WO2023195411A1 - リニアモータの駆動装置およびリニアモータ - Google Patents

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WO2023195411A1
WO2023195411A1 PCT/JP2023/013167 JP2023013167W WO2023195411A1 WO 2023195411 A1 WO2023195411 A1 WO 2023195411A1 JP 2023013167 W JP2023013167 W JP 2023013167W WO 2023195411 A1 WO2023195411 A1 WO 2023195411A1
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WO
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linear motor
coil
coils
bridge
drive device
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Application number
PCT/JP2023/013167
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English (en)
French (fr)
Inventor
彰 佐竹
健治 ▲高▼橋
達也 川瀬
浩暉 森川
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/06—Linear motors
    • H02P25/064—Linear motors of the synchronous type

Definitions

  • the present application relates to a linear motor drive device and a linear motor.
  • a linear motor consists of a stator with multiple coils lined up, and a mover made up of permanent magnets that are spaced apart from the stator and move in the direction in which the stator coils are lined up. ing.
  • a technology has been commercialized that proposes new added value to the linear motor by individually controlling the current flowing through each coil of the stator, especially by independently controlling multiple movers. .
  • a method is used in which a full-bridge or half-bridge single-phase inverter is connected to each coil and a voltage is applied to each coil individually (for example, Patent Document 1 Fig. 2a, Fig. 2b).
  • the linear motor drive method disclosed in Patent Document 2 is simply a drive method in which the conduction to a positive power source or negative power source using a brush in a DC linear motor is simply replaced with a half-bridge switch. Therefore, it is not possible to apply any voltage to each coil, and the degree of freedom in controlling the movement of the mover is very low.
  • the present application was made to solve the above-mentioned problems, and has a small number of switches, a high degree of freedom in the voltage waveform applied to each coil, and a DC power supply voltage that can be applied in positive and negative directions. It is an object of the present invention to provide a linear motor drive device that has a high degree of freedom in controlling the movement of a movable element.
  • the linear motor drive device disclosed in the present application has a stator in which a plurality of coils are arranged side by side, and a half bridge composed of a series body of a plurality of switches, the number of which is one more than the number of coils.
  • the plurality of coils are electrically connected in series, and both ends of the series body of the series-connected coils and each connection point between the coils are connected to different output points of the half bridge.
  • each applied voltage command of the voltage applied to each coil of the plurality of coils is a half-bridge output voltage calculator for calculating the output voltage command of each of the half-bridges based on the calculation, and using the half-bridge output voltage command for each of the half-bridges calculated by the half-bridge output voltage calculator.
  • the device includes a switching controller that obtains a switching signal for controlling each of the half-bridge switches and controls the driving of all the half-bridge switches.
  • the number of switches is small, the voltage waveform applied to each coil has a high degree of freedom, the voltage of the DC power supply can be applied in positive and negative directions, and the linear motion has a high degree of freedom in controlling the movement of the mover.
  • a driving device for a motor can be provided.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 1 is a schematic diagram showing the configuration of a general linear motor.
  • 1 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to Embodiment 1, including a movable element.
  • FIG. 1 is a diagram showing the structure of a switching controller of a linear motor drive device according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a waveform of an induced voltage generated in a coil of the linear motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of a switching operation of the linear motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to a second embodiment.
  • 7 is a diagram showing an example of a waveform of an induced voltage generated in a coil of a linear motor drive device according to a second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the internal structure of a half-bridge output voltage calculator 81 of a linear motor drive device according to a third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a waveform of an induced voltage generated in a coil of a linear motor drive device according to Embodiment 3.
  • FIG. 12 is a diagram showing another example of the waveform of the induced voltage generated in the coil of the linear motor drive device according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing still another example of the waveform of the induced voltage generated in the coil of the linear motor drive device according to the third embodiment.
  • FIG. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing another configuration of the linear motor drive device according to the fourth embodiment.
  • 15 is a block diagram showing the internal structure of a coil current calculator in the configuration of FIG. 14 of the linear motor drive device according to Embodiment 4.
  • FIG. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the structure of a switching controller of a linear motor drive device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a waveform of an induced voltage generated in a coil of a linear motor drive device according to Embodiment 5.
  • FIG. 12 is a diagram showing another example of the waveform of the induced voltage generated in the coil of the linear motor drive device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing still another example of the waveform of the induced voltage generated in the coil of the linear motor drive device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing still another example of the waveform of the induced voltage generated in the coil of the linear motor drive device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing an internal structure of a current controller 100 in the configuration of FIG. 16 of a linear motor drive device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram showing the internal structure of integral calculators 1030 to 1035 in the configuration of FIG. 22 of the linear motor drive device according to Embodiment 5.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of voltage and current waveforms applied to a coil of a linear motor drive device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing another example of the voltage and current waveforms applied to the coils of the linear motor drive device according to the fifth embodiment.
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing an example of a specific configuration of a switching controller of a linear motor drive device according to the present application.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to Embodiment 1
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing the configuration of a general linear motor.
  • the linear motor is composed of a stator 20 and a movable element 9 arranged at a distance from the stator 20 and made of a permanent magnet.
  • the stator 20 has a configuration in which a plurality of coils are arranged side by side, and the movable element 9 moves in the direction in which the coils of the stator 20 are arranged.
  • coils 1 to 6 are coils wound around a stator 20 of a linear motor.
  • One end of the coil 1 disposed at one end is connected to the connection point of the switch 11a and switch 11b connected in series, and the other end of the coil 1 is connected to one end of the coil 2 and the switch 12a connected in series. It is connected to the connection point of switch 12b.
  • the other end of the coil 2 is connected to one end of the coil 3 and a connection point between the switches 13a and 13b connected in series.
  • coils 3, 4, 5, and 6 are connected in series, and the connection points between the coils are switch 14a and switch 14b, switch 15a and switch 15b, and switch 16a and switch 16b, which are connected in series. Connected to each connection point.
  • the other end of the coil 6 disposed at the other end is connected to the connection point of the switches 17a and 17b connected in series. Further, both ends of the switches connected in series are connected to the plus (+) side and the minus (-) side of a common DC power source 7 to be supplied with power.
  • each coil of the linear motor stator is connected in series, and a plurality of switches are connected in series at both ends of the series body of the coils and at the connection point between the coils.
  • the output of the half-bridge connected to is connected.
  • the linear motor drive device shown in FIG. 1 shows an example of a stator with six coils, but the linear motor drive device disclosed in the present application can have any number of coils, and has N coils. In this configuration, N+1 half bridge circuits are connected to each other.
  • the number of coils generally needs to be 4 or more, so the linear motor disclosed in this application
  • the drive device is effective when the number of coils is 4 or more and the number of half bridge circuits is 5 or more.
  • the linear motor drive device according to No. 1 can be configured with (number of coils+1) ⁇ 2 switches.
  • the number of coils is 6 as shown in Figure 1, 24 switches are required in the conventional full bridge circuit, but in the circuit shown in Figure 1, it is possible to configure the drive circuit with 14 switches. , it can be seen that the number of switches can be significantly reduced.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the linear motor drive device according to the first embodiment, including the linear motor mover 9.
  • the movable element 9 of the linear motor shows an example equipped with permanent magnet magnetic poles (N pole, S pole), and each coil 1 to The voltage applied to 6 changes.
  • the switch 11a and the switch 11b are collectively shown as a half bridge 11, and the other half bridges 12 to 17 are also shown in the same manner.
  • the respective applied voltage commands applied to each coil 1, 2, 3, 4, 5, and 6 to control the linear motor are v 1 * , v 2 *, v 3 * , v 4 * , v 5 * , v 6 Represented by * .
  • the switching controller 8 calculates switching signals g 11 , g 12 , g 13 , g 14 , g 15 , g 16 , and g 17 based on these applied voltage commands v 1 * to v 6 *, and each half bridge 11 Output to ⁇ 17. In each half bridge, if the switching signal is 1, the upper switch is turned on and the lower switch is turned off, and if the switching signal is 0, the upper switch is turned off and the lower switch is turned on.
  • FIG. 4 is a diagram showing the structure of the switching controller 8 of the linear motor drive device according to the first embodiment.
  • the applied voltage commands v 1 * to v 6 * to each coil are input to the half-bridge output voltage calculator 81, and each half-bridge output voltage command v 11 * , v 12 is expressed by the following formula using an internal adder. * , v 13 * , v 14 * , v 15 * , v 16 * , v 17 * . It is assumed that the applied voltage command is defined such that the right terminal of the coil is on the + side and the left terminal of the coil is on the - side.
  • the half-bridge output voltage command v 11 * of the half-bridge 11 (also referred to as a first half-bridge) to which one end of the series body of six coils is connected is set to 0 as a reference voltage.
  • the applied voltage command is calculated for each coil using characteristic parameters of the linear motor from the position and speed of the movable element for each coil, the desired current value to be passed through the coil, etc., and the calculated applied voltage command is 1 * to v 6 * .
  • Each of these half-bridge output voltage commands v 11 * to v 17 * is multiplied by a gain of 2/V dc by a modulation factor calculator 82 to calculate the modulation factors m 11 to m 17 of each half bridge.
  • V dc is the voltage applied to each half bridge output by the DC power supply 7.
  • the carrier generator 84 generates a carrier wave c for pulse width modulation, for example, a triangular wave, and in the case of FIG. 4, the triangular wave changes between -1 and 1 depending on the relationship with the gain of the modulation rate calculator 82. .
  • the comparator 83 compares each half-bridge modulation rate m 11 to m 17 inputted from the modulation rate calculator 82 with the carrier wave c inputted from the carrier generator 84, and if the modulation rate is larger, 1, or 0 if the carrier wave is larger, is output to each half bridge as switching signals g 11 to g 17 .
  • FIG. 5 shows the waveform of the induced voltage generated in the coil by the permanent magnet magnetic flux of the mover 9 when the mover 9 moves at a constant speed over the coils 1 to 3 as shown in FIG.
  • the induced voltage in the coil 1 is v 1
  • the induced voltage in the coil 2 is v 2
  • the induced voltage in the coil 3 is v 3
  • the horizontal axis represents the passage of time t.
  • the magnetic pole pitch (distance between the N-pole center and the S-pole center) of the mover 9 and the distance between adjacent independently wound coils are equal;
  • the induced voltage generated when the mover 9 passes through a certain coil is equivalent to one period of a sine wave, the induced voltage of the adjacent coil will be a waveform in which the phase of this sine wave is shifted by 180 degrees. becomes.
  • the current flowing through each coil may be set to 0, and for this purpose, a voltage equal to the induced voltage may be applied to each coil.
  • the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of each coil are as follows.
  • the voltages applied to the coils 4, 5, and 6 at time t1 are all zero.
  • This applied voltage command is input to the half-bridge output voltage calculator 81 of the switching controller 8, and the following half-bridge output voltage commands v 11 * to v 17 * are calculated.
  • FIG. 6 shows waveforms of an example of the switching operation of the drive circuit described above.
  • a modulation rate calculator 82 calculates each half-bridge modulation rate m 11 to m 17 from each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * , and a comparator 83 calculates a switching signal g from this modulation rate and carrier wave c. 11 to g 17 are produced.
  • the modulation rate is the half-bridge output voltage command multiplied by the gain 2/V dc , that is, the half-bridge output voltage command divided by V dc /2.
  • the modulation rate is 0.5.
  • a half bridge with a modulation factor of -0.5 turns on the positive side switch for 50% of the carrier wave period, and a half bridge with a modulation rate of -0.5 turns on the negative side switch for 50% of the carrier wave period.
  • the modulation rate is 1
  • the half-bridge will keep the switch on the positive side turned on during the period when the modulation rate is 1, and if the modulation rate is -1, the half-bridge will keep the switch on the negative side during the period when the modulation rate is -1. Keep the switch on.
  • the modulation rate exceeds 1 the half bridge continues to turn on the positive side switch for the period when the modulation rate exceeds 1, as in the case where the modulation rate is 1.
  • the modulation rate is the percentage of the period during which the plus side or minus side switch provided in the half bridge is turned on.
  • Each half bridge is driven by a switching signal based on this modulation rate, and voltages v 11 to v 17 are applied to both ends of the coils 1 to 6 at the half bridge output point shown in FIG.
  • FIG. 6 shows the voltage at each half-bridge output point, and the voltage applied to each coil is the voltage difference between the half-bridge outputs connected to both ends of the coil, and the coil applied voltages v 1 , v 2 shown in FIG.
  • the linear motor drive device can significantly reduce the number of required switches compared to a drive device using a conventional full-bridge circuit as described in Patent Document 1, for example. Similar to the conventional full-bridge circuit, it is possible to apply an arbitrary voltage of + or - to each coil with a magnitude up to the voltage of the DC power supply. This makes it possible to realize a linear motor drive device that has the same control freedom as the conventional system while reducing the size and cost of the drive circuit.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to the second embodiment, and shows an example of driving two movers 9a and 9b. If the movers 9a and 9b are at the positions shown in FIG. 7 and are moving at a constant speed in the direction of the arrow, and the mover 9a is moving at half the speed of the mover 9b, the mover FIG. 8 shows the waveform of the induced voltage generated in the coil by the permanent magnet magnetic flux.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a linear motor drive device according to the second embodiment, and shows an example of driving two movers 9a and 9b. If the movers 9a and 9b are at the positions shown in FIG. 7 and are moving at a constant speed in the direction of the arrow, and the mover 9a is moving at half the speed of the mover 9b, the mover FIG. 8 shows the waveform of the induced voltage generated in the coil by the permanent magnet magnetic flux.
  • FIG. 8 shows the waveform of the induced voltage generated in
  • the induced voltage in coil 1 is v 1
  • the induced voltage in coil 2 is v 2
  • the induced voltage in coil 3 is v 3
  • the induced voltage in coil 4 is v 4
  • the induced voltage in coil 5 is v 5
  • the induced voltage of 6 is denoted by v 6 .
  • the relationship between the magnetic pole pitch of the mover and the distance between each coil is the same as in Fig. 3, and the induced voltage generated by the mover moving at a constant speed has a sine wave phase of 180° in the adjacent coils. The waveform is shifted by °, and the amplitude of the sine wave is proportional to the moving speed of the movable element.
  • the amplitude of the induced voltage generated in the coil by the movable element 9b is indicated as a.
  • the current flowing through each coil may be set to 0, and for this purpose, a voltage equal to the induced voltage may be applied to each coil.
  • the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of each coil are as follows.
  • This applied voltage command is input to the half-bridge output voltage calculator 81 of the switching controller 8, and the following half-bridge output voltage commands v 11 * to v 17 * are calculated.
  • each half-bridge 11 to 17 is operated by a signal generated by the switching controller 8, as in the first embodiment, and a desired voltage is applied to each coil.
  • the thrust force generated in the movers 9a and 9b is set to 0, but by manipulating the applied voltage command of each coil, the desired thrust force can be generated in the movers 9a and 9b, or It is possible to perform the following operations.
  • a case has been described in which there are two movers and six coils, but it goes without saying that it is possible to operate with a combination of a larger number of movers and coils.
  • the desired operation is performed on the plurality of movers by controlling the applied voltage command for each coil. can be set.
  • the linear motor drive device can greatly reduce the number of required switches and increase movability compared to the conventional drive device as described in Patent Document 1, for example.
  • the degree of freedom in controlling the movement of the child is high, and it is possible to cause a plurality of movable children to perform desired operations, similar to conventional circuits. This makes it possible to realize the same functions as the conventional system while reducing the size and cost of the drive circuit.
  • FIG. 9 is a diagram showing the internal structure of the half-bridge output voltage calculator 81 in the linear motor drive device according to the third embodiment, and other parts are the same as those in the first and second embodiments.
  • the characteristics of each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * in the present application will first be described.
  • This time t 1 is one of the points where the difference between the maximum value and the minimum value of each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * is the largest, and each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 *
  • the maximum value is a and the minimum value is 0, and it can be seen that in this case, the half-bridge output voltage command is biased toward the positive side.
  • the absolute value of the modulation factor increases. In the relationship between the carrier wave and the modulation rate shown in Figure 6, if the modulation rate is greater than 1, which is the peak of the carrier wave, or less than -1, the half-bridge output voltage will no longer follow the modulation rate, and the correct voltage output will be incorrect. become unable.
  • v 11 * which is the standard for the half-bridge output voltage command, instead of 0 as the reference voltage.
  • the maximum value of v 11 * to v 17 * is a and the minimum value is 0, so the value ⁇ a/2 that cancels a/2, which is the average of the maximum and minimum values, is used as the corrected reference voltage. It is sufficient to newly give the output voltage command v 11 * of the half bridge 11.
  • the corrected half-bridge output voltage commands v 11 ** to v 17 ** corrected by this are as follows.
  • the maximum value of the half-bridge output voltage command is corrected to a/2 and the minimum value to -a/2 while maintaining the coil applied voltage commands v 1 * to v 6 * as shown in the results below. , it can be seen that the bias in the half-bridge output voltage command has disappeared.
  • the half-bridge output voltage calculator 81 according to the third embodiment shown in FIG. 9 and which includes this correction function will be described. From the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of each coil, first, the first half-bridge output voltage command v 1 * is set to 0, and the uncorrected half-bridge output voltage commands v 12 * to v 17 * are sequentially obtained by an adder. An appropriate corrected half-bridge output voltage command v 11 ** is calculated from these half-bridge output voltage commands v 11 * to v 17 * by the voltage corrector 85, and the corrected half-bridge output voltage command v 11 ** is calculated as the corrected reference voltage. Based on the bridge output voltage command v 11 ** , corrected half-bridge output voltage commands v 12 ** to v 17 ** are sequentially calculated by an adder and output.
  • each coil induced voltage waveform due to the relationship between the magnetic pole pitch of the movable element of the linear motor and the distance between each coil.
  • the voltage waveform shown in Fig. 5 is for a linear motor in which the magnetic pole pitch of the mover is equal to the distance between adjacent independently wound coils.
  • the waveform has a phase shift of 180°.
  • FIG. 10 shows an example of the induced voltage waveform of each coil when the magnetic pole pitch is 1.5 times the distance between adjacent coils.
  • each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * before correction at time t 3 is as follows.
  • FIG. 11 shows an example of the induced voltage waveform of each coil when the magnetic pole pitch is twice the distance between adjacent coils.
  • each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * before correction at time t 4 is as follows.
  • FIG. 12 shows an example of the induced voltage waveform of each coil when the magnetic pole pitch is three times the distance between adjacent coils.
  • each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * before correction at time t 5 is as follows.
  • the half-bridge output voltage calculator 81 equipped with the voltage corrector 85 according to the third embodiment will follow the modulation rate until the bus voltage V dc and the coil induced voltage amplitude a become equal. correct voltage output. This is equal to the voltage range that a full-bridge circuit can apply to the coil. Even if a plurality of movers are moving, if the moving directions of the movers are the same, as shown in the second embodiment, each of the necessary half-bridge output voltage commands v 11 * to v 17 * Since the difference between the maximum value and the minimum value corresponds to the induced voltage amplitude a of the mover moving at the highest speed, there is no difficulty in outputting the voltage.
  • the magnetic pole pitch of the movable element is three times the distance between adjacent coils
  • the effect of expanding the coil applied voltage range according to the present invention is almost negated for the half-bridge circuit.
  • This operational constraint becomes stronger as the magnetic pole pitch of the mover becomes larger than the distance between adjacent coils. Therefore, in a linear motor to which the linear motor drive device of the present application is applied, the magnetic pole pitch of the mover becomes larger than the distance between adjacent coils. Desirably, it is 1.5 times or less of the distance, and it is appropriate for the design to be 2.5 times or less even considering the merits of cost and size.
  • the linear motor drive device can greatly reduce the number of required switches, and is compatible with the conventional drive device as described in Patent Document 1, for example.
  • the conventional drive device as described in Patent Document 1, for example.
  • FIG. 13 shows the configuration of a linear motor drive device according to the fourth embodiment.
  • this configuration includes current sensors 21 to 26 that detect the current flowing through each coil 1 to 6 and output each coil current measurement value i 1 to i 6 , and a current command for each coil.
  • Current control that calculates and outputs voltage commands v 1 * to v 6 * to be applied to each coil based on i 1 * to i 6 * (hereinafter referred to as coil current commands) and each coil current measurement value i 1 to i 6
  • coil current commands i 1 * to i 6 *
  • a container 10 is provided.
  • a switching controller 80 is configured by a controller 88 and a current controller 10 having the same functions as the switching controller 8 shown in FIG. 3 or 7.
  • the coil current commands i 1 * to i 6 * are given by a higher-level controller (not shown) in order to control the thrust generated by the movable element 9, the position and speed of the movable element.
  • the current controller 10 sets applied voltage commands v 1 * to v 6 for each of the coils 1 to 6 so that each coil current command i 1 * to i 6 * and each coil current measurement value i 1 to i 6 match .
  • a group of controllers that perform control by operating * for example, a current that calculates the deviation between the current command and the measured current value for each coil current and outputs the applied voltage command for each coil via a proportional-integral controller. It is a feedback controller.
  • each half bridge current signal i 11 to i 16 is input to a coil current calculator 101, and each coil current measurement value i 1 to i 6 is calculated and output.
  • the switching controller 80 is configured by a controller 88 having the same functions as the switching controller 8 shown in FIG. 3 or 7, a current controller 10, and a coil current calculator 101.
  • FIG. 15 shows the internal structure of the coil current calculator 101. Based on the connection relationship between each coil 1 to 6 and half bridges 11 to 16, each coil current measurement value i 1 to i 6 is calculated from each half bridge current signal i 11 to i 16 using the following formula.
  • the linear motor drive device controls each coil current to match the command value according to the current command, so that the linear motor can be controlled with higher precision.
  • a coil current calculator that calculates each coil current from each half-bridge circuit output current, the number of connection terminals between the drive circuit and the coils can be reduced, and the conventional method described in Patent Document 1, for example, can be reduced. It becomes possible to realize similar functions.
  • FIG. 16 shows the configuration of a linear motor drive device according to the fifth embodiment.
  • a controller 881 has the same function as the switching controller 8 shown in FIG. 3 or 7, and outputs the modulation factors m 11 to m 17 of each half bridge.
  • a modulation rate saturation detector 882 that detects the modulation rates m 11 to m 17 of each half bridge and outputs each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 ;
  • a coil voltage saturation detector 883 that outputs each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 is provided.
  • a current controller that calculates voltage commands v 1 * to v 6 * to be applied to each coil based on each coil current measurement value i 1 to i 6 and the saturation signal fc 11 to fc 16 detected by the coil voltage saturation detector 883. 100 constitutes a switching controller 880.
  • the modulation rate saturation detector 882 detects each modulation rate m 11 to m 17 , and when the absolute value of each modulation rate m 11 to m 17 is greater than 1, the modulation rate saturation detector 882 detects each modulation rate m 11 to m 17 .
  • Each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 outputs 1, and each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 outputs 0 when it is smaller than 1.
  • the coil voltage saturation detector 883 detects each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 output from the modulation rate saturation detector 882 and converts each modulation rate saturation signal into a coil voltage saturation signal. Alternatively, each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 of 0 is output.
  • the current controller 100 ensures that each coil current command i 1 * to i 6 * matches each coil current measurement value i 1 to i 6 for each coil 1 to 6 . It is a group of controllers that performs control by manipulating applied voltage commands v 1 * to v 6 * as shown in FIG. This is a current feedback controller that outputs the applied voltage command for each coil through the controller. However, when each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 output from the coil voltage saturation detector 883 is detected by the integral calculator, and each detected coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 is 1, the integral calculation is performed. It has the function of stopping or updating the integral calculation of the instrument.
  • FIG. 17 is a diagram showing the internal structure of the controller 881 shown in FIG. 16, which has the same function as the switching controller 8 shown in FIG. It has a function of outputting the ratios m 11 to m 17 .
  • FIG. 18 shows an induced voltage waveform generated in the coil when the mover 9 passes over the coils 1 to 6 and the mover speed becomes 3/2 times as high at time t6 .
  • the induced voltage waveform of coil 1 is v 1
  • the induced voltage of coil 2 is v 2
  • the induced voltage of coil 3 is v 3
  • the induced voltage of coil 4 is v 4
  • the induced voltage of coil 5 is v 5
  • the induced voltage in the coil 6 is shown as v6
  • the horizontal axis represents the passage of time t.
  • a voltage equal to the induced voltage may be applied to each coil as in the third embodiment.
  • this applied voltage command is input to the half-bridge output voltage calculator 81 of the controller 881, and the waveforms of each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * shown in FIG. 19 are calculated.
  • the calculated waveforms of each half-bridge output voltage command v 11 * to v 17 * are input to the voltage corrector 85, and the voltage correction amount shown in FIG. 20 is calculated.
  • Each corrected half- bridge output voltage command v 11 ** to v 17 ** shown in FIG. It shows the waveform after application.
  • the maximum value of each corrected half bridge output voltage command v 11 ** to v 17 ** becomes a/2 before the mover speed becomes 3/2 times at time t 6 , The minimum value is -a/2.
  • the maximum value of each corrected half bridge output voltage command v 11 ** ⁇ v 17 ** becomes 3a/4 and the minimum value becomes -3a/4.
  • each corrected half-bridge output voltage command v 11 ** to v 17 ** increases as the induced voltage increases after time t 6
  • the correction half-bridge output voltage commands v 11 ** to v 17 ** are calculated by the modulation factor calculator 82 shown in FIG. Assume that the absolute value of the modulation factors m 11 to m 17 of each half bridge exceeds 1.
  • each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 output by the controller 881 shown in FIG. 16 becomes 1.
  • Coil voltage saturation detector 883 receives each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 outputted from modulation rate saturation detector 882, and outputs each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 .
  • the input/output relationship between each modulation rate saturation signal fm 11 to fm 17 and each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 is as follows.
  • each coil voltage saturation signal outputs 0.
  • the case where the absolute values of the modulation factors m 11 to m 17 of all half bridges exceed 1 is taken as an example, but the absolute value of the modulation factors of only some half bridges may exceed 1.
  • the coil voltage saturation signal of the coils connected to more than one half bridge is set to one.
  • FIG. 22 is a diagram showing the internal structure of the current controller 100 for achieving the functions described above.
  • the current controller 100 includes an output of a proportional calculator 1020 that proportionally multiplies the deviation between each coil current command i 1 * to i 6 * and each coil current measurement value i 1 to i 6 , and an integral calculator 1030 to 1035 that performs an integral calculation. It has a function to add each output. As shown in FIG. 22, each coil voltage saturation signal fc 11 to fc 16 is input to a current controller 100.
  • FIG. 23 is a diagram showing the internal structure of the integral calculators 1030 to 1035 provided in the current controller 100, and the integral calculator group is shown as 100a.
  • Each of the integral calculators 1030 to 1035 calculates the deviation between each coil current command i 1 * to i 6 * and each coil current measurement value i 1 to i 6 using the coil voltage saturation signals fc 11 to fc 16 . The difference is whether 0 is input to the integrator. 0 is input to the integrator whose value is 1 among the coil voltage saturation signals fc 11 to fc 16 (that is, the integral operation is stopped), and the integrator whose value is 0 among the coil voltage saturation signals fc 11 to fc 16 is inputted.
  • FIG. 24 shows the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of each coil, coil 4 when the integral calculation of the current controller is not stopped in the section where the coil voltage saturation signals fc 11 to fc 16 output 1.
  • the current integrated value calculated from the deviation of the value i4 is shown. Since the applied voltage command v 4 * of the coil 4 exceeds the output possible voltage, it is not possible to apply the voltage according to the command, and accordingly, the coil current measurement value i 4 cannot be set as the current according to the command value.
  • the integral calculation was not stopped in the section where the coil voltage saturation signal fc 14 outputs 1, the deviation between the coil current command i 4 * and the coil current measurement value i 4 continues to be integrated, and the coil voltage saturation signal fc 14
  • the current integrated value stored in the integral calculator 1033 is output at the moment when the current value switches from 1 to 0, causing hunting to occur in the current measurement value i 4 , causing the coil current measurement value i 4 to change to the coil current command i 4 * . convergence becomes slower.
  • FIG. 25 shows the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of the coil and the applied voltage command of the coil 4 when the integral calculation of the current controller is stopped in the section where the coil voltage saturation signals fc 11 to fc 16 output 1.
  • v 4 * , coil applied voltage v 4 *** , coil current command i 4 * and coil current measurement value i 4 , coil current command i 4 * and coil current measurement value i 4 in integral calculator 1033 shown in FIG. Indicates the current integrated value calculated from the deviation.
  • each applied voltage command of each coil is combined with the measured value of the current flowing through the coil and each current command for the coil.
  • the current controller is created by a current controller having an integral calculator that inputs the deviation of If two coils are connected to the half bridge, as in cases 12 to 16, then those two coils, or in the case of a half bridge at both ends, in which only one coil is connected, as in half bridges 11 and 17, the Since the integral calculation of the integral calculator for one coil is stopped or the previous integral value of the integral calculator is updated to a different value, hunting of the coil current is suppressed.
  • the switching controller in each of the above embodiments specifically includes an arithmetic processing unit 801 such as a CPU (Central Processing Unit), and a storage device 802 that exchanges data with the arithmetic processing unit 801, as shown in FIG. , an input/output interface 803 for inputting and outputting signals between the arithmetic processing unit 801 and the outside.
  • the arithmetic processing device 801 may include an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an IC (Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), various signal processing circuits, and the like.
  • the storage device 802 includes a RAM (Random Access Memory) configured to be able to read and write data from the arithmetic processing unit 801, a ROM (Read Only Memory) configured to be able to read data from the arithmetic processing unit 801, etc.
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • the input/output interface 803 is, for example, an interface for inputting applied voltage commands v 1 * to v 6 * or current commands i 1 * to i 6 * of each coil to the command arithmetic processing device 801, and also an interface for inputting the applied voltage commands v 1 * to v 6 * of each coil to the command processing unit 801, and the current sensors 21 to 26. It is comprised of an A/D converter for inputting each coil current measurement value i 1 to i 6 from 1 to 2 to an arithmetic processing unit 801, a drive circuit for outputting a drive signal to each switching element, and the like.

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Abstract

直列に接続された複数のコイル（１～６）が並んで配置された固定子と、複数のハーフブリッジ（１１～１７）とを有し、コイルの直列体の両端、およびコイル同士の各接続点は、それぞれ、異なるハーフブリッジの出力点に接続され、各コイル（１～６）に交流電圧が印加されるリニアモータの駆動装置において、各コイル（１～６）に印加される電圧の各印加電圧指令に基づいて、それぞれのハーフブリッジ（１１～１７）の出力電圧指令を演算により求めるハーフブリッジ出力電圧演算器（８１）を備え、求めたそれぞれのハーフブリッジ出力電圧指令を用いてそれぞれのハーフブリッジ（１１～１７）のスイッチを制御するスイッチング信号を求めるスイッチング制御器（８）を備えるようにした。

Description

リニアモータの駆動装置およびリニアモータ
　本願は、リニアモータの駆動装置およびリニアモータに関するものである。
　リニアモータは、複数のコイルが並べられた固定子と、この固定子と間隔を隔てて配置され、固定子のコイルが並べられた方向に移動する永久磁石で構成される可動子とで構成されている。このリニアモータにおいて、固定子の各コイルに流れる電流を個別に制御することによって、特に複数の可動子を独立して制御して、リニアモータに新しい付加価値を提案する技術が製品化されている。従来の技術では、各コイルの電流の個別制御を実現するため、コイル毎にフルブリッジあるいはハーフブリッジの単相インバータを接続し、各コイルに個別に電圧を印加する方式が用いられている（例えば特許文献１　Fig.2a、Fig.2b）。
　また、直流リニアモータにおいて、並んでいる複数のコイルを電気的に直列に接続し、コイル同士の接続点に、それぞれスイッチが直列接続されたハーフブリッジ回路の出力点を接続し、各ハーフブリッジの入力に直流電源の電圧を印加して、各スイッチを位置センサの信号を入力とした論理回路により制御して各コイルに直流電流を流して駆動する方式のリニアモータの駆動装置が知られている（例えば特許文献２）。
米国特許明細書第２０１９／０３８６５８８号 特開昭６４－１４６６号公報
　特許文献１に開示されている方式においては、各コイルに印加できる電圧波形の自由度は高いが、１つのコイルにハーフブリッジのように２つのスイッチを用いた場合は、コイルに印加できる電圧最大値が直流電源の電圧の半分に制約される。また、コイルに直流電源の電圧を正負に印加するためにはフルブリッジのように、一つのコイルに４つのスイッチが必要であり、ハーフブリッジを用いる場合に比べてスイッチの数が倍増する。
　一方、特許文献２に開示されているリニアモータの駆動方式は、直流リニアモータにおけるブラシによるプラス電源あるいはマイナス電源への導通を、単にハーフブリッジのスイッチ切替に置き換えた駆動方式にすぎない。したがって、各コイルに任意の電圧を印加することができず、可動子の動きの制御の自由度が非常に低い。
　本願は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、スイッチの数が少なく、かつ各コイルに印加する電圧波形の自由度が高く、直流電源の電圧を正負に印加することができ、可動子の動きの制御の自由度が高いリニアモータの駆動装置を提供することを目的とする。
　本願に開示されるリニアモータの駆動装置は、複数のコイルが並んで配置された固定子と、前記コイルの個数よりも１多い個数の、複数のスイッチの直列体で構成されるハーフブリッジを有し、前記複数のコイルは電気的に直列に接続されており、この直列に接続されたコイルの直列体の両端、およびコイル同士の各接続点は、それぞれ、異なる前記ハーフブリッジの出力点に接続され、それぞれの前記ハーフブリッジの両端が直流源に接続され、各コイルに交流電圧が印加されるリニアモータの駆動装置において、前記複数のコイルの各コイルに印加される電圧の各印加電圧指令に基づいて、それぞれの前記ハーフブリッジの出力電圧指令を演算により求めるハーフブリッジ出力電圧演算器を備えるとともに、このハーフブリッジ出力電圧演算器により求めたそれぞれの前記ハーフブリッジに対するハーフブリッジ出力電圧指令を用いてそれぞれの前記ハーフブリッジのスイッチを制御するスイッチング信号を求めて全ての前記ハーフブリッジのスイッチの駆動を制御するスイッチング制御器を備えたものである。
　本願によれば、スイッチの数が少なく、かつ各コイルに印加する電圧波形の自由度が高く、直流電源の電圧を正負に印加することができ、可動子の動きの制御の自由度が高いリニアモータの駆動装置を提供することができる。
実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の構成を示す模式的な回路図である。 一般的なリニアモータの構成を示す模式図である。 実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の構成を、可動子を含んで示すブロック図である。 実施の形態１によるリニアモータの駆動装置のスイッチング制御器の構造を示す図である。 実施の形態１によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の一例を示す線図である。 実施の形態１によるリニアモータの駆動装置のスイッチング動作の一例を波形で示す図である。 実施の形態２によるリニアモータの駆動装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態２によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の一例を示す線図である。 実施の形態３によるリニアモータの駆動装置のハーフブリッジ出力電圧演算器８１の内部構造を示す図である。 実施の形態３によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の一例を示す線図である。 実施の形態３によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の別の例を示す線図である。 実施の形態３によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形のさらに別の例を示す線図である。 実施の形態４によるリニアモータの駆動装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４によるリニアモータの駆動装置の別の構成を示すブロック図である。 実施の形態４によるリニアモータの駆動装置の図１４の構成におけるコイル電流演算器の内部構造を示すブロック図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のスイッチング制御器の構造を示す図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の一例を示す線図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形の別の例を示す線図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形のさらに別の例を示す線図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに発生する誘起電圧の波形のさらに別の例を示す線図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置の図１６の構成における電流制御器１００の内部構造を示す図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置の図２２の構成における積分演算器１０３０～１０３５の内部構造を示す図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに印加される電圧および電流波形の一例を示す線図である。 実施の形態５によるリニアモータの駆動装置のコイルに印加される電圧および電流波形の別の例を示す線図である。 本願のリニアモータの駆動装置のスイッチング制御器の具体的な構成の一例を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の構成を示す模式的な回路図、図２は一般的なリニアモータの構成を示す模式図である。リニアモータは図２に示すように、固定子２０と、この固定子２０と間隔を隔てて配置され、永久磁石で構成される可動子９とで構成されている。固定子２０は複数のコイルを並べて配置した構成となっており、可動子９は、固定子２０のコイルが並べられた方向に移動する。図１において、コイル１からコイル６は、リニアモータの固定子２０に巻回されているコイルである。一方の端に配置されているコイル１の一端は直列に接続されたスイッチ１１ａとスイッチ１１ｂの接続点に接続され、コイル１の他端はコイル２の一端、ならびに直列に接続されたスイッチ１２ａとスイッチ１２ｂの接続点に接続される。コイル２の他端はコイル３の一端、ならびに直列に接続されたスイッチ１３ａとスイッチ１３ｂの接続点に接続される。同様に、コイル３、４、５、６は直列に接続されつつ、併せてコイル同士の接続点は、直列に接続されたスイッチ１４ａとスイッチ１４ｂ、スイッチ１５ａとスイッチ１５ｂ、スイッチ１６ａとスイッチ１６ｂのそれぞれの接続点に接続される。他方の端に配置されているコイル６の他端は、直列に接続されたスイッチ１７ａとスイッチ１７ｂの接続点に接続される。また直列に接続されたスイッチの両端は、共通の直流電源７のプラス（＋）側およびマイナス（－）側に接続されて給電される。
　このように実施の形態１によるリニアモータの駆動装置においては、リニアモータ固定子の各コイルが直列に接続されるとともに、そのコイルの直列体の両端およびコイル同士の接続点に複数のスイッチが直列に接続されたハーフブリッジの出力が接続される。図１に示すリニアモータの駆動装置ではコイル数が６の固定子の例を示しているが、本願が開示するリニアモータの駆動装置は、コイルの数は任意であって、Ｎ個のコイルに対してＮ＋１個のハーフブリッジ回路が接続される構成である。ただし複数の独立した固定子コイルを持つ効果が、実際の可動子の移動動作に反映されるようになるには、一般的にコイル数は４以上である必要があるので、本願が開示するリニアモータの駆動装置が有効となるのはコイル数が４以上、ハーフブリッジ回路数が５以上の場合である。
　実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の基本的な動作について説明する。コイル１と、スイッチ１１ａと１１ｂおよびスイッチ１２ａと１２ｂはフルブリッジ回路を構成するので、４つのスイッチ１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂの切り替えにより、コイル１に直流電源７の電圧Ｖｄｃを正逆方向に印加することができ、また高速にスイッチを切り替えることにより、平均してみれば中間的な電圧をコイルに印加することもできる。同様に、各コイルの両端に接続されたスイッチによりフルブリッジ回路が構成されるので、図１の駆動回路によれば各コイルに、例えば特許文献１に記載されているような従来のフルブリッジ回路と同様に、振幅の最大電圧が－Ｖｄｃから＋Ｖｄｃの範囲の交流の電圧をコイルに印加することができる。もちろん、制御する可動子の動きによっては、あるコイルに、交流のプラス側またはマイナス側のみの電圧が印加される場合もある。
　一方、スイッチの数を比較すれば、従来の、それぞれのコイルに１個のフルブリッジ回路を接続する構成ではコイル数の４倍の数のスイッチが必要であったのに対して、実施の形態１によるリニアモータの駆動装置では、（コイル数＋１）×２のスイッチで構成することが可能である。例えば図１に示すコイル数６の場合、従来のフルブリッジ回路ではスイッチ２４個が必要であったのに対して、図１の回路ではスイッチ数１４個で駆動回路を構成することが可能であり、スイッチ数を大幅に削減できることが分かる。
　次に実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の動作について説明する。図３はリニアモータの可動子９を含んで示す、実施の形態１によるリニアモータの駆動装置の構成を示すブロック図である。図３において、リニアモータの可動子９は永久磁石磁極（Ｎ極、Ｓ極）を備えた例を示しており、この可動子９の位置、速度、および発生させたい推力により、各コイル１～６に印加する電圧は変化する。なお図３においては、スイッチ１１ａとスイッチ１１ｂは合わせてハーフブリッジ１１として示しており、他のハーフブリッジ１２～１７も同様に表記している。
　リニアモータを制御するために各コイル１、２、３、４、５、６に印加するそれぞれの印加電圧指令はｖ１ ＊、ｖ２ ＊、ｖ３ ＊、ｖ４ ＊、ｖ５ ＊、ｖ６ ＊で表される。スイッチング制御器８はこれらの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊に基づいてスイッチング信号ｇ１１、ｇ１２、ｇ１３、ｇ１４、ｇ１５、ｇ１６、ｇ１７を算出して各ハーフブリッジ１１～１７に出力する。各ハーフブリッジはスイッチング信号が１なら上側スイッチをオンに、下側スイッチをオフに、スイッチング信号が０ならば逆に上側スイッチをオフ、下側スイッチをオンにする。
　図４は実施の形態１によるリニアモータの駆動装置のスイッチング制御器８の構造を示す図である。各コイルへの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊はハーフブリッジ出力電圧演算器８１に入力され、内部の加算器により以下の式で表される各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊、ｖ１２ ＊、ｖ１３ ＊、ｖ１４ ＊、ｖ１５ ＊、ｖ１６ ＊、ｖ１７ ＊に換算される。印加電圧指令は、コイル右側端子を＋側、コイル左側端子を－として定義されているものとする。ここで、６つのコイルの直列体の一端が接続されるハーフブリッジ１１（第１ハーフブリッジとも称する）のハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊は、基準電圧として０を設定する。なお、印加電圧指令は、各コイルに対する可動子の位置と速度、コイルに流す所望の電流値などから、リニアモータの特性パラメータを用いて、コイルごとに算出され、算出された印加電圧指令をｖ１ ＊～ｖ６ ＊とする。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊
　これらの各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊は変調率演算器８２によりそれぞれゲインである２／Ｖｄｃ倍されて、各ハーフブリッジの変調率ｍ１１～ｍ１７が算出される。ここでＶｄｃは直流電源７が出力する各ハーフブリッジへの印加電圧である。
　キャリア発生器８４は、パルス幅変調を行うキャリア波ｃ、例えば三角波を発生し、図４の場合は変調率演算器８２のゲインとの関係により、その三角波は－１～１の間で変化する。比較器８３は、変調率演算器８２から入力された各ハーフブリッジ変調率ｍ１１～ｍ１７と、キャリア発生器８４から入力されたキャリア波ｃの大小を比較し、変調率のほうが大きい場合は１を、キャリア波の方が大きい場合は０を、スイッチング信号ｇ１１～ｇ１７として各ハーフブリッジに出力する。
　図３に示すように可動子９がコイル１～３上を一定速度で移動した場合に、可動子９の永久磁石磁束がコイルに発生する誘起電圧の波形を図５に示す。図５において、コイル１の誘起電圧はｖ１、コイル２の誘起電圧はｖ２，コイル３の誘起電圧はｖ３で示されており、横軸は時刻ｔの経過を表している。図３に示すリニアモータにおいては、可動子９の磁極ピッチ（Ｎ極中央とＳ極中央の間の距離）と、独立して巻回された隣接する各コイル間の距離は等しく、このため図５に示す様に、可動子９があるコイルを通過する際に発生する誘起電圧が正弦波１周期分であるとすると、隣接するコイルの誘起電圧はこの正弦波の位相が１８０°シフトした波形となる。
　このとき、例えば可動子９が推力を発生しないようにするには、各コイルに流れる電流を０にすればよく、それには各コイルに誘起電圧と等しい電圧を印加すればよい。この場合、図５の時刻ｔ１においては、各コイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊は以下のようになる。なお図５には示されていないが、時刻ｔ１におけるコイル４、５、６の印加電圧は全て０である。
ｖ１ ＊＝ａ
ｖ２ ＊＝－ａ
ｖ３ ＊＝０
ｖ４ ＊＝０
ｖ５ ＊＝０
ｖ６ ＊＝０
　この印加電圧指令がスイッチング制御器８のハーフブリッジ出力電圧演算器８１に入力されて、以下の各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊が算出される。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝ａ
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝０
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝０
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝０
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝０
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　図６は、上記に説明した駆動回路のスイッチング動作の例を波形で示したものである。この各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊から変調率演算器８２が各ハーフブリッジ変調率ｍ１１～ｍ１７を算出し、この変調率とキャリア波ｃより比較器８３がスイッチング信号ｇ１１～ｇ１７を生成する。上記のように変調率は、ハーフブリッジ出力電圧指令をゲインである２／Ｖｄｃ倍したもの、すなわちハーフブリッジ出力電圧指令をＶｄｃ／２で除したものであり、例えば変調率が０．５であるハーフブリッジはプラス側のスイッチをキャリア波の周期の５０％の期間オンし、変調率が－０．５であるハーフブリッジはマイナス側のスイッチをキャリア波の周期の５０％の期間オンする。また、例えば変調率が１の場合、ハーフブリッジは変調率が１である期間プラス側のスイッチをオンし続け、変調率が－１の場合、ハーフブリッジは変調率が―１である期間マイナス側のスイッチをオンし続ける。変調率が１を超えた場合、変調率が１の場合と同様、ハーフブリッジは変調率が１を超えた期間プラス側のスイッチをオンし続ける。変調率が―１を超えた場合、変調率が―１のときと同様、ハーフブリッジは変調率が―１を超えた期間マイナス側のスイッチをオンし続ける。このように、変調率はハーフブリッジに備えられたプラス側またはマイナス側のスイッチをオンする期間の割合である。この変調率に基づいたスイッチング信号により各ハーフブリッジが駆動され、図３に示したハーフブリッジ出力点に電圧ｖ１１～ｖ１７がコイル１～６の両端に印加される。図６に各ハーフブリッジ出力点の電圧を示すが、各コイルに印加される電圧はコイル両端に接続されたハーフブリッジ出力の電圧差であり、図６に示したコイル印加電圧ｖ１、ｖ２のように、平均的には各コイルの印加電圧指令に相当する電圧が印加され、コイル３、４、５、６はコイル両端のハーフブリッジ出力点の電圧が同じなので、コイル印加電圧は０である。上記説明では可動子９に発生する推力を０にする場合について説明したが、各コイルの印加電圧指令を操作することにより、可動子９に所望の推力を発生させ、あるいは所望の動作を行わせることが可能である。なお以上の説明では、－Ｖｄｃ～＋Ｖｄｃ間の中間的な電圧の発生に、三角波によるパルス幅変調を行う方法について説明したが、それ以外の電圧生成方法を用いても効果を有するのは言うまでもない。
　以上のような動作により、実施の形態１によるリニアモータの駆動装置は、例えば特許文献１に記載されているような従来のフルブリッジ回路を用いた駆動装置に比べて、必要なスイッチ数を大幅に削減しつつ、従来のフルブリッジ回路と同様に、各コイルに対して直流電源の電圧までの大きさを持つ＋あるいは－の任意の電圧を印加することができる。これにより、駆動回路の大きさ、コストを削減しつつ、従来方式と同様の制御の自由度を有するリニアモータの駆動装置を実現することが可能となる。
実施の形態２．
　図７は、実施の形態２によるリニアモータの駆動装置の構成を示すブロック図であり、２つの可動子９ａ、９ｂを駆動する場合の例を示している。図７に示した位置に可動子９ａ、９ｂがあり、それぞれ矢印の方向に一定速度で移動していて、かつ可動子９ａは可動子９ｂの半分の速度で移動している場合、可動子の永久磁石磁束がコイルに発生する誘起電圧の波形を図８に示す。図８において、コイル１の誘起電圧はｖ１、コイル２の誘起電圧はｖ２、コイル３の誘起電圧はｖ３、コイル４の誘起電圧はｖ４、コイル５の誘起電圧はｖ５、コイル６の誘起電圧はｖ６で示されている。図７に示すリニアモータでは、可動子の磁極ピッチと各コイル間距離の関係は図３と同じであり、一定速度で動く可動子が発生する誘起電圧は隣接するコイルで正弦波の位相が１８０°シフトした波形となるとともに、その正弦波の振幅は可動子の移動速度に比例する。図８では、可動子９ｂがコイルに発生する誘起電圧の振幅をａと示している。
　このとき、例えば可動子９ａ、９ｂが推力を発生しないようにするには、各コイルに流れる電流を０にすればよく、それには各コイルに誘起電圧と等しい電圧を印加すればよい。この場合、図８の時刻ｔ２においては、各コイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊は以下のようになる。
ｖ１ ＊＝ａ／２
ｖ２ ＊＝－ａ／２
ｖ３ ＊＝０
ｖ４ ＊＝０
ｖ５ ＊＝ａ
ｖ６ ＊＝－ａ
　この印加電圧指令がスイッチング制御器８のハーフブリッジ出力電圧演算器８１に入力されて、以下の各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊が算出される。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝ａ／２
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝０
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝０
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝０
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝ａ
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　以上の各ハーフブリッジ出力電圧指令に従い、実施の形態１と同様にスイッチング制御器８が発生した信号により各ハーフブリッジ１１～１７が動作し、所望の電圧が各コイルに印加される。以上の説明では可動子９ａ、９ｂに発生する推力を０にする場合について説明したが、各コイルの印加電圧指令を操作することにより、可動子９ａ、９ｂに所望の推力を発生させ、あるいは所望の動作を行わせることが可能である。なお上記説明の例では、可動子が２つ、コイルが６つの場合について説明したが、より多くの複数の可動子とコイルの組合せでも、動作可能であることは言うまでもない。すなわち、直列接続されたコイルの直列体に対応する位置に少なくとも２個の可動子が存在する場合の各コイルの印加電圧指令を含んで制御することで、複数の可動子に所望の動作を行わせることができる。
　以上のような働きにより、実施の形態２によるリニアモータの駆動装置は、例えば特許文献１に記載されているような従来の駆動装置に比べて、必要なスイッチ数を大幅に削減しつつ、可動子の動きの制御の自由度が高く、従来の回路と同様に、複数の可動子に所望の動作を行わせることが可能である。これにより、駆動回路の大きさ、コストを削減しつつ、従来方式と同様の機能を実現することが可能となる。
実施の形態３．
　図９は、実施の形態３によるリニアモータの駆動装置におけるハーフブリッジ出力電圧演算器８１の内部構造を示す図であり、これ以外の部分については実施の形態１および２と同様である。図９に示すハーフブリッジ出力電圧演算器８１の効果を示すため、まず本願における各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の特性について説明する。実施の形態１で説明したように、図３に示すような、可動子９の磁極ピッチ（Ｎ極中央とＳ極中央の間の距離）と、独立して巻回された隣接する各コイル間の距離が等しいようなリニアモータにおいては、可動子９がコイル上を一定速度で移動した場合には、可動子９の永久磁石磁束は各コイルには図５に示すような誘起電圧が発生し、これにより時刻ｔ１で必要となる各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊を再掲すると以下の通りである。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝ａ
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝０
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝０
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝０
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝０
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　この時刻ｔ１は各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差が最も大きくなる点の一つであり、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊は最大値がａ、最小値が０であって、この場合ハーフブリッジ出力電圧指令が正側に偏っていることが分かる。ハーフブリッジ出力電圧指令が偏ることにより変調率の絶対値が大きくなる。図６に示したキャリア波と変調率の関係において、変調率がキャリア波のピークである１より大きく、あるいは－１より小さくなると、ハーフブリッジ出力電圧が変調率に追従しなくなり、正しい電圧出力ができなくなる。
　ハーフブリッジ出力電圧指令の偏りを修正してハーフブリッジ出力電圧を最大限確保するには、ハーフブリッジ出力電圧指令の基準であるｖ１１ ＊に基準電圧としての０ではなく適切な値を与えればよい。例えばｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値はａ、最小値は０であるので、この最大値と最小値の平均であるａ／２をキャンセルする値－ａ／２を、補正した基準電圧として新たにハーフブリッジ１１の出力電圧指令ｖ１１ ＊に与えれば良い。これにより補正された補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊＊～ｖ１７ ＊＊は以下のようになる。以上の処理により、下記の結果のようにコイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊を維持しつつハーフブリッジ出力電圧指令の最大値がａ／２、最小値が－ａ／２に補正され、ハーフブリッジ出力電圧指令の偏りがなくなっていることが理解できる。
ｖ１１ ＊＊＝－ａ／２
ｖ１２ ＊＊＝ｖ１１ ＊＊＋ｖ１ ＊＝ａ／２
ｖ１３ ＊＊＝ｖ１２ ＊＊＋ｖ２ ＊＝－ａ／２
ｖ１４ ＊＊＝ｖ１３ ＊＊＋ｖ３ ＊＝－ａ／２
ｖ１５ ＊＊＝ｖ１４ ＊＊＋ｖ４ ＊＝－ａ／２
ｖ１６ ＊＊＝ｖ１５ ＊＊＋ｖ５ ＊＝－ａ／２
ｖ１７ ＊＊＝ｖ１６ ＊＊＋ｖ６ ＊＝－ａ／２
　図９に示した、この補正機能を加えた実施の形態３によるハーフブリッジ出力電圧演算器８１の動作について説明する。各コイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊から、まず第1ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１ ＊を０として、補正前のハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１２ ＊～ｖ１７ ＊が加算器により順次算出され、これらのハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊から適切な補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊＊が電圧補正器８５により算出されて、この補正された基準電圧としての補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊＊に基づいて補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１２ ＊＊～ｖ１７ ＊＊が加算器により順次算出されて出力される。
　ここでリニアモータの可動子の磁極ピッチと各コイル間距離の関係による、各コイル誘起電圧波形の変化について説明する。図５に示した電圧波形は、可動子の磁極ピッチと、独立して巻回された隣接する各コイル間の距離が等しいようなリニアモータの場合であり、この場合は隣接するコイルで正弦波の位相が１８０°シフトした波形となる。図５とは異なり、磁極ピッチが、隣接する各コイル間の距離の１．５倍の場合の各コイルの誘起電圧波形の例を図１０に示す。この場合の時刻ｔ３における補正前の各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊は以下の通りである。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝ａ
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝ａ／２
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝０
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝０
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝０
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　また磁極ピッチが、隣接する各コイル間の距離の２倍の場合の各コイルの誘起電圧波形の例を図１１に示す。この場合の時刻ｔ４における補正前の各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊は以下の通りである。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝ａ／√２
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝２ａ／√２
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝ａ／√２
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝０
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝０
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　さらに磁極ピッチが、隣接する各コイル間の距離の３倍の場合の各コイルの誘起電圧波形の例を図１２に示す。この場合の時刻ｔ５における補正前の各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊は以下の通りである。
ｖ１１ ＊＝０
ｖ１２ ＊＝ｖ１１ ＊＋ｖ１ ＊＝√３ａ／２
ｖ１３ ＊＝ｖ１２ ＊＋ｖ２ ＊＝√３ａ
ｖ１４ ＊＝ｖ１３ ＊＋ｖ３ ＊＝０
ｖ１５ ＊＝ｖ１４ ＊＋ｖ４ ＊＝√３ａ／２
ｖ１６ ＊＝ｖ１５ ＊＋ｖ５ ＊＝０
ｖ１７ ＊＝ｖ１６ ＊＋ｖ６ ＊＝０
　図５に示すように、可動子の磁極ピッチと隣接コイル間の距離が等しい場合、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差は各コイルの誘起電圧振幅ａに等しい。また図１０に示すように、可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離の１．５倍の場合も、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差は各コイルの誘起電圧振幅ａに等しい。この場合、実施の形態３による電圧補正器８５を備えたハーフブリッジ出力電圧演算器８１を用いれば、母線電圧Ｖｄｃとコイル誘起電圧振幅ａが等しくなるまで、ハーフブリッジ出力電圧が変調率に追従して正しい電圧出力を行うことが出来る。これは、フルブリッジ回路がコイルに印加できる電圧範囲に等しい。もし複数の可動子が移動していても、可動子の移動する方向が同じであれば、実施の形態２に示したように、必要な各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差は、最も高速で移動する可動子の誘起電圧振幅ａに一致するので、電圧出力が困難になることはない。なお、もし可動子が逆方向に移動している場合には、それぞれの誘起電圧の符号が反対になるので出力電圧範囲に制約が生じるが、有限数のコイルからなる同一の軌道上を複数の可動子が逆方向に高速で動くことは実際の装置の運動からは発生しづらく、実用上制約とはならない。
　これに対して、図１１に示すように、可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離の２倍の場合は、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差が２ａ／√２、可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離の３倍の場合は、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の最大値と最小値の差が√３ａとなって、各コイルの誘起電圧振幅ａを超過する。この場合、本願のリニアモータの駆動装置が正常に運転可能な各コイルの誘起電圧振幅の範囲は、従来のフルブリッジ回路より小さくなり、可動子の最大移動速度を小さくするなどの運転上の制約が生じることになり、特に可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離の３倍の場合は、本願によるコイル印加電圧範囲拡大の効果はハーフブリッジ回路に対してほとんどなくなる。この運転の制約は可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離に比べて大きくなるほど強くなるので、本願のリニアモータの駆動装置を適用するリニアモータにおいては、可動子の磁極ピッチが隣接コイル間の距離の望ましくは１．５倍以下、コスト、サイズのメリットを考慮しても２．５倍以下とするのが、設計上妥当である。
　なお本願のリニアモータの駆動装置については、駆動回路とコイルの接続方法を変える、例えば隣り合うコイルの巻回方向を逆にして発生する誘起電圧の符号を反転する、あるいはハーフブリッジとコイルの接続順を順次ではなく位置の離れたコイルと交互に接続して、隣り合うハーフブリッジ間に発生するコイル誘起電圧の符号を反転する、などすることによっても、先に述べたハーフブリッジ出力電圧による可動子運転上の制約は回避することが出来る。このような駆動回路とコイル接続法では、電圧の制約が緩和される反面、ハーフブリッジに流れる電流が増加することになるが、設計上の選択肢として適用することが可能である。
　以上のような働きにより、実施の形態３によるリニアモータの駆動装置は、例えば特許文献１に記載されているような従来の駆動装置に比べて、必要なスイッチ数を大幅に削減しつつ、適合する設計条件を持つリニアモータについては、従来の装置と同様あるいはそれに近い電圧を各コイルに印加することが可能である。これにより、駆動装置の大きさ、コストを削減しつつ、従来方式と同様の機能を実現することが可能となる。
実施の形態４．
　図１３は実施の形態４によるリニアモータの駆動装置の構成を示したものである。図３に示した構成に加えて、本構成では各コイル１～６に流れる電流を検出して各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６を出力する電流センサ２１～２６と、各コイルの電流指令（以降コイル電流指令とする）ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６に基づき各コイルへの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊を算出して出力する電流制御器１０を備える。ここでは、図３あるいは図７に示すスイッチング制御器８と同様の機能を有する制御器８８と電流制御器１０により、スイッチング制御器８０が構成される。コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊は可動子９が発生する推力、可動子の位置および速度を制御するために、上位の制御器（図示せず）より与えられるものである。電流制御器１０はそれぞれのコイル１～６について、各コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６が一致するように、印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊を操作して制御を行う制御器群であって、例えば各コイル電流毎に電流指令と電流測定値の偏差を算出して比例積分制御器を介して各コイルの印加電圧指令を出力する電流フィードバック制御器である。
　図１４は、電流センサ２１～２６による電流検出を各コイル１～６から各ハーフブリッジ１１～１６の出力電流に変更したものであり、各電流センサ２１～２６からは各ハーフブリッジ電流信号ｉ１１～ｉ１６が出力される。各ハーフブリッジ電流信号ｉ１１～ｉ１６はコイル電流演算器１０１に入力され、各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６が算出、出力される。ここでは、図３あるいは図７に示すスイッチング制御器８と同様の機能を有する制御器８８、電流制御器１０、およびコイル電流演算器１０１により、スイッチング制御器８０が構成される。図１５はコイル電流演算器１０１の内部構造を示している。各コイル１～６とハーフブリッジ１１～１６の接続関係より、各ハーフブリッジ電流信号ｉ１１～ｉ１６から各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６は以下の式で計算される。
ｉ１＝ｉ１１、
ｉ２＝ｉ１＋ｉ１２
ｉ３＝ｉ２＋ｉ１３
ｉ４＝ｉ３＋ｉ１４
ｉ５＝ｉ４＋ｉ１５
ｉ６＝ｉ５＋ｉ１６
　上記のようにハーフブリッジ電流信号からコイル電流測定値を算出することにより、コイル間の接続を駆動回路内で行う必要がなくなり、駆動回路とコイルを接続する端子を削減することができる。なお、図１４に示したように各電流センサをハーフブリッジ回路出力に設ける代わりに、各ハーフブリッジと直流電源の－側端子との接続部に電流検出用抵抗を挿入して電流検出を可能とし、ハーフブリッジ回路のスイッチングによりコイルが直流電源の－側端子に接続される位置で電流検出する方式を用いれば、ハーフブリッジ電流信号と同等の信号を直流電源の－側端子を共通電位とした電圧信号で得られるので、さらに安価な部品で同等の性能を実現することが可能になる。
　以上のような働きにより、実施の形態４によるリニアモータの駆動装置では、電流指令に従って各コイル電流が指令値に一致するよう制御するので、より高精度にリニアモータを制御することが出来る。また各ハーフブリッジ回路出力電流から各コイル電流を算出するコイル電流演算器を用いることにより、駆動回路とコイルとの接続端子を削減しつつ、例えば特許文献１に記載されているような従来方式と同様の機能を実現することが可能となる。
実施の形態５
　図１６は実施の形態５によるリニアモータの駆動装置の構成を示したものである。図１４に示した構成に加えて、本構成では、図３あるいは図７に示すスイッチング制御器８と同様の機能を有し、各ハーフブリッジの変調率ｍ１１～ｍ１７を出力する制御器８８１と各ハーフブリッジの変調率ｍ１１～ｍ１７を検出し、各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７を出力する変調率飽和検出器８８２と、各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７を検出して各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６を出力するコイル電圧飽和検出器８８３を備える。本実施の形態５では、制御器８８１と、変調率飽和検出器８８２とコイル電圧飽和検出器８８３と、図１４に示すコイル電流演算器１０１と、各コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６とコイル電圧飽和検出器８８３より検出された飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６に基づき各コイルへの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊を算出する電流制御器１００により、スイッチング制御器８８０が構成される。
　変調率飽和検出器８８２は、各変調率ｍ１１～ｍ１７を検出し、各変調率ｍ１１～ｍ１７の絶対値が１よりも大きい場合には、各変調率ｍ１１～ｍ１７に対して各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７が１を出力し、１よりも小さい場合には各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７が０を出力する機能を有する。コイル電圧飽和検出器８８３は、変調率飽和検出器８８２より出力される各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７を検出し、各変調率飽和信号をコイル電圧飽和信号へと換算することで、１もしくは０の各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６を出力する。電流制御器１００は、図１４に示す電流制御器１０と同様に、それぞれのコイル１～６について、各コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６が一致するように、印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊を操作して制御を行う制御器群であって、各コイル毎に電流指令と電流測定値の偏差を算出して比例演算器および積分演算器を介して各コイルの印加電圧指令を出力する電流フィードバック制御器である。ただし、積分演算器でコイル電圧飽和検出器８８３から出力された各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６を検出し、検出した各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６が１の場合には積分演算器の積分演算を停止、もしくは更新するという機能を持つ。
　図１７は、図１６に示す制御器８８１の内部構造を示す図であり、図３あるいは図７に示すスイッチング制御器８と同様の機能を有し、さらに変調率演算器８２が算出した各変調率ｍ１１～ｍ１７を出力する機能を有する。
　図１６に示す電流制御器１００の効果を示すため、可動子９がコイル１～６上を通過し、時刻ｔ６にて可動子速度が３/２倍となった場合にコイル発生する誘起電圧が出力可能電圧を上回った場合について説明する。
　図１８に可動子９がコイル１～６上を通過し、時刻ｔ６にて可動子速度が３/２倍となった場合のコイルに発生する誘起電圧波形を示す。図１８において、コイル１の誘起電圧波形はｖ１、コイル２の誘起電圧はｖ２、コイル３の誘起電圧はｖ３、コイル４の誘起電圧はｖ４、コイル５の誘起電圧はｖ５、コイル６の誘起電圧はｖ６で示されており、横軸は時刻ｔの経過を表している。
　このとき、例えば可動子９が推力を発生しないようにするには、実施の形態３と同様、各コイルに誘起電圧と等しい電圧を印加すればよい。この場合、この印加電圧指令が制御器８８１のハーフブリッジ出力電圧演算器８１に入力されて、図１９に示す各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の波形が算出される。算出した各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊の波形は電圧補正器８５に入力され、図２０に示す電圧補正量が演算される。
　図２１に示す各補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊*～ｖ１７ ＊*は、電圧補正器８５において、各ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊～ｖ１７ ＊に図２０に示す電圧補正量を印加した後の波形を表している。電圧補正量を印加することで、時刻ｔ６で可動子速度が３/２倍となる前は各補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊*～ｖ１７ ＊*の最大値はａ/２となり、最小値は－ａ/２となる。時刻ｔ６で可動子速度が３/２倍となった後は、各補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊*～ｖ１７ ＊*の最大値は３ａ/４となり最小値は－３ａ/４となる。
　このとき、図２１において、時刻ｔ６以降で誘起電圧上昇に伴い各補正ハーフブリッジ出力電圧指令ｖ１１ ＊*～ｖ１７ ＊*が上昇し、図１７に示す変調率演算器８２により演算された各ハーフブリッジの変調率ｍ１１～ｍ１７の絶対値が１を超えたとする。
　このとき、時刻ｔ６以降で、図１６に示す制御器８８１が出力した変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７は１となる。コイル電圧飽和検出器８８３は、変調率飽和検出器８８２より出力された各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７を入力し、各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６を出力する。各変調率飽和信号ｆｍ１１～ｆｍ１７と各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６の入出力関係は以下の通りである。
・ｆｍ１１＝１の場合、ｆｃ１１＝１を出力する。
・ｆｍ１２＝１の場合、ｆｃ１１＝１、ｆｃ１２＝１を出力する。
・ｆｍ１３＝１の場合、ｆｃ１２＝１、ｆｃ１３＝１を出力する。
・ｆｍ１４＝１の場合、ｆｃ１３＝１、ｆｃ１４＝１を出力する。
・ｆｍ１５＝１の場合、ｆｃ１４＝１、ｆｃ１５＝１を出力する。
・ｆｍ１６＝１の場合、ｆｃ１５＝１、ｆｃ１６＝１を出力する。
・ｆｍ１７＝１の場合、ｆｃ１６＝１を出力する。
上記以外の場合では、各コイル電圧飽和信号は０を出力する。上記では、全てのハーフブリッジの変調率ｍ１１～ｍ１７の絶対値が１を超えた場合を例にしているが、一部のハーフブリッジだけ変調率の絶対値が１を超える場合もある。この場合は、１を超えるハーフブリッジに接続されているコイルのコイル電圧飽和信号を１にする。
　図２２は、上記で説明した機能を達成するための電流制御器１００の内部構造を示す図である。電流制御器１００は各コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６の偏差を比例倍する比例演算器１０２０の出力と積分演算する積分演算器１０３０～１０３５の出力をそれぞれ足し合わせる機能を有する。図２２に示すように各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６は、電流制御器１００に入力される。
　図２３は電流制御器１００に備えられている積分演算器１０３０～１０３５の内部構造を示す図であり、積分演算器群を１００ａとして示している。各積分演算器１０３０～１０３５は、コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６によって各コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊と各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６の偏差が積分器（図２２で１／ｓで示されているブロック）に入力されるのか、０が積分器に入力されるのか異なる。コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６のうち値が１である積分器には０を入力（すなわち積分演算を停止）し、コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６のうち値が０である積分器には、コイル電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊とコイル電流測定値ｉ１～ｉ６の偏差を入力する。各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６のうちコイル電圧飽和信号として１が入力された積分器の入力を０とすることで電圧飽和区間での積分演算を停止し、各コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６が１から０に切り替わった際に積分器に蓄えられた電流積算値が放出されることで生じるコイル電流測定値のハンチングを抑制できる。ハンチングとは図２４に示す電流が飛びだす現象を指す。
　図２４に、コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６が１を出力する区間で電流制御器の積分演算を停止しなかった場合の、各コイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊、コイル４の印加電圧指令ｖ４ ＊とコイル印加電圧ｖ４ ＊＊＊、コイル電流指令ｉ４ ＊とコイル電流測定値ｉ４、図２３に示す積分演算器１０３３においてコイル電流指令ｉ４ ＊とコイル電流測定値ｉ４の偏差から算出された電流積算値を示す。コイル４の印加電圧指令ｖ４ ＊は、出力可能電圧を上回るために指令どおりの電圧を印加することができず、それに伴いコイル電流測定値ｉ４も指令値どおりの電流とすることができない。また、コイル電圧飽和信号ｆｃ１４が１を出力する区間で積分演算を停止しなかったために、コイル電流指令ｉ４ ＊とコイル電流測定値ｉ４の偏差が積算され続け、コイル電圧飽和信号ｆｃ１４が１から０に切り替わった瞬間に積分演算器１０３３に蓄えられた電流積算値が出力されることで電流測定値ｉ４にハンチングが生じ、コイル電流測定値ｉ４のコイル電流指令ｉ４ ＊への収束が遅くなる。
　図２５に、コイル電圧飽和信号ｆｃ１１～ｆｃ１６が１を出力する区間で電流制御器の積分演算を停止した場合のコイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊、コイル４の印加電圧指令ｖ４ ＊とコイル印加電圧ｖ４ ＊＊＊、コイル電流指令ｉ４ ＊とコイル電流測定値ｉ４、図２３に示す積分演算器１０３３においてコイル電流指令ｉ４ ＊とコイル電流測定値ｉ４の偏差から算出された電流積算値を示す。コイル電圧飽和信号ｆｃ１４が１を出力する区間で積分演算を停止したことで、コイル電圧飽和信号ｆｃ１４が１から０に切り替わった瞬間に積分演算器から出力される電流積算値が抑制され、図２４と比較してコイル電流測定値ｉ４のハンチングが抑制される。
　このとき、更に電流測定値ｉ４のハンチングを抑制するためには、コイル電圧飽和信号ｆｃ１４が１を出力する区間で積分演算器を停止するのではなく、電圧飽和区間から抜けた際に適切な積分演算値となるよう、積分演算値をそれまでに積分された値とは異なる値に更新することが望ましい。この処理を施すことで、電圧飽和区間から抜けた後の電流測定値のハンチングを更に抑制することができ、コイル電流測定値ｉ４の収束も早くなる。
　以上のように、実施の形態５によるリニアモータの駆動装置によれば、各コイルの各印加電圧指令が、コイル毎に、当該コイルに流れる電流の測定値と当該コイルについてのそれぞれの電流指令との偏差を入力とする積分演算器を有する電流制御器により作成され、前記電流制御器は、複数のハーフブリッジのうち変調率の絶対値が１を超えるハーフブリッジに接続されているコイル（ハーフブリッジ１２～１６のようにハーフブリッジに２つのコイルが接続されている場合はその２つのコイル、ハーフブリッジ１１および１７のように１つのコイルのみが接続されている両端のハーフブリッジの場合は、その１つのコイル）についての積分演算器の積分演算を停止、または積分演算器のそれまでの積分値を異なる値に更新するようにしたので、コイル電流のハンチングが抑制される。
　なお、上記各実施の形態におけるスイッチング制御器は、具体的には、図２６に示すように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置８０１、演算処理装置８０１とデータをやり取りする記憶装置８０２、演算処理装置８０１と外部の間で信号を入出力する入出力インターフェース８０３などを備えている。演算処理装置８０１としてＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、および各種の信号処理回路等が備えられても良い。また、演算処理装置８０１として、同じ種類のもの、または異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置８０２として、演算処理装置８０１からデータを読み出しおよび書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置８０１からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入出力インターフェース８０３は、例えば、各コイルの印加電圧指令ｖ１ ＊～ｖ６ ＊あるいは電流指令ｉ１ ＊～ｉ６ ＊を指令演算処理装置８０１に入力するためのインターフェース、また電流センサ２１～２６からの各コイル電流測定値ｉ１～ｉ６を演算処理装置８０１に入力するためのＡ／Ｄ変換器、各スイッチング素子に駆動信号を出力するための駆動回路などから構成される。
　本願には、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１、２、３、４、５、６　コイル、７　直流電源、８、８０、８８０　スイッチング制御器、９　可動子、１０、１００　電流制御器、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７　ハーフブリッジ、２１、２２、２３、２４、２５、２６　電流センサ、８１　ハーフブリッジ出力電圧演算器、８５　電圧補正器、１０１　コイル電流演算器、１０３０～１０３５　積分演算器、ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５、ｉ６　コイル電流測定値、ｉ１ ＊、ｉ２ ＊、ｉ３ ＊、ｉ４ ＊、ｉ５ ＊、ｉ６ ＊　コイル電流指令、ｖ１ ＊、ｖ２ ＊、ｖ３ ＊、ｖ４ ＊、ｖ５ ＊、ｖ６ ＊　印加電圧指令、ｖ１１ ＊、ｖ１２ ＊、ｖ１３ ＊、ｖ１４ ＊、ｖ１５ ＊、ｖ１６ ＊、ｖ１７ ＊　ハーフブリッジ出力電圧指令、ｍ１１、ｍ１2、ｍ１3、ｍ１4、ｍ１5、ｍ１6、ｍ１7　ハーフブリッジの変調率

Claims (12)

  1. 　複数のコイルが並んで配置された固定子と、前記コイルの個数よりも１多い個数の、複数のスイッチの直列体で構成されるハーフブリッジを有し、
    前記複数のコイルは電気的に直列に接続されており、この直列に接続されたコイルの直列体の両端、およびコイル同士の各接続点は、それぞれ、異なる前記ハーフブリッジの出力点に接続され、それぞれの前記ハーフブリッジの両端が直流源に接続され、各コイルに交流電圧が印加されるリニアモータの駆動装置において、
    前記複数のコイルの各コイルに印加される電圧の各印加電圧指令に基づいて、それぞれの前記ハーフブリッジの出力電圧指令を演算により求めるハーフブリッジ出力電圧演算器を備えるとともに、このハーフブリッジ出力電圧演算器により求めたそれぞれの前記ハーフブリッジに対するハーフブリッジ出力電圧指令を用いてそれぞれの前記ハーフブリッジのスイッチを制御するスイッチング信号を求めて全ての前記ハーフブリッジのスイッチの駆動を制御するスイッチング制御器を備えたリニアモータの駆動装置。
  2. 　前記各印加電圧指令は、電圧波形として与えられる請求項１に記載のリニアモータの駆動装置。
  3. 　前記ハーフブリッジ出力電圧演算器は、前記コイルの直列体の一端が接続されたハーフブリッジのハーフブリッジ出力電圧指令から順に、前記各印加電圧指令を用いて、それぞれの前記ハーフブリッジ出力電圧指令を求める請求項１または２に記載のリニアモータの駆動装置。
  4. 　前記ハーフブリッジ出力電圧演算器は、前記コイルの直列体の一端が接続されたハーフブリッジのハーフブリッジ出力電圧指令を基準電圧に設定し、当該ハーフブリッジに接続された前記コイルの他端に接続されたハーフブリッジのハーフブリッジ出力電圧指令から順に、前記コイルの直列体の他端に接続されたハーフブリッジのハーフブリッジ出力電圧指令まで、前記各印加電圧指令を用いて、それぞれの前記ハーフブリッジ出力電圧指令を求める請求項３に記載のリニアモータの駆動装置。
  5. 　前記ハーフブリッジ出力電圧演算器は、前記基準電圧を０に設定する請求項４に記載のリニアモータの駆動装置。
  6. 　前記ハーフブリッジ出力電圧演算器は、前記基準電圧を０に設定して求めたそれぞれの前記ハーフブリッジ出力電圧指令に基づいて前記基準電圧を補正して、それぞれの前記ハーフブリッジ出力電圧指令を求める請求項４に記載のリニアモータの駆動装置。
  7. 　前記各印加電圧指令は、前記各コイルに流れる電流の測定値と、前記各コイルについてのそれぞれの電流指令と、に基づいて作成される請求項１から６のいずれか１項に記載のリニアモータの駆動装置。
  8. 　前記各印加電圧指令は、前記複数のコイル毎に当該コイルに流れる電流の測定値と当該コイルの電流指令との偏差を入力とする積分演算器を有する、電流制御器により作成され、前記電流制御器は、複数の前記ハーフブリッジのうち変調率の絶対値が１を超えるハーフブリッジに接続されているコイルについての前記積分演算器の積分演算を停止、または前記積分演算器のそれまでの積分値を異なる値に更新する請求項７に記載のリニアモータの駆動装置。
  9. 　前記固定子のコイルの個数が４以上である請求項１から８のいずれか１項に記載のリニアモータの駆動装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか１項に記載のリニアモータの駆動装置と、前記固定子と間隔を有して可動に設けられた可動子とを備えたリニアモータにおいて、
    前記可動子の磁極ピッチは、前記固定子における隣接するコイル間距離の２．５倍以下であるリニアモータ。
  11. 　請求項１から９のいずれか１項に記載のリニアモータの駆動装置と、前記固定子と間隔を有して可動に設けられた複数の可動子とを備えたリニアモータにおいて、
    前記各印加電圧指令は、前記コイルの直列体に対応する位置に少なくとも２個の可動子が存在する場合の各印加電圧指令を含むリニアモータ。
  12. 　前記可動子の磁極ピッチは、前記固定子における隣接するコイル間距離の２．５倍以下である請求項１１に記載のリニアモータ。
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