）から（Ｃ）の区間（１））において、永久磁石同期モータを、回転数零ないし低速でトルク発生するように制御する。

ブレーキ制御装置の制動力は、ブレーキパッド６２をブレーキディスク６３に押し当てる力すなわち押圧力に依存する。この押圧力は、回転直動機構を介して永久磁石同期モータのトルクによって与えられる。永久磁石同期モータが発生するトルクは、回転子の磁極位置の推定精度に依存する。

そこで、本実施形態４では、クリアランス領域においてのみ正のｄ軸電流を通電して、モータ電気角に対する中性点電位の変化を増大させ、位置推定精度を向上する。これにより、押圧力の制御精度が向上する。従って、ブレーキ制御装置による制動力の制御精度が向上するので、車両の運動性能を向上させることができる。なお、図１５に示すような前述の液圧ディスクブレーキについても同様である。

（実施形態５）
本実施形態５では、上述のような中性点電位による回転子位置推定と、回転位置検出器（例えば、ホールＩＣ、レゾルバ、エンコーダ、ＧＭＲセンサ）による回転位置検知を併用する。通常は、回転位置検出器によって感知される回転子位置に基づいてモータ制御が実行される。また、中性点電位による回転推定位置に基づいて、回転位置検出器の異常が判定される。回転位置検出器が異常と判定されると、中性点電位による回転推定位置に基づいてモータ制御が実行される。これにより、回転位置検出器に故障や信号異常などの不具合が生じても、回転子推定位置によりモータ制御を継続できるので、モータ制御装置の信頼性が向上する。

以下、図１７および図１８を用いて、実施形態５について説明する。なお、主に、実施形態１と異なる点について説明する。

図１７は、本発明の実施形態５であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

図１７に示すように、実施形態１（図４）の構成に加えて、回転位置検出器４１および４２が設けられる。本実施形態５においては、複数の回転位置検出器を冗長に設けることにより、回転検出器による回転位置検出の信頼性が向上する。

さらに、回転位置検出器４１，４２によって感知される回転子位置θｄ−１１，θｄ−１２および、回転位置推定手段２によって推定される回転子位置θｄとの内、正しい回転子位置を判定して回転子位置θｄ’として制御部６へ出力する検出位置判定手段７１が設けられる。

図１８は、検出位置判定手段７１が実行する判定処理を示すフロー図である。

まず、ステップＳ１１において、検出位置判定手段７１は、回転位置検出器４１の出力である回転子位置θｄ１と回転位置検出器４２の出力である回転子位置θｄ２とが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ１とθｄ２の差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ１とθｄ２が略一致している場合（ステップＳ１１のＹｅｓ）、ステップＳ１２に進み、θｄ１とθｄ２が不一致の場合、ステップＳ１３に進む（ステップＳ１１のＮｏ）。

ステップＳ１２において、検出位置判定手段７１は、θｄ１を、正しい回転子位置θｄ’として制御部６へ出力する。すなわち、制御部６において、θｄ’がモータ制御に用いられる。なお、本ステップＳ１２において、検出位置判定手段７１は、θｄ１に代えてθｄ２を、θｄ’として出力してもよい。

ここで、θｄ１とθｄ２が不一致の場合、回転位置検出器４１または回転位置検出器４２のいずれか一方が異常であると判断することができる。そこで、ステップＳ１３およびステップＳ１４により、回転位置推定手段２が出力する回転子推定位置θｄを用いて、回転位置検出器４１および回転位置検出器４２のうちいずれの回転位置検出器が異常であるかが判定される。

ステップＳ１３において、検出位置判定手段７１は、θｄ１とθｄが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ１とθｄの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ１とθｄが略一致している場合（ステップＳ１３のＹｅｓ）、回転位置検出器４１は正常であると判断され、ステップＳ１４に進み、θｄ１とθｄが不一致の場合、回転位置検出器４１は異常であると判断され、ステップＳ１５に進む（ステップＳ１３のＮｏ）。

ステップＳ１４において、検出位置判定手段７１は、θｄ１を、正しい回転子位置θｄ’として制御部６へ出力する。すなわち、制御部６において、θｄ１がモータ制御に用いられる。

ステップＳ１５において、検出位置判定手段７１は、θｄ２とθｄが略一致しているかを判定する。例えば、θｄ２とθｄの差分の大きさが、予め設定される値以下である場合、略一致していると判定される。θｄ２とθｄが略一致している場合（ステップＳ１５のＹｅｓ）、回転位置検出器４２は正常であると判断され、ステップＳ１６に進み、θｄ２とθｄが不一致の場合、回転位置検出器４２は異常であると判断され（ステップＳ１５のＮｏ）、ステップＳ１７に進む。

ステップＳ１６において、検出位置判定手段７１は、θｄ２を、正しい回転子位置θｄ’として制御部６へ出力する。すなわち、制御部６において、θｄ２がモータ制御に用いられる。

ステップＳ１７では、ステップＳ１３およびステップＳ１４によって回転位置検出器４１，４２がともに異常であると判定されているので、検出位置判定手段７１は、θｄを、正しい回転子位置θｄ’として制御部６へ出力する。すなわち、制御部６において、θｄがモータ制御に用いられる。

なお、θｄ１、θｄ２およびθｄの各位置が、同じタイミングでの位置であることが好ましい。例えば、回転位置検出器の検出タイミングを補正したり、各位置データを補間などにより補正したりすることで、３つの位置を同一タイミングで比較できる。これにより、回転位置検出器の異常の判定精度が向上する。

上述のように、本実施形態５によれば、回転推定位置により、冗長に設けられる複数の回転位置検出器のうちいずれが異常であるかを判定することができる。これにより、複数の回転位置検出器のいずれかが異常である場合であっても、正常な回転位置検出器を選択して、正常時（故障していない時）と同様にモータ制御が実行されて所望のモータトルクを出力し続けることができる。さらに、複数の回転位置検出器が共に異常である場合であっても、回転子推定位置を使用してモータ制御が実行できるので、モータ駆動を維持することができる。

本実施形態５における回転位置推定手段は、制御系を構成するマイクロコンピュータの一機能であり、回転位置検出器のようなハードを追加することなく実現することができる。このため、本実施形態４によれば、モータ制御装置のコストを増大させることなく、モータ制御装置の信頼性を向上することができる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、永久磁石同期モータに限らず、巻線界磁型同期モータなどの三相同期電動機を適用することができる。

また、前述の実施形態３において、本実施形態５のモータ制御装置を適用しても良い。

１ 中性点電位検出手段、２ 回転位置推定手段、３ モータ制御装置、
３Ｌ，３Ｒ 永久磁石同期モータ、４ 永久磁石同期モータ、５ 直流電源、
６，６ａ 制御部、７Ｒ キャリパ、２１ 回転位置選択手段、
２２ Ｖｎ１回転位置推定手段、２３ Ｖｎ２回転位置推定手段、
２４ Ｖｎ１２回転位置推定手段、３１ インバータ、４１，４２ 回転位置検出器、
６１，６１Ｒ 回転直動機構、６２，６２Ｌ，６２Ｒ ブレーキパッド、
６３，６３Ｌ，６３Ｒ ブレーキディスク、７１ 検出位置判定手段、
８２Ｌ 回転直動機構、３１１ インバータ主回路、３１２ ワンシャント電流検出器、
３１３ 出力プリドライバ、６０１ Ｉｑ＊発生手段、６０２ Ｉｄ＊発生手段、
６０３ａ，６０３ｂ 減算手段、６０４ａ ｄ軸電流制御手段、
６０４ｂ ｑ軸電流制御手段、６０５ ｄｑ逆変換手段、６０６ ＰＷＭ発生手段、
６０７ 電流再現手段、６０８ ｄｑ変換手段、６０９ サンプル／ホールド手段、
６１０ 速度演算手段、６１１ パルスシフト手段、６１２ 中高速位置推定器、
６１３ 推定位相切り替えスイッチ、８０３Ｌ，８０３Ｒ 第２車輪対
８０４Ｌ，８０４Ｒ 液圧ディスクブレーキ、８０５ 第１電動機構、
８０５Ｌ，８０５Ｒ 第１車輪対、８０６ 第１電動機構制御装置、
８０７Ｌ，８０７Ｒ 電動ディスクブレーキ、８０８ 第２電動機構制御装置、
８０９ ブレーキペダル、８１０ マスタシリンダ、８１１ 上位制御装置、
８１２ 信号線、８１３ 通信線、８１４ 電源線、８１５ 主電源、
８２１ 永久磁石同期モータ、８２２ ポンプ、８２３ 調圧弁、
８２４Ｌ，８２４Ｒ 流入弁、８２５Ｌ，８２５Ｒ 流出弁、８２６ 遮断弁、
８３０ ストロークシミュレータ、８３１ ストロークシミュレータ弁、
８３２ 液圧回路、８４０Ｌ，８４０Ｒ 第２電動機構

Claims (16)

1. 三相巻線を備える三相同期電動機と、
   前記三相巻線に接続されるインバータと、
   前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記インバータを制御する制御部と、
   前記三相巻線の中性点電位に基づいて、前記回転子位置を推定する回転位置推定手段と、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記回転位置推定手段は、前記回転子位置の既推定値および前記三相巻線への電圧印加状態に応じて、前記中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて前記回転子位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記中性点電位の複数の検出値は、複数の前記電圧印加状態において得られ、
   前記回転位置推定手段は、前記複数の前記電圧印加状態の内、前記既推定値の近くで前記回転子位置に対して前記中性点電位がより大きく変化する電圧印加状態における検出値を用いて前記回転子位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記回転位置推定手段は、
   前記中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を用いて前記回転子位置を推定する複数の推定手段と、
   前記複数の推定手段による複数の推定値の内、前記回転子位置の前記既推定値および前記三相巻線への前記電圧印加状態に応じて、一つの推定値を選択する選択手段と、
   を備え、
   前記回転位置推定手段は、前記選択手段によって選択される前記一つの推定値を、前記制御部にて用いられる前記回転子位置として出力することを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記三相巻線に、ｑ軸電流を通電することを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記三相巻線に、ｄ軸電流を通電することを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記回転位置推定手段は、
   前記既推定値および前記電圧印加状態と、前記中性点電位との関係を示すデータに基づいて、前記中性点電位の前記複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記三相同期電動機の回転速度が所定値より小さいとき、前記回転位置推定手段によって推定される前記回転子位置に基づいて前記インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項７に記載のモータ制御装置において、
   さらに、前記三相巻線の誘起電圧および電流に基づき前記回転子位置を推定する位置推定手段を備え、
   前記制御部は、前記三相同期電動機の回転速度が前記所定値以上のとき、前記位置推定手段によって推定される前記回転子位置に基づいて前記インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項８に記載のモータ制御装置において、
   前記所定値は、増速時および減速時において、異なる大きさであることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項８に記載のモータ制御装置において、
    前記回転位置推定手段によって推定される前記回転子位置と、前記位置推定手段によって推定される前記回転子位置とを比較して、比較結果に基づいて、前記回転位置推定手段によって推定される前記回転子位置を補正することを特徴とするモータ制御装置。
11. ブレーキと、
    前記ブレーキを駆動するモータ制御装置と、
    を備えるブレーキ制御装置において、
    前記モータ制御装置は、
    三相巻線を備える三相同期電動機と、
    前記三相巻線に接続されるインバータと、
    前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記インバータを制御する制御部と、
    前記三相巻線の中性点電位に基づいて、前記回転子位置を推定する回転位置推定手段と、
    を備え、
    前記回転位置推定手段は、前記回転子位置の既推定値および前記三相巻線への電圧印加状態に応じて、前記中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて前記回転子位置を推定することを特徴とするブレーキ制御装置。
12. 請求項１１に記載のブレーキ制御装置において、
    前記ブレーキは液圧式ブレーキであり、
    前記ブレーキに設けられる液圧センサによって検知される液圧に基づいて、前記回転位置推定手段が推定する前記回転子位置が補正されることを特徴とするブレーキ制御装置。
13. 請求項１１に記載のブレーキ制御装置において、
    前記ブレーキは電動ディスクブレーキであり、
    前記ブレーキに設けられる推力センサによって検知される押圧力に基づいて、前記回転位置推定手段が推定する前記回転子位置が補正されることを特徴とするブレーキ制御装置。
14. 請求項１１に記載のブレーキ制御装置において、
    制動力を一定に保つ時間領域において、前記三相巻線に、ｄ軸電流を通電することを特徴とするブレーキ制御装置。
15. 三相巻線を備える三相同期電動機と、
    前記三相巻線に接続されるインバータと、
    前記三相同期電動機の回転子位置に基づいて前記インバータを制御する制御部と、
    を備えるモータ制御装置において、
    前記制御部は、回転位置検出器によって感知される前記回転子位置に基づいて前記インバータを制御し、
    さらに、前記三相巻線の中性点電位に基づいて、前記回転子位置を推定する回転位置推定手段と、
    前記回転位置推定手段によって推定される前記回転子位置に基づいて、前記回転位置検出器の異常を判定する判定手段と、
    を備え、
    前記回転位置推定手段は、前記回転子位置の既推定値および前記三相巻線への電圧印加状態に応じて、前記中性点電位の複数の検出値の内の一つあるいは複数を選択的に用いて前記回転子位置を推定することを特徴とするモータ制御装置。
16. 請求項１５に記載のモータ制御装置において、
    前記判定手段が、前記回転位置検出器が異常であると判定すると、前記制御部は、前記回転位置推定手段によって推定される前記回転子位置に基づいて、前記インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。

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