JP4247232B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電動パワーステアリング装置に関し、特にその制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両用の電動パワーステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモータの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フィードバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモータ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
このような電動式パワーステアリング装置では、図７に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モータＭを接続したモータ制御回路が使用されている。
【０００４】
そして、前記モータ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のアームのＦＥＴ1 （或いは第２のアームのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて決定されるデューテイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モータ電流の大きさが制御される。
【０００５】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のアームのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のアームのＦＥＴ4 をＯＦＦ（或いは第２のアームのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第１のアームのＦＥＴ4をＯＮ）に制御することにより、モータＭの回転方向が制御される。
【０００６】
ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ1 、モータＭ、ＦＥＴ3 を経て流れ、モータＭに正方向の電流が流れる。第２のアームのＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モータＭ、ＦＥＴ4 を経て流れ、モータＭに負方向の電流が流れる。このモータ制御回路は、同一アーム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないのでアームが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため広く利用されている。
【０００７】
図８は、モータ電流Ｉ（モータに実際に流れる電流であり、モータ電流の検出値とは異なる）とＰＷＭ信号のデューテイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係は、図８において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモータ電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が演算され、演算された操舵補助指令値Ｉref とフィードバツクされるモータ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモータ駆動回路に出力されるから、モータ駆動回路の半導体素子を制御するデューテイ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じない。
【０００８】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モータ電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉref は零となるが、モータに逆起電力が発生するため、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係は、図８において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動し、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分ｘが生じる。
【０００９】
一方、フィードバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対応するデューテイ比Ｄがないため、図８において線（ｃ）で示すように、モータ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフィードバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００１０】
そこで、本出願人は、その解決のため、モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比の関数で定義される第２のデューテイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動する構成を提案した。この構成によれば、図９に示すように、点ｐと点ｏとが直線で結ばれてハンドル戻しの状態など、操舵トルクが発生していない状態のときもデューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分がなくなり、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されることがないので、雑音の発生がなく安定性のよいフィードバツク制御を実現することができる（特許文献１参照）。
【００１１】
上記したように、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比の関数で定義される第２のデューテイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動する構成では、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分がなくなり、雑音の発生がなく安定性も改善される。しかしながら、図９からも明らかなように、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係が３段階に切換えられるから、その切換に伴うチャタリングを皆無にすることが難しく、チャタリングによる制御音や振動が発生するという不都合が生じる。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【特許文献１】
特開平９−３９８１０号公報。
【発明の開示】
【００１３】
この発明に係る電動パワーステアリング装置は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、前記操舵補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューテイ比Ｄ1 及びデューテイ比Ｄ2 を演算するデューテイ比演算手段と、直列接続された２個の半導体素子を備えた第１及び第２のアームで構成されたＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、Ｈブリッジ回路の第１のアームの上段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの下段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｃ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｃ）
前記デューテイ比Ｄ1 を以下の式（ａ）により演算し、前記デューテイ比Ｄ2 を以下の式（ｂ）により演算すること
Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖ r ・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
Ｄ2 ＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖ r −｜Ｋ T ω｜）｝／Ｖ r
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
但し、Ｖref ：モータ端子間電圧指令値
Ｖref2：線形化モータ端子間電圧指令値
＝１／２（Ｖref −Ｋ T ω）
Ｖ r ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）
Ｋ T ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
sign（Ｖref2）：線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2の符号
を特徴とする電動パワーステアリング装置である。
【００１４】
そして、前記デューテイ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｄ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｄ）
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算することを特徴とする。
【００１５】
そして、前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｆ）が満たされるとき、
（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜−Ｈys・・・・・・・（ｆ）
但し、Ｈys：ヒステリシス幅特性値
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算し、以下の条件（ｇ）が満たされるときは、前回の判定結果を維持すること
−Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜Ｈys・・・・（ｇ）
を特徴とする。
【００１６】
そして、前記モータ端子間電圧指令値Ｖref 及びモータの逆起電力Ｋ T ωの少なくとも１つがノイズ除去処理されていることを特徴とする。
【００１７】
そして、前記ヒステリシス幅特性値Ｈysは、ノイズの大きさに応じて決定されることを特徴とする。
【００１８】
そして、前記デューテイ比演算手段は、電流駆動線形化補償器及び電流不連続補償器から構成され、前記電流駆動線形化補償器はモータ端子間電圧指令値Ｖref を入力として前記式（ａ）に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に対応するデューテイ比Ｄ1を演算し、電流不連続補償器は線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2を入力として前記式（ｂ）に基づいてデューテイ比Ｄ2 を演算することを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、この発明の実施の形態について説明する。まずこの発明の基本概念について説明する。この発明では、先に図９を参照して説明したモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの間の非線形の制御特性、即ち３段階に折れ曲がった直線からなる非線形の制御特性を更に改良し、制御特性を連続した線形特性にしようとするものである。
【００２０】
先に図９を参照して説明したように、電動パワーステアリング装置のモータ制御回路は４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４をブリツジに接続して第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路から構成され、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４は操舵補助指令値とフィードバツクされるモータ電流の検出値との差である電流制御値Ｅに基づいて決定された第１のデューテイ比Ｄ1 （以下、デューテイＤ1 という）及び第２のデューテイ比Ｄ2 （以下、デューテイＤ2 という）のＰＷＭ信号で駆動される。
【００２１】
図１は、このＨブリツジ回路において、ＦＥＴ１をデューテイＤ1 で、ＦＥＴ３をオン、即ちデューテイＤ2 ＝１００％として駆動し、ＦＥＴ２とＦＥＴ４をオフとしたときの、モータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの関係を示す図で、モータ角速度ωが（ω＝α）のとき、モータ端子間電圧Ｖｍをマイナス側からプラス側に増加させると、モータ端子間電圧Ｖｍが（Ｖｍ＝０）においてモータ電流ｉが急激に零（ｉ＝０）になる。また、モータ角速度ωが（ω＝−α）のとき、モータ端子間電圧Ｖｍをプラス側からマイナス側に減少させると、モータ端子間電圧Ｖｍが（Ｖｍ＝０）においてモータ電流ｉが急激に零（ｉ＝０）になる。
【００２２】
なお、前記説明ではモータ端子間電圧Ｖｍで説明したが、デューテイ比Ｄはモータ端子間電圧Ｖｍを決定する比率であるから、モータ端子間電圧をデューテイ比と置き換えることもできる。また、ＦＥＴ１とＦＥＴ３の組み合わせを、ＦＥＴ２とＦＥＴ４の組み合わせとすると、モータの回転方向が逆になるが、その動作は本質的に変わらないので、以下の説明では、ＦＥＴ１とＦＥＴ３について説明する。
【００２３】
前記した非線形特性の改善を行うため、この発明では、前記第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路において、ＦＥＴ１をデューテイＤ1 で駆動し、ＦＥＴ３をデューテイＤ2 で駆動するものとし、デューテイＤ1 を以下の式（ａ）で設定し、デューテイＤ2 を以下の式（ｂ）で設定するものとする。
【００２４】
Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖr ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
Ｄ2 ＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖr −｜ＫT ω｜）｝／Ｖr ・（ｂ）
但し、Ｖref2＝１／２（Ｖref −ＫT ω）
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜の範囲
ここで、Ｖref ：モータ端子間電圧指令値
Ｖref2：線形化モータ端子間電圧指令値
Ｖr ：Ｈブリッジ回路に供給される電圧（バッテリ電圧）
ＫT ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
sign（Ｖref2）：線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2
の符号。
【００２５】
以下、前記したデューテイＤ1 、及びデューテイＤ2 の算出方法について説明する。
【００２６】
Ｈブリツジ回路のＰＷＭ信号駆動の基本式は、以下の式（１）で表される。
【００２７】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω・・・・（１）
但し、Ｖｍ：モータ端子間電圧
Ｄ1 ：上段ＦＥＴを駆動する上段デューテイ（値−１〜＋１）
Ｄ2 ：下段ＦＥＴを駆動する下段デューテイ（値−１〜＋１）
Ｖr ：Ｈブリッジ回路に供給される電圧（バッテリ電圧）
ＫT ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
通常はデューテイＤ2 は１００％（Ｄ2 ＝１．０）に固定し、デューテイＤ1 のみを変化させる。従って、例えば、バッテリ電圧の３０％（Ｄ1 ＝０．３）をモータに印加するときのモータ端子間電圧Ｖｍは、Ｄ1 の符号sign（０．３）が正であるから、式（１）から以下のようになる。
【００２８】
Ｖｍ＝（０．３＋１）Ｖr −sign（０．３）Ｖr −ＫT ω
＝０．３Ｖr −ＫT ω
しかしながら、先に説明した従来技術（特許文献１参照）では、既に説明したような不都合を解決するために、デューテイＤ2 を以下の式（２）で演算している。
【００２９】
Ｄ2 ＝Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、Ｂは定数
そして、デューテイＤ1 とモータ電流Ｉとの関係が、図９に示す特性になるように定数Ｂを決定する。なお、モータの内部抵抗は一定値として扱うことができるから、図９に示す特性図は、モータ電流Ｉをモータ端子間電圧Ｖｍに置き換えても成立する。
【００３０】
以下、前記した定数Ｂの決定について説明する。前記式（１）に、デューテイＤ1 と、モータ逆起電力ＫT ωとは異符号であるという条件を入れると、式（１）は以下の式（３）に書き直すことができる。
【００３１】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr ＋sign（Ｄ1 ）｜ＫT ω｜・・・
・・・・・・・・・・・・（３）
式（３）は図８に示す不感帯特性を表したものである。式（３）に上段デューテイＤ1が零（Ｄ1 ＝０）のときにモータ端子間電圧Ｖｍが零（Ｖｍ＝０）となる条件を代入すると、定数Ｂは以下の式（４）で表すことができる。
【００３２】
０＝（０＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（０）Ｖr ＋sign（０）｜ＫT ω｜
＝Ｄ2 Ｖr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜ となり、これに、式（２）を代入すると、
０＝｛Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ｝Ｖr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜
＝ＢＶr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜
Ｂ＝１−｛｜ＫT ω｜／Ｖr ｝・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
即ち、定数Ｂは上記式（４）で決定されるので、式（２）で表されるデューテイＤ2 はデューテイＤ1 の関数となる。
【００３３】
図２は、先に説明した図９を書き直したもので、図１に示したモータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの不連続特性の改善を説明する図で、横軸はモータ端子間電圧Ｖｍに代えてデューテイＤ1 で示した。また、縦軸は前記したようにモータ内部抵抗は一定値として扱うことができるのでモータ電流をモータ端子間電圧に置き換えた。
【００３４】
この図２は不連続特性を示す部分Ａ１′を部分Ａ１に、部分Ａ２′を部分Ａ２に変換して不連続特性を連続特性に変換することを示している。
【００３５】
部分Ａ１′及び部分Ａ２′の特性式は、この部分のデューテイをＤ1 ′とすれば以下の式（５）で表わすことができる。
【００３６】
Ｖｍ＝Ｖr Ｄ1 ′−ＫT ω・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
デューテイをＤ1 ′をデューテイをＤ1 で定義することができれば、前記不連続特性を連続特性に変換することができる。式（１）に、式（２）、式（４）、式（５）を代入する。まず、式（１）に式（５）を代入する。
【００３７】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω
Ｖr Ｄ1 ′−ＫT ω＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω
Ｖr Ｄ1 ′＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr
この式のＤ2 に式（２）を代入すると
Ｖr Ｄ1 ′＝｛Ｄ1 ＋（Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ｝Ｖr
−sign（Ｄ1 ）Ｖr
Ｄ1 ′＝２Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）（Ｂ−１）
この式をＤ1 で解くと
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−sign（Ｄ1 ）（Ｂ−１）｝
この式のＢに式（４）を代入すると
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−sign（Ｄ1 ）｛｜ＫT ω｜／Ｖr ｝
上段デューテイＤ1 とＫT ωが異符号であるという条件を加えると、
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−（ＫT ω／Ｖr ）｝・・・・・・・・・・（６）
となり、式（６）の右辺からsignＤ1 を消去し、絶対値を外すことができるので、デューテイＤ1 ′はデューテイＤ1 で定義することができる。
【００３８】
以上の説明は、図２におけるモータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの不連続特性の部分Ａ１′を部分Ａ１に、部分Ａ２′を部分Ａ２に変換して不連続特性を連続特性に変換できることを説明したものであるが、なお、図２において、モータ端子間電圧ＶｍとデューテイＤ1 との特性は、ｐ−ｏ−ｑの３段階に折れ曲がった連続特性であるので、この３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑを、図３に示すような完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換する。
【００３９】
なお、この実施の形態では、モータ電流を制御する電流指令値Ｉref と検出されたモータ電流ｉとの差からモータ端子間電圧指令値Ｖref を演算してモータ端子間電圧を制御しており、デューテイ比の値を電圧値として演算決定しているので、以下の説明ではモータ端子間電圧指令値Ｖref で説明する。
【００４０】
まず、前記式（６）にしたがってモータ端子間電圧指令値Ｖref を第２の電圧指令値である線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2にマッピング処理する。ここで「マッピング」の意味は、図２に示す３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑを、図３に示す完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換するように、モータ端子間電圧指令値Ｖref を線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に変換することを指す。
【００４１】
上記マッピング処理は、デューテイＤ1 ＝Ｖref2／Ｖr 、デューテイＤ1 ′＝Ｖref ／Ｖr とおき、図２に示す線Ａ１をＡ１′に、線Ａ２をＡ２′に変換させる処理である。なお、この変換は図２においてｐ−ｑの範囲に相当する
非線形特性｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜の範囲である。
【００４２】
式（６）に、Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖr 、Ｄ1 ′＝Ｖref ／Ｖr を代入すると、式（６）は以下の式（７）で表され、式（７）によりマッピング処理が行われる。 Ｖref2／Ｖr＝１／２｛（Ｖref ／Ｖr ）−（ＫT ω／Ｖr ）｝
Ｖref2＝１／２（Ｖref −ＫT ω）・・・・・・・・・・・・・・（７）
デューテイＤ1 の算出について説明する。前記したマッピング処理ではデューテイＤ1はＤ1 ＝Ｖref2／Ｖr としており、また、Ｖref2は前記式（７）により表されるから、デューテイＤ1 は以下の式（ａ）で表される。
【００４３】
Ｄ1 ＝｛１／２（Ｖref −ＫT ω）｝／Ｖr
＝Ｖref2／Ｖr ・・・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
なお、後述する実際の制御回路においては、式（ａ）で表されたデューテイＤ1 に、デッドタイム補償、及びデューテイディザ加算処理などの補償処理が行われるが、この処理を行うか否かは任意の選択事項とする。上記式（ａ）で決定されるデューテイＤ1 には、デッドタイム補償、及びデューテイディザ加算処理などの補償処理の結果は含まれていない。
【００４４】
次に、デューテイＤ2 の演算について説明する。前記式（２）に式（４）、式（７）を代入すると、以下のとおりデューテイＤ2 は以下の式（ｂ）で表すことができる。
【００４５】
Ｄ2 ＝Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ・・・・・・（２）
＝（Ｖref2／Ｖr ）＋sign（Ｖref2／Ｖr ）
×｛１−（｜ＫT ω｜／Ｖr ）｝
＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖr −｜ＫT ω｜）｝／Ｖr ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
即ち、デューテイＤ2 は、前記（ａ）式で求められるデューテイＤ1 を含まない式で表すことができるのであり、このことは、デューテイＤ2 は、デューテイＤ1 とは独立して決定できることを意味している。
【００４６】
以上説明したマッピング処理は、図２に示す特性図において、ｐ−ｑの範囲で実行されるものであり、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｃ）が満たされることが求められる。
【００４７】
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜・・・・・・・・・・・・（ｃ）
そして上記条件（ｃ）が満たされるとき、デューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算する。条件が満たされないときは、マッピング処理を実行せずに通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００４８】
しかし、条件の限界付近、即ち図２のｑ点付近では、この条件が満たされるか否かによりマッピング処理で求められるデューテイＤ1 、Ｄ2 の値が大きく異なってくる。即ち、条件が満たされるとｏ点からｑ点へマッピング処理され、図３に示す完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換されるが、条件が満たされないときはマッピング処理がされず、通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 が算出される。この場合、図２に示す特性図は３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑのままとなる。
【００４９】
モータ端子間電圧指令値Ｖref 、モータ逆起電力のＫT ωにノイズが含まれていた場合は、条件の限界付近（図２のｑ点付近）で、条件が満たされたり満たされなかったり（条件成立／不成立）して、上記マッピング処理の実行／不実行が頻繁に切換えられて、デューテイＤ1 、Ｄ2 の値が頻繁に変動してチャタリングが発生し、雑音や振動が発生してしまう。
【００５０】
そこで、上記マッピング処理では、フイルタなどを使用してモータ端子間電圧指令値Ｖref 、及びモータ逆起電力ＫT ωからノイズ成分を除去した後、上記した条件の成立／不成立を判定するようにする。
【００５１】
即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｄ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜・・・・・・・・・・・・（ｄ）
マッピング処理を実行するためのデューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算するようにするとよい。条件が満たされないときは、マッピング処理を実行せずに通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００５２】
また、上記マッピング処理におけるチャタリングの発生防止のためには、上記条件にヒステリシス特性を付与してもよい。
【００５３】
ヒステリシス特性の限界値付近でのチャタリングの発生を防止するためには、前回の条件の成立／不成立に関係なく、前回の判定結果を維持するようにしてもよい。
【００５４】
即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｆ）が満たされるとき、
（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜）＜−Ｈys・・・・・・・・（ｆ）
但し、Ｈys：ヒステリシス幅特性値
マッピング処理を実行するためのデューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算するようにしてもよい。
【００５５】
このとき、条件（ｆ）が満たされない（Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜））場合は、マッピング処理を実行せずに、通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００５６】
さらに、以下の条件（ｇ）が満たされるときは、マッピング処理を実行せずに、前回の条件の判定結果（条件（ｆ）の成立又は不成立）を維持するようにしてもよい。
【００５７】
−Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜）＜Ｈys・・・・・（ｇ）
なお、ヒステリシス幅特性値Ｈysは、モータ端子間電圧指令値Ｖref やモータ逆起電力ＫT ωに含まれるノイズの大きさに応じて、実験などにより適宜決定するとよい。
【００５８】
次に、この発明を実施するに適した電動パワーステアリング装置の概略を、図４乃至図６を参照して説明する。図４は電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバーサルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモータ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００５９】
パワーステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキー１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモータ１０に供給する電流を制御する。
【００６０】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワーステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなっている時に切離される。
【００６１】
図５は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハードウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。
【００６２】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器２２Ａに入力される。また、車速センサ１２で検出された車速信号も操舵補助指令値演算器２２Ａに入力される。
【００６３】
操舵補助指令値演算器２２Ａは、入力された操舵トルク信号、車速信号、及び検出されたモータ電流値ｉに基づいて所定の演算式により操舵補助指令値（電流指令値）Ｉref を演算する。電流制御器２２Ｂは入力された操舵補助指令値（電流指令値）Ｉref 及び検出されたモータ電流値ｉに基づいてモータ端子間電圧指令値Ｖref を演算する。
【００６４】
デューテイ比演算手段を構成するデューテイ比演算装置３０は、電流駆動線形化補償器２３、電流不連続補償器２４、及び補償加算器２５から構成され、補償加算器２５は乗算器２６、デッドタイム補償器２７、デューテイディザ加算器２８から構成され、デューテイＤ1 、デューテイＤ2 、及びモータ駆動方向信号を出力する演算手段である。
【００６５】
電流駆動線形化補償器２３は、モータ端子間電圧指令値Ｖref 、バッテリ電圧Ｖr 、及びモータ角速度ω（図示しないモータ角速度センサで検出、またはモータ端子間電圧、モータ電流から推定）を入力として、前記式（６）（７）に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2を演算する。演算値Ｖref2は電流不連続補償器２４、及び補償加算器２５に入力される。
【００６６】
補償加算器２５は前記式（ａ）に基づいてデューテイＤ1 を演算するもので、乗算器２６において線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に所定のゲインＫを乗算し、デッドタイム補償器２７、デューテイディザ加算器２８においてデッドタイム補償及びデューテイディザ加算処理などの補償処理を行ない、補償処理したデューテイＤ1 を演算する。
【００６７】
電流不連続補償器２４は前記式（ｂ）に基づいてデューテイＤ2 を演算するもので、線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2からデューテイＤ2 を演算する。
【００６８】
演算されたデューテイＤ1 及びデューテイＤ2 、並びに電流駆動線形化補償器２３から出力されたモータ駆動方向信号はモータ駆動回路３５に入力される。
【００６９】
図６にモータ駆動回路３５の構成の一例を示す。モータ駆動回路３５はＦＥＴゲート駆動回路３６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 からなるＨブリツジ回路３７から構成され、入力された上段デューテイＤ1 及び下段デューテイＤ2 、並びにモータ駆動方向信号に基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 を駆動する。
【００７０】
モータ電流検出回路３８は、抵抗Ｒ1 の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモータ電流値ｉは操舵補助指令値演算器２２Ａ及び電流制御器２２Ｂにフィードバツクされる。
【００７１】
ここで、デッドタイム補償及びデューテイディザ加算処理について説明する。まず、デッドタイム補償について説明する。Ｈブリツジ回路を使用したモータ駆動回路ではＰＷＭ信号のデューテイＤに基づいて信号がＨからＬに切り換えられる時点、或いは信号がＬからＨに切り換えられる時点において、Ｈブリツジ回路の２つのアームが同時に導通して短絡することを防ぐため、ＰＷＭ信号の切換え時点にデッドタイムを設ける処理である。デッドタイム補償は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開平８−１４２８８４号公報に記載されている。
【００７２】
次にデューテイディザ加算処理について説明する。Ｈブリツジ回路を使用したモータ駆動回路ではＰＷＭ信号のデューテイＤが零付近では、デューテイＤ対モータ電流特性に不感帯が生じて制御の応答性が悪く、自然の操舵感覚が得られない。そこで不感帯付近では電圧ディザ信号をモータに供給して制御の応答性を改善し、自然の操舵感覚に近付ける処理である。デューテイディザ加算処理は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開２００３−１１８３４号公報に記載されている。
【００７３】
以上説明したとおり、この発明によれば、デューテイ比Ｄが零付近においてデューテイ比Ｄ対モータ電流特性が連続した線形特性を示すから、従来の電動パワーステアリング装置の制御装置のように、デューテイ比Ｄが零付近においてデューテイ比Ｄ対モータ電流特性の不連続部分を解消するほか、段階的な連続特性を解消することができるから、操舵ハンドルを切った後に直線走行に戻るときのハンドル戻し時においてもフィードバック特性が変化することがなくなり、操舵感覚に違和感を与えることなく極めて滑らかな操舵感覚を与えることができる。
【００７４】
更に、ハンドル戻し時にモータに発生する逆起電力が連続して変化し、段階的な変化が発生しないからチャタリングが発生することがなく、チャタリングによるノイズの発生もなく、カーラジオ等に雑音を発生させるおそれもない等、従来の装置に見られない顕著な効果を奏するものである。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
この発明は車両用の電動パワーステアリング装置に関するもので、半導体素子をブリツジ接続したＨブリッジ回路を使用したモータ駆動回路では、半導体素子を駆動するＰＷＭ信号のデューテイＤが零付近で生じるデューテイＤ対モータ電流特性の不連続特性を線形特性として、制御の応答性を改善し自然の操舵感覚が得られる様にしたものである。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】 Ｈブリツジ回路におけるモータ端子間電圧とモータ電流との関係を説明する図。
【図２】 図１に示したモータ端子間電圧対モータ電流の不連続特性の連続特性への改善を説明する図。
【図３】 図２に示したデューテイ比対モータ端子間電圧の連続特性を完全線形特性へ改善する様子を説明する図。
【図４】 電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図５】 電子制御回路のブロツク図。
【図６】 モータ駆動回路の構成の一例を説明する図。
【図７】 電動パワーステアリング装置のモータ駆動回路として使用されるＨブリッジ回路の基本構成を説明する図。
【図８】 モータ電流とＰＷＭ信号のデューテイ比の関係に生ずる不連続部を説明する図。
【図９】 モータ電流とＰＷＭ信号のデューテイ比の関係に生ずる不連続部の解決手法を説明する図。
【００７７】
【符号の説明】
１ 操向ハンドル
２ 軸
３ トルクセンサ
４ 減速ギア
５ａ、５ｂ ユニバーサルジョイント
７ ピニオンラツク機構
８ タイロツド
９ クラツチ
１０ モータ
１１ イグニツシヨンキー
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 位相補償器
２２Ａ 操舵補助指令値演算器
２２Ｂ 電流制御器
２３ 電流駆動線形化補償器
２４ 電流不連続補償器
２５ 補償加算器
２６ 乗算器
２７ デッドタイム補償器
２８ デューテイディザ加算器
３０ デューテイ比演算装置
３５ モータ駆動回路
３６ ＦＥＴゲート駆動回路
３７ Ｈブリツジ回路
３８ モータ電流検出回路
【０００１】
この発明は、電動パワーステアリング装置に関し、特にその制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両用の電動パワーステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモータの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フィードバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモータ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
このような電動式パワーステアリング装置では、図７に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モータＭを接続したモータ制御回路が使用されている。
【０００４】
そして、前記モータ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のアームのＦＥＴ1 （或いは第２のアームのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて決定されるデューテイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モータ電流の大きさが制御される。
【０００５】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のアームのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のアームのＦＥＴ4 をＯＦＦ（或いは第２のアームのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第１のアームのＦＥＴ4をＯＮ）に制御することにより、モータＭの回転方向が制御される。
【０００６】
ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ1 、モータＭ、ＦＥＴ3 を経て流れ、モータＭに正方向の電流が流れる。第２のアームのＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モータＭ、ＦＥＴ4 を経て流れ、モータＭに負方向の電流が流れる。このモータ制御回路は、同一アーム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないのでアームが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため広く利用されている。
【０００７】
図８は、モータ電流Ｉ（モータに実際に流れる電流であり、モータ電流の検出値とは異なる）とＰＷＭ信号のデューテイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係は、図８において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモータ電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が演算され、演算された操舵補助指令値Ｉref とフィードバツクされるモータ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモータ駆動回路に出力されるから、モータ駆動回路の半導体素子を制御するデューテイ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じない。
【０００８】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モータ電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉref は零となるが、モータに逆起電力が発生するため、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係は、図８において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動し、デューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分ｘが生じる。
【０００９】
一方、フィードバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対応するデューテイ比Ｄがないため、図８において線（ｃ）で示すように、モータ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフィードバツク制御の安定性を阻害する原因ともなる。
【００１０】
そこで、本出願人は、その解決のため、モータ駆動回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比の関数で定義される第２のデューテイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動する構成を提案した。この構成によれば、図９に示すように、点ｐと点ｏとが直線で結ばれてハンドル戻しの状態など、操舵トルクが発生していない状態のときもデューテイ比Ｄの値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分がなくなり、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されることがないので、雑音の発生がなく安定性のよいフィードバツク制御を実現することができる（特許文献１参照）。
【００１１】
上記したように、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を前記第１のデューテイ比の関数で定義される第２のデューテイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動する構成では、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係に不連続部分がなくなり、雑音の発生がなく安定性も改善される。しかしながら、図９からも明らかなように、モータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの関係が３段階に切換えられるから、その切換に伴うチャタリングを皆無にすることが難しく、チャタリングによる制御音や振動が発生するという不都合が生じる。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【特許文献１】
特開平９−３９８１０号公報。
【発明の開示】
【００１３】
この発明に係る電動パワーステアリング装置は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、前記操舵補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューテイ比Ｄ1 及びデューテイ比Ｄ2 を演算するデューテイ比演算手段と、直列接続された２個の半導体素子を備えた第１及び第２のアームで構成されたＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、Ｈブリッジ回路の第１のアームの上段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの下段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｃ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｃ）
前記デューテイ比Ｄ1 を以下の式（ａ）により演算し、前記デューテイ比Ｄ2 を以下の式（ｂ）により演算すること
Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖ r ・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
Ｄ2 ＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖ r −｜Ｋ T ω｜）｝／Ｖ r
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
但し、Ｖref ：モータ端子間電圧指令値
Ｖref2：線形化モータ端子間電圧指令値
＝１／２（Ｖref −Ｋ T ω）
Ｖ r ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）
Ｋ T ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
sign（Ｖref2）：線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2の符号
を特徴とする電動パワーステアリング装置である。
【００１４】
そして、前記デューテイ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｄ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｄ）
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算することを特徴とする。
【００１５】
そして、前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｆ）が満たされるとき、
（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜−Ｈys・・・・・・・（ｆ）
但し、Ｈys：ヒステリシス幅特性値
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算し、以下の条件（ｇ）が満たされるときは、前回の判定結果を維持すること
−Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜Ｈys・・・・（ｇ）
を特徴とする。
【００１６】
そして、前記モータ端子間電圧指令値Ｖref 及びモータの逆起電力Ｋ T ωの少なくとも１つがノイズ除去処理されていることを特徴とする。
【００１７】
そして、前記ヒステリシス幅特性値Ｈysは、ノイズの大きさに応じて決定されることを特徴とする。
【００１８】
そして、前記デューテイ比演算手段は、電流駆動線形化補償器及び電流不連続補償器から構成され、前記電流駆動線形化補償器はモータ端子間電圧指令値Ｖref を入力として前記式（ａ）に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に対応するデューテイ比Ｄ1を演算し、電流不連続補償器は線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2を入力として前記式（ｂ）に基づいてデューテイ比Ｄ2 を演算することを特徴とする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、この発明の実施の形態について説明する。まずこの発明の基本概念について説明する。この発明では、先に図９を参照して説明したモータ電流Ｉとデューテイ比Ｄとの間の非線形の制御特性、即ち３段階に折れ曲がった直線からなる非線形の制御特性を更に改良し、制御特性を連続した線形特性にしようとするものである。
【００２０】
先に図９を参照して説明したように、電動パワーステアリング装置のモータ制御回路は４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ４をブリツジに接続して第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路から構成され、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４は操舵補助指令値とフィードバツクされるモータ電流の検出値との差である電流制御値Ｅに基づいて決定された第１のデューテイ比Ｄ1 （以下、デューテイＤ1 という）及び第２のデューテイ比Ｄ2 （以下、デューテイＤ2 という）のＰＷＭ信号で駆動される。
【００２１】
図１は、このＨブリツジ回路において、ＦＥＴ１をデューテイＤ1 で、ＦＥＴ３をオン、即ちデューテイＤ2 ＝１００％として駆動し、ＦＥＴ２とＦＥＴ４をオフとしたときの、モータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの関係を示す図で、モータ角速度ωが（ω＝α）のとき、モータ端子間電圧Ｖｍをマイナス側からプラス側に増加させると、モータ端子間電圧Ｖｍが（Ｖｍ＝０）においてモータ電流ｉが急激に零（ｉ＝０）になる。また、モータ角速度ωが（ω＝−α）のとき、モータ端子間電圧Ｖｍをプラス側からマイナス側に減少させると、モータ端子間電圧Ｖｍが（Ｖｍ＝０）においてモータ電流ｉが急激に零（ｉ＝０）になる。
【００２２】
なお、前記説明ではモータ端子間電圧Ｖｍで説明したが、デューテイ比Ｄはモータ端子間電圧Ｖｍを決定する比率であるから、モータ端子間電圧をデューテイ比と置き換えることもできる。また、ＦＥＴ１とＦＥＴ３の組み合わせを、ＦＥＴ２とＦＥＴ４の組み合わせとすると、モータの回転方向が逆になるが、その動作は本質的に変わらないので、以下の説明では、ＦＥＴ１とＦＥＴ３について説明する。
【００２３】
前記した非線形特性の改善を行うため、この発明では、前記第１及び第２の２つのアームを備えたＨブリツジ回路において、ＦＥＴ１をデューテイＤ1 で駆動し、ＦＥＴ３をデューテイＤ2 で駆動するものとし、デューテイＤ1 を以下の式（ａ）で設定し、デューテイＤ2 を以下の式（ｂ）で設定するものとする。
【００２４】
Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖr ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
Ｄ2 ＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖr −｜ＫT ω｜）｝／Ｖr ・（ｂ）
但し、Ｖref2＝１／２（Ｖref −ＫT ω）
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜の範囲
ここで、Ｖref ：モータ端子間電圧指令値
Ｖref2：線形化モータ端子間電圧指令値
Ｖr ：Ｈブリッジ回路に供給される電圧（バッテリ電圧）
ＫT ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
sign（Ｖref2）：線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2
の符号。
【００２５】
以下、前記したデューテイＤ1 、及びデューテイＤ2 の算出方法について説明する。
【００２６】
Ｈブリツジ回路のＰＷＭ信号駆動の基本式は、以下の式（１）で表される。
【００２７】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω・・・・（１）
但し、Ｖｍ：モータ端子間電圧
Ｄ1 ：上段ＦＥＴを駆動する上段デューテイ（値−１〜＋１）
Ｄ2 ：下段ＦＥＴを駆動する下段デューテイ（値−１〜＋１）
Ｖr ：Ｈブリッジ回路に供給される電圧（バッテリ電圧）
ＫT ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
通常はデューテイＤ2 は１００％（Ｄ2 ＝１．０）に固定し、デューテイＤ1 のみを変化させる。従って、例えば、バッテリ電圧の３０％（Ｄ1 ＝０．３）をモータに印加するときのモータ端子間電圧Ｖｍは、Ｄ1 の符号sign（０．３）が正であるから、式（１）から以下のようになる。
【００２８】
Ｖｍ＝（０．３＋１）Ｖr −sign（０．３）Ｖr −ＫT ω
＝０．３Ｖr −ＫT ω
しかしながら、先に説明した従来技術（特許文献１参照）では、既に説明したような不都合を解決するために、デューテイＤ2 を以下の式（２）で演算している。
【００２９】
Ｄ2 ＝Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、Ｂは定数
そして、デューテイＤ1 とモータ電流Ｉとの関係が、図９に示す特性になるように定数Ｂを決定する。なお、モータの内部抵抗は一定値として扱うことができるから、図９に示す特性図は、モータ電流Ｉをモータ端子間電圧Ｖｍに置き換えても成立する。
【００３０】
以下、前記した定数Ｂの決定について説明する。前記式（１）に、デューテイＤ1 と、モータ逆起電力ＫT ωとは異符号であるという条件を入れると、式（１）は以下の式（３）に書き直すことができる。
【００３１】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr ＋sign（Ｄ1 ）｜ＫT ω｜・・・
・・・・・・・・・・・・（３）
式（３）は図８に示す不感帯特性を表したものである。式（３）に上段デューテイＤ1が零（Ｄ1 ＝０）のときにモータ端子間電圧Ｖｍが零（Ｖｍ＝０）となる条件を代入すると、定数Ｂは以下の式（４）で表すことができる。
【００３２】
０＝（０＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（０）Ｖr ＋sign（０）｜ＫT ω｜
＝Ｄ2 Ｖr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜ となり、これに、式（２）を代入すると、
０＝｛Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ｝Ｖr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜
＝ＢＶr −Ｖr ＋｜ＫT ω｜
Ｂ＝１−｛｜ＫT ω｜／Ｖr ｝・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
即ち、定数Ｂは上記式（４）で決定されるので、式（２）で表されるデューテイＤ2 はデューテイＤ1 の関数となる。
【００３３】
図２は、先に説明した図９を書き直したもので、図１に示したモータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの不連続特性の改善を説明する図で、横軸はモータ端子間電圧Ｖｍに代えてデューテイＤ1 で示した。また、縦軸は前記したようにモータ内部抵抗は一定値として扱うことができるのでモータ電流をモータ端子間電圧に置き換えた。
【００３４】
この図２は不連続特性を示す部分Ａ１′を部分Ａ１に、部分Ａ２′を部分Ａ２に変換して不連続特性を連続特性に変換することを示している。
【００３５】
部分Ａ１′及び部分Ａ２′の特性式は、この部分のデューテイをＤ1 ′とすれば以下の式（５）で表わすことができる。
【００３６】
Ｖｍ＝Ｖr Ｄ1 ′−ＫT ω・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
デューテイをＤ1 ′をデューテイをＤ1 で定義することができれば、前記不連続特性を連続特性に変換することができる。式（１）に、式（２）、式（４）、式（５）を代入する。まず、式（１）に式（５）を代入する。
【００３７】
Ｖｍ＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω
Ｖr Ｄ1 ′−ＫT ω＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr −ＫT ω
Ｖr Ｄ1 ′＝（Ｄ1 ＋Ｄ2 ）Ｖr −sign（Ｄ1 ）Ｖr
この式のＤ2 に式（２）を代入すると
Ｖr Ｄ1 ′＝｛Ｄ1 ＋（Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ｝Ｖr
−sign（Ｄ1 ）Ｖr
Ｄ1 ′＝２Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）（Ｂ−１）
この式をＤ1 で解くと
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−sign（Ｄ1 ）（Ｂ−１）｝
この式のＢに式（４）を代入すると
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−sign（Ｄ1 ）｛｜ＫT ω｜／Ｖr ｝
上段デューテイＤ1 とＫT ωが異符号であるという条件を加えると、
Ｄ1 ＝１／２｛Ｄ1 ′−（ＫT ω／Ｖr ）｝・・・・・・・・・・（６）
となり、式（６）の右辺からsignＤ1 を消去し、絶対値を外すことができるので、デューテイＤ1 ′はデューテイＤ1 で定義することができる。
【００３８】
以上の説明は、図２におけるモータ端子間電圧Ｖｍとモータ電流Ｉとの不連続特性の部分Ａ１′を部分Ａ１に、部分Ａ２′を部分Ａ２に変換して不連続特性を連続特性に変換できることを説明したものであるが、なお、図２において、モータ端子間電圧ＶｍとデューテイＤ1 との特性は、ｐ−ｏ−ｑの３段階に折れ曲がった連続特性であるので、この３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑを、図３に示すような完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換する。
【００３９】
なお、この実施の形態では、モータ電流を制御する電流指令値Ｉref と検出されたモータ電流ｉとの差からモータ端子間電圧指令値Ｖref を演算してモータ端子間電圧を制御しており、デューテイ比の値を電圧値として演算決定しているので、以下の説明ではモータ端子間電圧指令値Ｖref で説明する。
【００４０】
まず、前記式（６）にしたがってモータ端子間電圧指令値Ｖref を第２の電圧指令値である線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2にマッピング処理する。ここで「マッピング」の意味は、図２に示す３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑを、図３に示す完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換するように、モータ端子間電圧指令値Ｖref を線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に変換することを指す。
【００４１】
上記マッピング処理は、デューテイＤ1 ＝Ｖref2／Ｖr 、デューテイＤ1 ′＝Ｖref ／Ｖr とおき、図２に示す線Ａ１をＡ１′に、線Ａ２をＡ２′に変換させる処理である。なお、この変換は図２においてｐ−ｑの範囲に相当する
非線形特性｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜の範囲である。
【００４２】
式（６）に、Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖr 、Ｄ1 ′＝Ｖref ／Ｖr を代入すると、式（６）は以下の式（７）で表され、式（７）によりマッピング処理が行われる。 Ｖref2／Ｖr＝１／２｛（Ｖref ／Ｖr ）−（ＫT ω／Ｖr ）｝
Ｖref2＝１／２（Ｖref −ＫT ω）・・・・・・・・・・・・・・（７）
デューテイＤ1 の算出について説明する。前記したマッピング処理ではデューテイＤ1はＤ1 ＝Ｖref2／Ｖr としており、また、Ｖref2は前記式（７）により表されるから、デューテイＤ1 は以下の式（ａ）で表される。
【００４３】
Ｄ1 ＝｛１／２（Ｖref −ＫT ω）｝／Ｖr
＝Ｖref2／Ｖr ・・・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
なお、後述する実際の制御回路においては、式（ａ）で表されたデューテイＤ1 に、デッドタイム補償、及びデューテイディザ加算処理などの補償処理が行われるが、この処理を行うか否かは任意の選択事項とする。上記式（ａ）で決定されるデューテイＤ1 には、デッドタイム補償、及びデューテイディザ加算処理などの補償処理の結果は含まれていない。
【００４４】
次に、デューテイＤ2 の演算について説明する。前記式（２）に式（４）、式（７）を代入すると、以下のとおりデューテイＤ2 は以下の式（ｂ）で表すことができる。
【００４５】
Ｄ2 ＝Ｄ1 ＋sign（Ｄ1 ）×Ｂ・・・・・・（２）
＝（Ｖref2／Ｖr ）＋sign（Ｖref2／Ｖr ）
×｛１−（｜ＫT ω｜／Ｖr ）｝
＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖr −｜ＫT ω｜）｝／Ｖr ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
即ち、デューテイＤ2 は、前記（ａ）式で求められるデューテイＤ1 を含まない式で表すことができるのであり、このことは、デューテイＤ2 は、デューテイＤ1 とは独立して決定できることを意味している。
【００４６】
以上説明したマッピング処理は、図２に示す特性図において、ｐ−ｑの範囲で実行されるものであり、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｃ）が満たされることが求められる。
【００４７】
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜・・・・・・・・・・・・（ｃ）
そして上記条件（ｃ）が満たされるとき、デューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算する。条件が満たされないときは、マッピング処理を実行せずに通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００４８】
しかし、条件の限界付近、即ち図２のｑ点付近では、この条件が満たされるか否かによりマッピング処理で求められるデューテイＤ1 、Ｄ2 の値が大きく異なってくる。即ち、条件が満たされるとｏ点からｑ点へマッピング処理され、図３に示す完全線形の連続特性ｐ−ｑに変換されるが、条件が満たされないときはマッピング処理がされず、通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 が算出される。この場合、図２に示す特性図は３段階に折れ曲がった連続特性ｐ−ｏ−ｑのままとなる。
【００４９】
モータ端子間電圧指令値Ｖref 、モータ逆起電力のＫT ωにノイズが含まれていた場合は、条件の限界付近（図２のｑ点付近）で、条件が満たされたり満たされなかったり（条件成立／不成立）して、上記マッピング処理の実行／不実行が頻繁に切換えられて、デューテイＤ1 、Ｄ2 の値が頻繁に変動してチャタリングが発生し、雑音や振動が発生してしまう。
【００５０】
そこで、上記マッピング処理では、フイルタなどを使用してモータ端子間電圧指令値Ｖref 、及びモータ逆起電力ＫT ωからノイズ成分を除去した後、上記した条件の成立／不成立を判定するようにする。
【００５１】
即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｄ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜ＫT ω｜・・・・・・・・・・・・（ｄ）
マッピング処理を実行するためのデューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算するようにするとよい。条件が満たされないときは、マッピング処理を実行せずに通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００５２】
また、上記マッピング処理におけるチャタリングの発生防止のためには、上記条件にヒステリシス特性を付与してもよい。
【００５３】
ヒステリシス特性の限界値付近でのチャタリングの発生を防止するためには、前回の条件の成立／不成立に関係なく、前回の判定結果を維持するようにしてもよい。
【００５４】
即ち、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータ逆起電力の絶対値ＫT ωとの間に、以下の条件（ｆ）が満たされるとき、
（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜）＜−Ｈys・・・・・・・・（ｆ）
但し、Ｈys：ヒステリシス幅特性値
マッピング処理を実行するためのデューテイＤ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイＤ2 を前記式（ｂ）により演算するようにしてもよい。
【００５５】
このとき、条件（ｆ）が満たされない（Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜））場合は、マッピング処理を実行せずに、通常の方法でデューテイＤ1 、Ｄ2 を算出するものとする。
【００５６】
さらに、以下の条件（ｇ）が満たされるときは、マッピング処理を実行せずに、前回の条件の判定結果（条件（ｆ）の成立又は不成立）を維持するようにしてもよい。
【００５７】
−Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜ＫT ω｜）＜Ｈys・・・・・（ｇ）
なお、ヒステリシス幅特性値Ｈysは、モータ端子間電圧指令値Ｖref やモータ逆起電力ＫT ωに含まれるノイズの大きさに応じて、実験などにより適宜決定するとよい。
【００５８】
次に、この発明を実施するに適した電動パワーステアリング装置の概略を、図４乃至図６を参照して説明する。図４は電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバーサルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモータ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００５９】
パワーステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキー１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモータ１０に供給する電流を制御する。
【００６０】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワーステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなっている時に切離される。
【００６１】
図５は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハードウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。
【００６２】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器２２Ａに入力される。また、車速センサ１２で検出された車速信号も操舵補助指令値演算器２２Ａに入力される。
【００６３】
操舵補助指令値演算器２２Ａは、入力された操舵トルク信号、車速信号、及び検出されたモータ電流値ｉに基づいて所定の演算式により操舵補助指令値（電流指令値）Ｉref を演算する。電流制御器２２Ｂは入力された操舵補助指令値（電流指令値）Ｉref 及び検出されたモータ電流値ｉに基づいてモータ端子間電圧指令値Ｖref を演算する。
【００６４】
デューテイ比演算手段を構成するデューテイ比演算装置３０は、電流駆動線形化補償器２３、電流不連続補償器２４、及び補償加算器２５から構成され、補償加算器２５は乗算器２６、デッドタイム補償器２７、デューテイディザ加算器２８から構成され、デューテイＤ1 、デューテイＤ2 、及びモータ駆動方向信号を出力する演算手段である。
【００６５】
電流駆動線形化補償器２３は、モータ端子間電圧指令値Ｖref 、バッテリ電圧Ｖr 、及びモータ角速度ω（図示しないモータ角速度センサで検出、またはモータ端子間電圧、モータ電流から推定）を入力として、前記式（６）（７）に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2を演算する。演算値Ｖref2は電流不連続補償器２４、及び補償加算器２５に入力される。
【００６６】
補償加算器２５は前記式（ａ）に基づいてデューテイＤ1 を演算するもので、乗算器２６において線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に所定のゲインＫを乗算し、デッドタイム補償器２７、デューテイディザ加算器２８においてデッドタイム補償及びデューテイディザ加算処理などの補償処理を行ない、補償処理したデューテイＤ1 を演算する。
【００６７】
電流不連続補償器２４は前記式（ｂ）に基づいてデューテイＤ2 を演算するもので、線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2からデューテイＤ2 を演算する。
【００６８】
演算されたデューテイＤ1 及びデューテイＤ2 、並びに電流駆動線形化補償器２３から出力されたモータ駆動方向信号はモータ駆動回路３５に入力される。
【００６９】
図６にモータ駆動回路３５の構成の一例を示す。モータ駆動回路３５はＦＥＴゲート駆動回路３６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 からなるＨブリツジ回路３７から構成され、入力された上段デューテイＤ1 及び下段デューテイＤ2 、並びにモータ駆動方向信号に基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 を駆動する。
【００７０】
モータ電流検出回路３８は、抵抗Ｒ1 の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモータ電流値ｉは操舵補助指令値演算器２２Ａ及び電流制御器２２Ｂにフィードバツクされる。
【００７１】
ここで、デッドタイム補償及びデューテイディザ加算処理について説明する。まず、デッドタイム補償について説明する。Ｈブリツジ回路を使用したモータ駆動回路ではＰＷＭ信号のデューテイＤに基づいて信号がＨからＬに切り換えられる時点、或いは信号がＬからＨに切り換えられる時点において、Ｈブリツジ回路の２つのアームが同時に導通して短絡することを防ぐため、ＰＷＭ信号の切換え時点にデッドタイムを設ける処理である。デッドタイム補償は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開平８−１４２８８４号公報に記載されている。
【００７２】
次にデューテイディザ加算処理について説明する。Ｈブリツジ回路を使用したモータ駆動回路ではＰＷＭ信号のデューテイＤが零付近では、デューテイＤ対モータ電流特性に不感帯が生じて制御の応答性が悪く、自然の操舵感覚が得られない。そこで不感帯付近では電圧ディザ信号をモータに供給して制御の応答性を改善し、自然の操舵感覚に近付ける処理である。デューテイディザ加算処理は本願発明の主題ではないので、ここでは説明を省略するが、本出願人の出願に係る特開２００３−１１８３４号公報に記載されている。
【００７３】
以上説明したとおり、この発明によれば、デューテイ比Ｄが零付近においてデューテイ比Ｄ対モータ電流特性が連続した線形特性を示すから、従来の電動パワーステアリング装置の制御装置のように、デューテイ比Ｄが零付近においてデューテイ比Ｄ対モータ電流特性の不連続部分を解消するほか、段階的な連続特性を解消することができるから、操舵ハンドルを切った後に直線走行に戻るときのハンドル戻し時においてもフィードバック特性が変化することがなくなり、操舵感覚に違和感を与えることなく極めて滑らかな操舵感覚を与えることができる。
【００７４】
更に、ハンドル戻し時にモータに発生する逆起電力が連続して変化し、段階的な変化が発生しないからチャタリングが発生することがなく、チャタリングによるノイズの発生もなく、カーラジオ等に雑音を発生させるおそれもない等、従来の装置に見られない顕著な効果を奏するものである。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
この発明は車両用の電動パワーステアリング装置に関するもので、半導体素子をブリツジ接続したＨブリッジ回路を使用したモータ駆動回路では、半導体素子を駆動するＰＷＭ信号のデューテイＤが零付近で生じるデューテイＤ対モータ電流特性の不連続特性を線形特性として、制御の応答性を改善し自然の操舵感覚が得られる様にしたものである。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】 Ｈブリツジ回路におけるモータ端子間電圧とモータ電流との関係を説明する図。
【図２】 図１に示したモータ端子間電圧対モータ電流の不連続特性の連続特性への改善を説明する図。
【図３】 図２に示したデューテイ比対モータ端子間電圧の連続特性を完全線形特性へ改善する様子を説明する図。
【図４】 電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図５】 電子制御回路のブロツク図。
【図６】 モータ駆動回路の構成の一例を説明する図。
【図７】 電動パワーステアリング装置のモータ駆動回路として使用されるＨブリッジ回路の基本構成を説明する図。
【図８】 モータ電流とＰＷＭ信号のデューテイ比の関係に生ずる不連続部を説明する図。
【図９】 モータ電流とＰＷＭ信号のデューテイ比の関係に生ずる不連続部の解決手法を説明する図。
【００７７】
【符号の説明】
１ 操向ハンドル
２ 軸
３ トルクセンサ
４ 減速ギア
５ａ、５ｂ ユニバーサルジョイント
７ ピニオンラツク機構
８ タイロツド
９ クラツチ
１０ モータ
１１ イグニツシヨンキー
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 位相補償器
２２Ａ 操舵補助指令値演算器
２２Ｂ 電流制御器
２３ 電流駆動線形化補償器
２４ 電流不連続補償器
２５ 補償加算器
２６ 乗算器
２７ デッドタイム補償器
２８ デューテイディザ加算器
３０ デューテイ比演算装置
３５ モータ駆動回路
３６ ＦＥＴゲート駆動回路
３７ Ｈブリツジ回路
３８ モータ電流検出回路
Claims (6)
- 少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する電動パワーステアリング装置において、
前記操舵補助指令値に基づいてモータ端子間電圧を決定するデューテイ比Ｄ1 及びデューテイ比Ｄ2 を演算するデューテイ比演算手段と、
直列接続された２個の半導体素子を備えた第１及び第２のアームで構成されたＨブリッジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続し、Ｈブリッジ回路の第１のアームの上段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの下段の半導体素子を前記デューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するモータ駆動回路とを備え、
前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｃ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｃ）
前記デューテイ比Ｄ1 を以下の式（ａ）により演算し、前記デューテイ比Ｄ2 を以下の式（ｂ）により演算すること
Ｄ1 ＝Ｖref2／Ｖ r ・・・・・・・・・・・・・・・（ａ）
Ｄ2 ＝｛Ｖref2＋sign（Ｖref2）（Ｖ r −｜Ｋ T ω｜）｝／Ｖ r
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ｂ）
但し、Ｖref ：モータ端子間電圧指令値
Ｖref2：線形化モータ端子間電圧指令値
＝１／２（Ｖref −Ｋ T ω）
Ｖ r ：モータに供給される電圧（バッテリ電圧）
ＫT ：モータの逆起電力定数
ω：モータ角速度
sign（Ｖref2）：線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2の符号
を特徴とする電動パワーステアリング装置。 - 前記デューテイ比演算手段は、ノイズが除去されたモータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とノイズが除去されたモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｄ）が満たされるとき、
｜Ｖref ｜＜｜Ｋ T ω｜・・・・・・・・・・・・・（ｄ）
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算すること
を特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。 - 前記デューテイ比演算手段は、モータ端子間電圧指令値の絶対値Ｖref とモータの逆起電力の絶対値Ｋ T ωとの間に、以下の条件（ｆ）が満たされるとき、
（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜−Ｈys・・・・・・・（ｆ）
但し、Ｈys：ヒステリシス幅特性値
前記デューテイ比Ｄ1 を前記式（ａ）により演算し、デューテイ比Ｄ2 を前記式（ｂ）により演算し、以下の条件（ｇ）が満たされるときは、前回の判定結果を維持すること
−Ｈys＜（｜Ｖref ｜−｜Ｋ T ω｜）＜Ｈys・・・・（ｇ）
を特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。 - 前記モータ端子間電圧指令値Ｖref 及びモータの逆起電力Ｋ T ωの少なくとも１つがノイズ除去処理されていること
を特徴とする請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。 - 前記ヒステリシス幅特性値Ｈysは、ノイズの大きさに応じて決定されること
を特徴とする請求項３又は請求項４に記載の電動パワーステアリング装置。 - 前記デューテイ比演算手段は、電流駆動線形化補償器及び電流不連続補償器から構成され、前記電流駆動線形化補償器はモータ端子間電圧指令値Ｖref を入力として前記式（ａ）に基づいて線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2に対応するデューテイ比Ｄ1 を演算し、電流不連続補償器は線形化モータ端子間電圧指令値Ｖref2を入力として前記式（ｂ）に基づいてデューテイ比Ｄ2 を演算すること
を特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
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