WO2016110948A1 - モータシステム及び圧縮機 - Google Patents

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WO2016110948A1
WO2016110948A1 PCT/JP2015/050197 JP2015050197W WO2016110948A1 WO 2016110948 A1 WO2016110948 A1 WO 2016110948A1 JP 2015050197 W JP2015050197 W JP 2015050197W WO 2016110948 A1 WO2016110948 A1 WO 2016110948A1
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armature
mover
magnetic pole
voltage
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鈴木　尚礼
康明 青山
修平 永田
小山　昌喜
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株式会社日立製作所
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    • F16C2380/26—Dynamo-electric machines or combinations therewith, e.g. electro-motors and generators

Definitions

  • the present invention relates to a motor system and a compressor.
  • Patent Document 1 describes a configuration that provides a current control device that can control a large number of electromagnets with a small number of transistors.
  • Patent Document 2 describes a linear motor.
  • Patent Document 1 relates to a magnetic bearing of a rotating body, which is obtained from an inverter bridge 3 having six switching elements for two electromagnets 6 and 7 facing each other via an iron core 9 on the rotor side.
  • the line voltages V UN and V VN are respectively applied (see FIGS. 1 and 2). That is, in Patent Document 1, different line voltages are applied to the two opposing electromagnets 6 and 7. Thereby, the position of one direction of the iron core 9 to be controlled is controlled.
  • Patent Document 1 controls the position of the iron core 9 in one direction. When controlling the position in two or more directions, it is necessary to provide two or more similar configurations. If the required number of switching elements is large, the cost increases and the size of the device increases.
  • Patent Document 2 a plurality of magnetic poles arranged so as to sandwich and hold a magnet arranged on a mover, a winding wound around a plurality of magnetic poles, and a magnet in which the polarities of magnets are alternately arranged
  • a mover composed of rows and magnetic material is disclosed (summary).
  • Patent Document 2 does not disclose a configuration in which a force in two directions is applied to the mover. Moreover, the structure which floats a needle
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and includes a power conversion device having first, second and third upper and lower arms in which two switching elements are connected in series, a control object, and the control object. And a first load having a winding wound around the magnetic pole teeth, and two magnetic pole teeth facing in the second direction via the controlled object, A second load having a winding wound around one or both of the magnetic pole teeth, and the power conversion device is directed to the control object in a first direction by an output to the first load. A force is applied, and a force in a second direction is applied to the controlled object by an output to the second load.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a linear motor system of Example 1.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a linear motor system of Example 1.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a linear motor system of Example 1.
  • FIG. The figure which shows the position of the needle
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another example of the voltage command value according to the first embodiment. The figure which shows a voltage command value when the voltage command value of the W phase of Example 1 reaches the upper and lower limits.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration and input / output relationship of a control unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 is a perspective view of a driving armature according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a side cross-sectional perspective view of the driving armature according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a perspective view of a driving armature and a magnetic levitation armature according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic side view of a driving armature and a magnetic levitation armature according to the first embodiment.
  • mover The figure which shows the voltage command value of the power converter circuit of Example 2.
  • FIG. The figure which shows the line voltage of the power converter circuit of Example 2.
  • FIG. The figure which shows the connection relation of the three armatures for a drive of the linear motor of Example 3, the armature for levitation
  • (A) The figure which shows the symmetrical three-phase alternating current which flows into each of three drive armatures,
  • FIG. 6 is a block diagram of a voltage command value creator according to Embodiment 3.
  • FIG. 6 is a longitudinal sectional view of a compressor according to a fourth embodiment. The perspective view except the airtight container 3 of the compressor of Example 4.
  • FIG. The perspective view of the horizontal cross section except the airtight container of Example 4.
  • FIG. The longitudinal cross-sectional view of the refrigerator of Example 5 which is an example of the apparatus which has a compressor carrying a linear motor.
  • the front-rear direction, the up-down direction, and the left-right direction may be referred to as a first direction, a second direction, and a third direction, respectively.
  • a linear motor system 100 which is an example of a cocoon motor system, includes a power conversion device 101 including a power conversion circuit 105 and a linear motor 104.
  • the power conversion device 101 controls the mover 6 of a linear motor 104 that is an example of a motor.
  • the linear motor 104 includes a driving armature 9a that applies a thrust to the mover 6 and a levitation armature 9b that applies a magnetic levitation force.
  • the first load is the driving armature 9a
  • the second load 9b is the levitation armature 9b.
  • the first load and the second load are collectively referred to as a load
  • the driving armature 9a and the levitation armature 9b are collectively referred to as an armature 9.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a linear motor system 100 of the present embodiment. A flow of current output to the linear motor 104 via the inverter 121 is shown.
  • the power conversion circuit 105 includes an inverter 121, a DC voltage source 120, and a gate driver circuit 123.
  • the inverter 121 has six switching elements 122 (for example, semiconductor switching elements such as IGBT and MOS-FET). Each switching element 122 is connected to a free-wheeling diode that returns power to the DC voltage source 120. Two switching elements 122 are connected in series. Two switching elements 122 connected in series are called upper and lower arms.
  • Conductive wires connecting the two switching elements extend from connection points CP1 to CP3 to the driving armature 9a and the floating armature 9b of the linear motor 104, respectively.
  • the input from the DC voltage source 120 can be operated to control the current or voltage output via the connection points CP1-CP3.
  • the position in two directions of the movable element 6 to be controlled can be controlled.
  • connection points CP1 to CP3 the upper and lower arms to which the connection points CP1 to CP3 belong, the conductive wires connected to the connection points CP1 to CP3, and the current or voltage flowing through the conductive wires are referred to as the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the switching element 122 performs a switching operation in accordance with a pulsed drive signal (124a to 124f) output from the gate driver circuit 123 based on a three-phase AC voltage command value generated by the control unit 102 described later.
  • a pulsed drive signal 124a to 124f
  • the output voltage value is command-controlled by the drive signal, but the same can be done when the output current value is controlled.
  • the shunt resistor 125 When the shunt resistor 125 is added to the DC side of the power conversion circuit 105, it can be used for an overcurrent protection circuit for protecting the switching element 122 when an excessive current flows, a single shunt current detection method described later, and the like. .
  • the AC currents of all phases may be detected. However, if two of the three phases can be detected from Kirchhoff's law, the other phase can be calculated from the detected two phases.
  • a current on the AC side of the power conversion circuit 105 is converted from a DC current flowing in the shunt resistor 125 added to the DC side of the power conversion circuit 105.
  • a single shunt current detection method may be used for the current detection means 107.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the linear motor system 100 of the present embodiment.
  • the linear motor 104 has two armatures 9 (a driving armature 9a and a levitation armature 9b) connected to the power conversion circuit 105.
  • one driving armature 9a and one floating armature 9b are provided, but there may be two or more each.
  • the levitation armature 9b is preferably provided on each of the front side and the rear side with respect to the center of gravity of the mover 6.
  • the power conversion circuit 105 outputs U-phase and V-phase line voltages V UV to the driving armature 9a, and V-phase and W-phase line voltages V VW to the levitation armature 9b. Is output. Both the driving armature 9a and the levitation armature 9b have inductance due to the coil (winding 8). Details of the structure of each armature 9 and the arrangement of the windings 8 will be described later.
  • the load 9 can be an inductance, a resistance, a capacitance, or a combination thereof.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of the linear motor system 100 of the present embodiment.
  • the linear motor system 100 includes a power conversion device 101 and a linear motor 104.
  • the power conversion device 101 includes a control unit 102 that outputs an output voltage command value of the power conversion circuit 105, a power conversion circuit 105, a position detection unit 106 that detects or estimates the front-rear direction position of the mover 6, and the mover 6. Is provided with an eccentricity / tilt detection unit 135 that detects or estimates the position (eccentricity) of the vertical direction or the inclination in the longitudinal direction or the lateral direction.
  • the relative movement direction of the armature 9 and the mover 6 of the linear motor 104 is referred to as “front-rear direction”.
  • the control unit 102 can obtain information on the reciprocating position and eccentricity / tilt of the mover 6 from the position detection unit 106 and the eccentricity / tilt detection unit 135.
  • the vertical direction is not necessarily parallel to the gravity direction, and the front-rear direction, the left-right direction, or other directions may be parallel to the gravity direction.
  • the power conversion circuit 105 of the present embodiment uses six switching elements 122 to control the output to the driving armature 9a and the levitation armature 9b.
  • the driving armature 9a can control the position of the movable element 6 in the front-rear direction, and the levitation armature can control the position of the movable element 6 in the vertical direction.
  • the mover 6 receives, for example, a force (thrust) in the front-rear direction by a sinusoidal alternating current applied to the driving armature 9a, and a force in the vertical direction by a positive / negative variable direct current applied to the levitating armature 9b ( Magnetic levitation force).
  • a force for example, a force (thrust) in the front-rear direction by a sinusoidal alternating current applied to the driving armature 9a
  • a positive / negative variable direct current applied to the levitating armature 9b ( Magnetic levitation force).
  • the positive / negative variable direct current will be described later.
  • the armature 9 has a magnetic pole 7 around which a winding 8 is wound.
  • the magnetic pole 7 has two magnetic pole teeth 70 (see, for example, FIG. 18) that face each other in the vertical direction with a gap therebetween.
  • the mover 6 is disposed in this gap.
  • the opposing magnetic pole teeth 70 do not necessarily need to be completely overlapped in a top view, and may be opposed to each other with a slight shift in the front-rear direction or the left-right direction.
  • the driving armature 9a has two magnetic pole tooth sets (that is, four magnetic pole teeth), and the levitation armature 9b has one magnetic pole tooth set (that is, two magnetic pole teeth).
  • the driving armature 9a is not particularly limited as long as it has one or more magnetic pole teeth
  • the levitation armature 9b is not particularly limited as long as it has one or more magnetic pole teeth.
  • the movable element 6 is provided with a plate-like permanent magnet 2 magnetized in the vertical direction.
  • the number of permanent magnets 2a and 2b that can be opposed to the magnetic pole teeth 70 of the driving armature 9a and the magnetic pole teeth set of the levitation armature 9b is not particularly limited. When a plurality of permanent magnets 2a facing the driving armature 9a are installed, these are arranged so that the N poles and the S poles are alternated.
  • the longitudinal length of the permanent magnet 2a and the longitudinal length of the permanent magnet 2b can be made equal, but the permanent magnet 2b is preferably longer. In this way, the magnetic levitation force can be stably applied to the mover 6 even if the longitudinal movement length of the mover 6 is changed.
  • the longitudinal length of the magnetic pole teeth 70 of the levitation armature 9b may be longer than the longitudinal length of the magnetic pole teeth 70 of the driving armature 9a.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the position of the mover 6 in the front-rear direction and the current waveform applied to the driving armature 9a, and FIG. 4B is generated in the permanent magnet 2 of the mover 6. It is a figure which shows thrust.
  • the position of the mover 6 is such that the electrical angle at the position facing the magnetic pole teeth 70 a of the reference driving armature 9 a is 0, the amplitude length on one side of the reciprocation is ⁇ , The opposite amplitude length can be expressed as - ⁇ .
  • the illustration of the magnetic pole teeth 70b facing the magnetic pole teeth 70a is omitted.
  • the front-rear direction position (phase) of the mover 6 is represented by 2 ⁇ as one electrical angle period.
  • the center of the magnetic pole teeth 70a faces the center of the N pole of the permanent magnet 2ab of the mover 6, and when the phase is ⁇ / 2, the centers of the magnetic pole teeth are the permanent magnet 2ab and the permanent magnet.
  • the case where it faces the middle of 2ac will be described as an example.
  • the polarity of the permanent magnet facing the magnetic pole teeth 70a varies depending on the phase of the mover 6.
  • an alternating current sine wave alternating current in this embodiment
  • the movable element 6 has a thrust that is half-wave rectified as shown in FIG. 4B. Get. That is, the mover 6 obtains a force in the front-rear direction (first direction).
  • the linear motor 104 of this embodiment is a synchronous motor, and the horizontal axis in FIG. 4 may be observed as time. At this time, FIG. 4 can be interpreted as a diagram of the time variation of the current waveform and thrust.
  • a known synchronous motor technique can be applied to the thrust applied to the mover 6. Further, since the magnetic poles of the upper magnetic pole teeth 70a and the lower magnetic pole teeth 70b of the armature 9 are opposite to each other, the relationship between the lower magnetic pole teeth 70b and the permanent magnet 2 is shown in FIG. This can be explained in the same manner as in FIG.
  • the magnetization polarities of the upper magnetic pole teeth 70e and the lower magnetic pole teeth 70f of the levitation armature 9b are the same as the magnetization polarities of the upper surface and the lower surface of the permanent magnet 2 facing the levitation armature 9b.
  • the output current it is possible to give the movable element 6 a potential at which the intermediate positions in the vertical direction of the magnetic pole teeth 70e and 70f are stable. That is, the mover 6 obtains a force in the vertical direction (second direction). Thereby, the needle
  • the output to the levitation armature 9b is preferably an output signal that can be controlled in size and polarity and is substantially composed of a DC component except when the size or polarity is changed.
  • a positive / negative variable DC signal such a signal is referred to as a “positive / negative variable DC signal”.
  • the magnitude or polarity of the positive / negative variable DC signal of this embodiment is changed in response to the occurrence of the eccentricity or inclination of the mover 6.
  • the permanent magnet facing the levitation armature 9b is the permanent magnet 2b in this embodiment, but may include other permanent magnets 2.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship of voltage command values (drive signals), which are examples of signal command values for each phase (U, V, W phase) with respect to the longitudinal position of the mover 6.
  • the voltage command value is a sinusoidal alternating current with a period of 2 ⁇ , but the U phase and V phase have opposite phase waveforms that are shifted by ⁇ , and the V phase and W phase are the same phase and offset. It is an added waveform.
  • FIG. 7 is a diagram showing two line voltages (voltage difference V UV between U phase and V phase, voltage difference V VW between V phase and W phase) obtained from the voltage command value. This line voltage is applied to the driving armature 9a and the levitation armature 9b.
  • the six switching elements 122 are obtained.
  • a sine wave AC voltage and a positive / negative DC voltage can be applied to each of the two loads.
  • mover 6 which is a control object is controllable. Details will be described below. In this embodiment, the case where the front-rear direction and the vertical direction of the mover 6 are controlled will be described.
  • the line voltage V UV is hereinafter referred to as a first line voltage
  • the V VW is referred to as a second line voltage
  • the U, V, and W phases are referred to as the first, second, and third phases, respectively.
  • the voltage command values for the three phases are set as follows. Of the three phases, the command values of the first and second phases are opposite to each other.
  • the third phase is set to a command value obtained by adding an offset to either the first phase or the second phase.
  • a case where the third phase is set to a command value obtained by adding an offset to the second phase will be described.
  • a first line voltage by the first phase and the second phase is applied to the driving armature 9a that is the first load.
  • the levitating armature 9b which is the second load, is given a second line voltage by a third phase that differs from the second phase and the second phase by an offset.
  • mover 6 can be controlled by applying a sine wave alternating current with respect to the drive armature 9a which is a 1st load. Further, the vertical position of the mover 6 can be stabilized by applying a current to the levitating armature 9b as the second load. Although the details of the principle of stabilizing the vertical position will be described later, since the output of the current to the second load can be controlled by switching the switching element 122 on and off, it can be controlled as a positive / negative variable DC current. (Vertical position) and tilt can be compensated and controlled. That is, it is possible to control the position of the mover 6 in the front-rear direction and the position in the up-down direction independently.
  • the harmonic component can mix in the line voltage of a present Example for the voltage shaping
  • the first line voltage V UV can be obtained as a sinusoidal AC voltage
  • the second line voltage V VW can be obtained as a constant voltage or a positive / negative variable DC voltage.
  • the current applied by the second line voltage may be a constant current. Even in this case, since the force received by the permanent magnet of the mover 6 increases as it approaches the magnetic pole teeth 70, the eccentricity or inclination of the mover 6 in the vertical direction can be compensated.
  • the amplitude of the wave AC voltage is increased, and the current flowing through the driving armature 9a is increased. Further, for example, when the thrust speed of the linear motor 104 (rotational speed in the case of a rotary motor) is increased at the time of 10 ms, the change in the position command value input to the voltage amplitude generator 131 described later is increased. To increase the frequency of the sine AC voltage of the first line voltage.
  • FIG. 9 is a diagram showing the first line voltage and the second line voltage in the example of FIG. 8 and 9 are examples in which the magnetic levitation force is constant, the first line voltage varies depending on the thrust and speed, but the second line voltage is constant.
  • the levitation force can be increased, and the magnetic pole teeth 70e and 70f can be returned to the intermediate positions in the vertical direction. Further, for example, at the time of 15 ms, the position of the mover 6 has converged to the middle position in the vertical direction of the magnetic pole teeth 70e and 70f, so the positive / negative DC voltage of the second line voltage is reduced. Even when the mover 6 is tilted, it can be controlled by controlling the voltage command value in the same manner.
  • the second line voltage may be constant, but considering the reduction of wasted power, the current is changed as necessary using a proportional integral controller.
  • a control configuration is desirable.
  • the phase or time of the first line voltage is a symmetric sine wave centered around zero is shown, but as shown in FIG. Is also possible.
  • the duty in FIG. 6 and FIG. 12 can also be regarded as the ON ratio of the IGBT of the switching element 122 and the diode. Normally, both have the same thermal resistance, but depending on the configuration of the inverter 121, there may be a difference in the thermal resistance between the IGBT and the diode. In this case, there is an effect that the amount of heat generation can be reduced by increasing the ON ratio when the thermal resistance is smaller.
  • FIG. 12 shows an example in which the IGBT has a smaller thermal resistance. Since the voltage command values for all phases are offset, the first line voltage and the second line voltage do not change, but the rate at which the IGBT is turned on can be increased and the amount of heat generated by the inverter 121 can be reduced. be able to.
  • the position information of the linear motor 104 is used.
  • the position in the main magnetic flux direction of the permanent magnet 2 of the mover 6 is taken as the d axis, and from the q axis that is electrically advanced from the d axis by 90 degrees (electrical angle 90 degrees) in the positive direction (right direction on the paper).
  • the dq axis is a moving coordinate system fixed on the mover 6.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating the configuration and input / output relationship of the control unit 102 of the present embodiment.
  • the voltage command value generator 103 of the control unit 102 receives the position detection value by the position detection unit 107 and the value of the eccentricity or inclination by the eccentricity / tilt detection unit 135.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of the voltage command value generator 103.
  • the position command or thrust command value and the position detection value are input to the voltage amplitude generator 131.
  • the voltage amplitude generator 131 adjusts the q-axis voltage command value Vq * so that the position detection value matches the position command or the thrust command value using, for example, proportional integral control.
  • the proportional-integral-derivative controller 133 inputs the value of the eccentricity or inclination by the eccentricity / inclination detection unit 135 and outputs the magnetic levitation voltage command value Vm * using PID control so that these values become zero.
  • the magnetic levitation voltage command value Vm * is added to Vv by the adder 134 and output as Vw *.
  • the magnetic levitation voltage command value Vm * may be a negative value depending on the result of PID control.
  • control unit 102 By configuring the control unit 102 as described above, it is possible to control the movable element 6 with a desired position or thrust, and to control the eccentricity or inclination of the movable element 6 to zero. By setting the position command value of the mover 6 to a position other than the intermediate position in the vertical direction of the magnetic pole teeth 70e and 70f, it is possible to control the mover 6 to an arbitrary position eccentric.
  • the positive / negative variable DC voltage and the AC sine wave voltage output to the two loads can be controlled independently.
  • FIG. 17 is a perspective view of the driving armature 9a according to the first embodiment.
  • FIG. 18 is a side sectional perspective view of the driving armature 9a according to the first embodiment.
  • the driving armature 9a has a total of four magnetic poles 7 arranged two each in the vertical direction and the front-rear direction, and a bridge 10 inserted between the magnetic poles 7 arranged in the front-rear direction.
  • the interval in the front-rear direction of the magnetic pole 7 can be defined by the thickness of the bridge 10.
  • the two opposing magnetic poles 7 are connected in the vertical direction by the iron core 7e.
  • the magnetic pole 7 has magnetic pole teeth 70, whereby the two magnetic pole teeth 70 face each other in the vertical direction with a gap therebetween.
  • a winding 8 is wound around each magnetic pole tooth 70, and magnetism is generated in the magnetic pole tooth 70 by passing a current through the winding 8.
  • connection and winding direction of each winding 8 wound around the magnetic pole teeth 70 are adjusted so that the polarities of the opposing or adjacent magnetic pole teeth 70 are different and have the same polarity as the diagonally opposite magnetic pole teeth 70.
  • the teeth 70d are magnetized to the south pole.
  • a magnetic flux loop (broken arrows in FIG. 18) is also formed on surfaces parallel to the vertical direction and the front-rear direction.
  • the levitation armature 9b is formed with a magnetic flux loop on surfaces parallel to the vertical direction and the horizontal direction.
  • ⁇ Connection of winding 8> The upper and lower windings 8a and 8b facing the up and down direction of the driving armature 9a, the upper winding 8c and the lower winding 8d, and the upside of the levitation armature 9b and facing up and down.
  • the winding 8e and the lower winding 8f are connected to each other. That is, when a current is applied to one of the windings 8a, 8c or 8e, or 8b, 8d or 8f, a current also flows to the other.
  • each magnetic pole tooth set may have only one of the upper winding and the lower winding.
  • the armature 9a for a drive may have a magnetic pole tooth only on the upper side or the lower side of the needle
  • FIG. As the structure for supporting the mover 6, a shaft support by the levitation armature 9b or other shaft support structures can be adopted.
  • a piston connected to the mover 6 and a cylinder in which the piston slides can be adopted.
  • the levitation force can be controlled more positively, for example, considering the characteristics of the external load connected to the linear motor 104, the vertical position of the movable element 6 is determined according to the longitudinal position of the movable element 6. This is preferable when it is desired to control the movement or when the average value of the external force in the vertical direction applied to the mover 6 is small.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of the arrangement of the driving armature 9a and the magnetic levitation armature 9b.
  • 20 is a schematic diagram in a side view of FIG.
  • a driving armature 9a and a levitation armature 9b are arranged side by side in the front-rear direction.
  • the mover 6 is positioned in the gap between the magnetic tooth groups of the driving armature 9a and the floating armature 9b.
  • a thrust can be given to the mover 6 by applying an alternating current having a frequency component such as a sinusoidal alternating current to the driving armature 9a using a known synchronous motor technology. Further, a magnetic levitation force can be applied to the mover 6 by applying a positive / negative variable direct current or a constant current to the levitation armature 9b.
  • FIG. 21 is a front view of the levitation armature 9b and the mover 6.
  • FIG. 21 (a) when the mover 6 is displaced upward, the distance between the permanent magnet 2b and the upper magnetic pole teeth 70a is shortened, so that the upper surface (N pole) of the permanent magnet 2b and the upper magnetic pole teeth 70a The repulsive force due to the generated magnetism (N pole) is larger than the repulsive force due to the magnetism (S pole) generated on the lower surface (S pole) and the lower magnetic pole teeth 70b of the permanent magnet 2b. Therefore, the mover 6 moves downward.
  • FIG. 21 (a) when the mover 6 is displaced upward, the distance between the permanent magnet 2b and the upper magnetic pole teeth 70a is shortened, so that the upper surface (N pole) of the permanent magnet 2b and the upper magnetic pole teeth 70a
  • the repulsive force due to the generated magnetism (N pole) is larger than the repulsive force due to the magnetism (S pole) generated on
  • the mover 6 may be inclined with respect to the left-right direction. At this time, a difference is generated in the repulsive force at the end of the tilted permanent magnet 2 in the left-right direction. As a result, a force is applied to the mover 6 in the counterclockwise direction, and finally it is held horizontally. That is, the inclination of the mover 6 with respect to the left-right direction can also be controlled and compensated by controlling the output to the levitation armature 9b.
  • the permanent magnet 2 has a flat plate shape having a width in the left-right direction, and the gap length in the vertical direction of the magnetic pole tooth set is preferably shorter than the length in the left-right direction of the permanent magnet 2.
  • Patent Documents 1 and 2 described above do not disclose a configuration that compensates and controls the tilt of the control target using the shape of the permanent magnet.
  • mover 6 can be compensated and controlled by providing the armature 9b for magnetic levitation in the front-back direction.
  • the target to which the power conversion circuit 105 applies the AC voltage and the positive / negative variable DC voltage (or the AC current and the positive / negative variable DC current) is not limited to the linear motor 104.
  • the thrust of the mover 6 and the magnetic levitation force can be controlled independently.
  • the rotational force and the magnetic levitation force can be controlled independently.
  • the present invention can be used for various other applications, and position control in two directions of a control target can be performed using six switching elements.
  • a power conversion circuit 105 according to the second embodiment of the present invention will be described.
  • the configuration of the second embodiment can be the same as that of the first embodiment except for the following points.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating voltage command values of the power conversion circuit 105.
  • the U-phase duty is 1 (that is, the upper arm of the U-phase is kept on)
  • the V-phase becomes a downward sine wave shape
  • the interval from ⁇ to 2 ⁇ the interval from ⁇ to 2 ⁇
  • the V-phase duty is 1 (that is, the upper arm of the V-phase is kept on)
  • the U-phase has a downwardly convex sine wave shape.
  • the W phase has a waveform in which an offset is added to the V phase.
  • FIG. 23 is a diagram showing the UVW phase voltage command values shown in FIG. 22 as two line voltages (V UV , V VW ). As shown in FIG. 23, when considering the line voltage, one sine wave AC voltage and one positive / negative variable DC voltage are output from one three-phase power conversion circuit.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating a connection relationship among the three driving armatures 9a, the levitation armature 9b, and the power conversion circuit 105 of the linear motor 1040 according to the present embodiment.
  • the driving armature 9a is represented by a coil (winding U, V, W phase)
  • the levitation armature 9b is represented by a coil (winding M phase).
  • the levitation armature (M phase) includes a neutral point NP connected to the other side of each of the windings of the driving armatures 9aa-9ac and a divided voltage applied to the DC voltage source 120 side of the power conversion circuit 105.
  • the resistor 136 is connected to a neutral point BP.
  • the driving armature 9aa-9ac Since the symmetrical three-phase alternating current shown in FIG. 25 (a) is applied to the driving armature 9aa-9ac, the voltage at the neutral point NP is constant.
  • the driving armature 9aa-9ac can apply the thrust shown in FIG. 25B to the movable element 6 by the symmetrical three-phase AC voltage.
  • the voltage dividing resistor 136 is set so that the voltage at the neutral point BP between the voltage dividing resistors 136 is substantially equal to the voltage at the neutral point NP due to the symmetrical three-phase AC voltage.
  • there are two voltage dividing resistors 136 but three or more resistors may be used if a neutral point is formed.
  • the voltage applied to each resistor is reduced, so that the power conversion circuit can be miniaturized using a chip resistor or the like.
  • the output signal to the levitation armature (M phase) 9b can be controlled by adding the offset to the sum of the symmetrical three-phase AC voltages applied to the driving armatures 9aa-9ac.
  • the offset voltage command value to one, two, or three of the driving armatures 9aa-9ac at the time when the magnetic levitation force is required or at the mover position OS, as shown in FIG.
  • a voltage V U + V + W can be applied to the levitation armature 9b.
  • the same amount of offset is added to the voltage command values of all the driving armatures 9aa-9ac from the time or position OS.
  • each armature 9 can be provided with a levitation armature 9b on one side of the driving armatures 9aa-9ac, but is not limited to this. It may be provided between any two armatures 9aa-9ac.
  • FIG. 28 is a block diagram of the voltage command value generator 103a of this embodiment.
  • the AC voltage command value generator 132 of the present embodiment a three-phase sine wave voltage command having a phase difference of 2 ⁇ / 3 according to the position ⁇ d of the mover, as shown in equations (3) to (5).
  • the value (Vu *, Vv *, Vw *) is output.
  • Vu * Vq * ⁇ sin ⁇ d (3)
  • Vv * Vq * ⁇ sin ( ⁇ d + 2 ⁇ / 3)
  • Vw * Vq * ⁇ sin ( ⁇ d + 4 ⁇ / 3) (5)
  • the same effect can be obtained even when there are three first loads (driving armatures 9a) that receive sinusoidal alternating current by using symmetrical three-phase alternating current.
  • FIG. 29 is a longitudinal sectional view of the hermetic compressor 50.
  • the hermetic compressor 50 is a reciprocating compressor in which the compression element 20 and the electric element 30 are arranged in the hermetic container 3.
  • the compression element 20 and the electric element 30 are elastically supported in the sealed container 3 by a support spring 49.
  • the compression element 20 includes a cylinder block 1 that forms a cylinder 1a, a cylinder head 16 that is assembled to an end face of the cylinder block 1, and a head cover 17 that forms a discharge chamber space.
  • the working fluid supplied into the cylinder 1a is compressed by the reciprocating motion of the piston 4, and the compressed working fluid is sent to a discharge pipe communicating with the outside of the compressor.
  • 30 is a perspective view of the hermetic compressor 50 excluding the hermetic container 3
  • FIG. 31 is a perspective view of a horizontal cross section of the hermetic compressor 50 excluding the hermetic container 3.
  • the piston 4 is connected to one end of the mover 6 of the electric element 30. Therefore, the cylinder block 1 has a structure in which one cylinder 1a is arranged.
  • the number and position of the levitation armature 9 b are not particularly limited, but the levitation armature 9 b of this embodiment is located on the other end side of the movable element 6.
  • the compression element 20 is arranged on one end side of the electric element 30, and the end frame 25 is arranged on the other end side.
  • the cylinder block 1 and the end frame 25 have a guide rod 24 and are structured to prevent the mover 6 from contacting the magnetic pole 7.
  • the mover 6 reciprocates along the guide rod 24, and the guide rod 24 prevents the mover 6 from moving in a direction perpendicular to the reciprocating direction.
  • the armature and the mover are held at a position where the armature and the mover are magnetically balanced in the vertical direction (substantially intermediate position), and at the same time, the front and rear directions are The tilt is also held at a magnetically balanced position (substantially parallel).
  • the guide rod 24 may be omitted.
  • a highly reliable and highly efficient hermetic compressor can be configured.
  • FIG. 32 is a longitudinal sectional view of a refrigerator 60 which is an example of a device on which a compressor having linear motors 104 and 1040 is mounted.
  • the hermetic compressor 50 includes a cooler 66 and is mounted on a refrigerator 60 using a natural refrigerant R600a having a small warming coefficient, for example.
  • the internal space composed of the refrigerator compartment 62, the upper freezer compartment 63, the lower freezer compartment 64, and the vegetable compartment 65 is cooled by operating a refrigeration cycle (not shown) by driving the hermetic compressor 50.
  • the power conversion circuit according to the present invention is not limited to the use of outputting a signal (voltage or current) for controlling the mover of the linear motor described above, but various motor systems such as a rotor of a rotary motor or a motor system having a rotary motor.
  • the present invention is not limited to a motor, and can be used for controlling two parameters to be controlled.
  • the symmetrical three-phase alternating current used above is preferably a balanced three-phase alternating current circuit with equal loads.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • each of the above-described configurations, functions, processing units, processing procedures, and the like may be realized in hardware by designing a part or all of them, for example, with an integrated circuit.
  • Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by interpreting and executing a program that realizes each function by the processor.
  • the present invention includes the following technical idea.
  • [Thought 1] A power conversion device having first, second and third upper and lower arms in which two switching elements are connected in series, and outputs a sine wave AC signal or a rectangular wave AC signal to a first load, A power converter that outputs a positive / negative variable DC signal or a constant signal to a load.
  • a motor system comprising: the power conversion device according to the first aspect; and a control target that can be controlled by an output to the first load and the second load of the power conversion device.
  • the motor system is characterized in that a force in the first direction is applied to the control object by the output of, and a force in the second direction is applied to the control object by the output to the second load.
  • SYMBOLS 1 Cylinder block, 1a ... Cylinder, 2 ... Permanent magnet, 3 ... Sealed container, 4 ... Piston, 5 ... Stator, 6 ... Movable element (control object), 6a ... Permanent magnet, 6b ... Movable element frame, 7 ... Magnetic pole, 7e ... Iron core connecting magnetic pole teeth, 8 ... Winding, 9a ... Driving armature (first load), 9b ... Levitation armature (second load), 10 ... Bridge, 11 ... Spacer, 16 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Cylinder head, 17 ... Head cover, 20 ... Compression element, 22 ... Top packing, 23 ... Resonant spring, 24 ... Guide rod, 25 ...

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Abstract

　スイッチング素子の必要数を抑制しつつ、制御対象の多方向の位置制御が可能なモータシステムを提供する。　二つのスイッチング素子を直列に接続した第一、第二及び第三の上下アームを有する電力変換装置と、制御対象と、制御対象に対向する磁極歯と、磁極歯に巻回した巻線と、を有する第一の負荷と、を備えるモータシステムであって、制御対象を介して第二の方向で対向する二つの磁極歯と、磁極歯の一方又は両方に巻回した巻線と、を有する第二の負荷を有し、電力変換装置は、第一の負荷への出力により制御対象に第一の方向に対する力を付与し、第二の負荷への出力により制御対象に第二の方向に対する力を付与する。

Description

モータシステム及び圧縮機
　本発明は、モータシステム及び圧縮機に関する。
　特許文献１には、数多い電磁石を少ない数のトランジスタで制御できる電流制御装置を提供する構成が記載されている。特許文献２には、リニアモータが記載されている。
特開平８－１４５０５６号公報 再公表特許ＷＯ２０１１／１５４９９５号パンフレット
　特許文献１は回転体の磁気軸受に関するものであり、それぞれ回転子側の鉄心９を介して対向している２つの電磁石６，７それぞれに対して、６つのスイッチング素子を有するインバータブリッジ３から得た線間電圧ＶU-N，ＶV-Nそれぞれを与えている（図１，２等参照）。すなわち、特許文献１は、対向する２つの電磁石６，７に対して異なる線間電圧を印加している。これにより，制御対象である鉄心９の一方向の位置を制御している。
　特許文献１は鉄心９の一方向の位置を制御するものであり、二方向以上の位置を制御する場合には同様の構成を２つ以上設ける必要がある。スイッチング素子の必要数が多いとコストの増加や装置の大型化に繋がる。
　なお、特許文献１が開示する電磁石６，７に対して出力する２つの線間電圧値ＶU-N，ＶV-Nは、特許文献１の図５，６や、図７に示されるように、極性の切替えの有無や周波数成分の有無といった特性を同じにしており、異なる特性の線間電圧値を利用する方法は開示していない。
　特許文献２には、可動子に配置された磁石を挟み込み保持するように配置された複数の磁極と、複数の磁極にまとめて巻きまわされた巻線と、磁石の極性を交互に並べた磁石列と磁性材料で構成される可動子を開示している（要約）。
　特許文献２は、可動子に対して二方向の力を印加する構成を開示していない。また、可動子を浮上させる構成を開示していない。
　本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、二つのスイッチング素子を直列に接続した第一、第二及び第三の上下アームを有する電力変換装置と、制御対象と、該制御対象に対向する磁極歯と、該磁極歯に巻回した巻線と、を有する第一の負荷と、を備えるモータシステムであって、前記制御対象を介して第二の方向で対向する二つの磁極歯と、該磁極歯の一方又は両方に巻回した巻線と、を有する第二の負荷を有し、前記電力変換装置は、前記第一の負荷への出力により前記制御対象に第一の方向に対する力を付与し、前記第二の負荷への出力により前記制御対象に第二の方向に対する力を付与することを特徴とする。
　本発明によれば、スイッチング素子の必要数を抑制しつつ、制御対象の多方向の位置制御が可能なモータシステムを提供できる。
  上記以外の課題、構成、および効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。
実施例１のリニアモータシステムの模式図。 実施例１のリニアモータシステムの模式図。 実施例１のリニアモータシステムの模式図。 実施例１の可動子の位置と（ａ）電流波形の関係、（ｂ）推力の関係を示す図。 実施例１の電流の位相と永久磁石の位置との関係を示す図。 実施例１の可動子の位置と各相の電圧指令値の関係を示す図。 実施例１の可動子の位置と各相の線間電圧指令値の関係を示す図。 実施例１の可動子の前後方向位置の制御を行った場合の電圧指令値を示す図。 実施例１の可動子の前後方向位置の制御を行った場合の線間電圧を示す図。 実施例１の可動子の上下方向位置の制御を行った場合の電圧指令値を示す図。 実施例１の可動子の上下方向位置の制御を行った場合の線間電圧を示す図。 実施例１の電圧指令値の他の例を示す図。 実施例１のＷ相の電圧指令値が上下限に到達したときの電圧指令値を示す図。 実施例１のＷ相の電圧指令値が上下限に到達したときの線間電圧を示す図。 実施例１の制御部の構成及び入出力関係を示す図。 実施例１の電圧指令値作成器の構成を示す図。 実施例１の駆動用電機子の斜視図。 実施例１の駆動用電機子の側面断面斜視図。 実施例１の駆動用電機子と磁気浮上用電機子の斜視図。 実施例１の駆動用電機子と磁気浮上用電機子の側面模式図。 実施例１の磁気浮上用電機子及び可動子の正面模式図。 実施例２の電力変換回路の電圧指令値を示す図。 実施例２の電力変換回路の線間電圧を示す図。 実施例３のリニアモータの３つの駆動用電機子、浮上用電機子、電力変換回路の接続関係を示す図。 （ａ）３つの駆動用電機子それぞれに流れる対称三相交流電流、（ｂ）各駆動用電機子により可動子が受ける推力、を示す図。 実施例３の３つの駆動用電機子に対する電圧指令値と、浮上用電機子が受ける電圧値ＶU+V+Wを示す図。 実施例３の可動子及び各電機子の配列を示す側面模式図。 実施例３の電圧指令値作成器のブロック図。 実施例４の圧縮機の縦断面図。 実施例４の圧縮機の密閉容器３を除いた斜視図 実施例４の密閉容器を除いた水平断面の斜視図。 リニアモータを搭載した圧縮機を有する機器の一例である実施例５の冷蔵庫の縦断面図。
　以下、添付の図面を参照しつつ本発明の実施例を説明する。同様の構成要素には同様の符号を付し、同様の説明は省略する。また、前後方向、上下方向、左右方向、をそれぞれ第一の方向、第二の方向、第三の方向と呼ぶことがある。
  モータシステムの一例であるリニアモータシステム１００は、電力変換回路１０５を備える電力変換装置１０１及びリニアモータ１０４を有する。電力変換装置１０１は、モータの一例であるリニアモータ１０４の可動子６を制御対象としている。リニアモータ１０４は、可動子６に対して推力を与える駆動用電機子９ａ及び磁気浮上力を与える浮上用電機子９ｂを有する。
　本実施例における第一の負荷は駆動用電機子９ａであり、第二の負荷９ｂは浮上用電機子９ｂである。以下、第一の負荷と第二の負荷を纏めて負荷と呼び、駆動用電機子９ａと浮上用電機子９ｂを纏めて電機子９と呼ぶ。
　［リニアモータシステム１００］
  ＜電力変換回路１０５＞
  図１は、本実施例のリニアモータシステム１００の模式図である。インバータ１２１を介してリニアモータ１０４に出力される電流の流れ等を示している。
  電力変換回路１０５は、インバータ１２１、直流電圧源１２０、ゲートドライバ回路１２３を有する。インバータ１２１は、６つのスイッチング素子１２２（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）を有している。各スイッチング素子１２２には、電力を直流電圧源１２０に還流する還流ダイオードが接続されている。スイッチング素子１２２は２つずつが直列に接続されている。直列接続している２つのスイッチング素子１２２を上下アームと呼ぶ。
　２つのスイッチング素子を繋ぐ導線には、接続点ＣＰ１－ＣＰ３から、リニアモータ１０４の駆動用電機子９ａ及び浮上用電機子９ｂ何れかに接続する導線がそれぞれ延びている。上下アームのスイッチング（ＯＮ－ＯＦＦ）を制御することで直流電圧源１２０からの入力を操作して、接続点ＣＰ１－ＣＰ３を介して出力する電流又は電圧を制御できる。電力変換回路１０５からの出力によって、リニアモータ１０４の巻線８に対して電流を印加することで、制御対象である可動子６の二方向の位置を制御できる。
  以下、接続点ＣＰ１－ＣＰ３が属する各上下アームと、接続点ＣＰ１－ＣＰ３に接続している導線又はこの導線を流れる電流若しくは電圧を、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相と呼ぶ。
　スイッチング素子１２２は、後述する制御部１０２で生成される三相交流電圧指令値を基に、ゲートドライバ回路１２３が出力するパルス状のドライブ信号（１２４ａ～１２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。以下では、ドライブ信号によって出力電圧値を指令制御するものとして説明するが、出力電流値を制御する場合でも同様に行うことができる。
　なお電力変換回路１０５の直流側にシャント抵抗１２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子１２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。
　図１に示す電流検出手段１０７は、リニアモータ１０４または電力変換回路１０５に流れる三相の交流電流の内、二相に流れる電流を検出する。全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、三相のうち二相が検出できれば、他の一相は検出した二相から算出できる。
　リニアモータ１０４または電力変換回路１０５に流れる交流信号を検出する別方式として、例えば、電力変換回路１０５の直流側に付加されたシャント抵抗１２５に流れる直流電流から、電力変換回路１０５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路１０５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路１０５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗１２５に流れることを利用している。シャント抵抗１２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号１２４が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出手段１０７に、シングルシャント電流検出方式を用いてもよい。
　＜電力変換回路１０５と電機子９との接続関係＞
  図２は、本実施例のリニアモータシステム１００の模式図である。リニアモータ１０４は、電力変換回路１０５に接続した２つの電機子９（駆動用電機子９ａ，浮上用電機子９ｂ）を有する。本実施例では駆動用電機子９ａと浮上用電機子９ｂを１つずつ有するが、それぞれ２つ以上であっても良い。浮上用電機子９ｂは、可動子６の重心について、前側及び後側それぞれに設けられていると好ましい。
　電力変換回路１０５は、駆動用電機子９ａに対して、Ｕ相及びＶ相の線間電圧ＶU-Vを出力し、浮上用電機子９ｂに対して、Ｖ相及びＷ相の線間電圧ＶV-Wを出力する。駆動用電機子９ａ，浮上用電機子９ｂは、ともにコイル(巻線８)によるインダクタンスを有している。各電機子９の構造や巻線８の配置等の詳細は後述する。電力変換回路１０５に接続される機器（本実施例ではリニアモータ１０４）に応じて、負荷９を、インダクタンス、抵抗、キャパシタンス又はこれらの組合せにすることができる。
　図３は、本実施例のリニアモータシステム１００の模式図である。リニアモータシステム１００は、電力変換装置１０１と、リニアモータ１０４を有する。
　電力変換装置１０１は、電力変換回路１０５の出力電圧指令値を出力する制御部１０２と、電力変換回路１０５と、可動子６の前後方向位置を検出又は推定する位置検出部１０６と、可動子６の上下方向の位置（偏心）、又は前後方向若しくは左右方向の傾きを検出若しくは推定する偏心／傾き検出部１３５を有している。
　以下、リニアモータ１０４の電機子９及び可動子６の相対移動方向を「前後方向」と呼ぶ。制御部１０２は、位置検出部１０６と、偏心／傾き検出部１３５から可動子６の往復動位置や偏心／傾きの情報を得ることができる。なお、上下方向が必ずしも重力方向と平行である必要はなく、前後方向、左右方向又はそれ以外の方向が重力方向と平行であっても良い。
　制御部１０２が行う制御の詳細については後述する。本実施例の電力変換回路１０５は、６つのスイッチング素子１２２を用いて、駆動用電機子９ａ及び浮上用電機子９ｂへの出力を制御する。駆動用電機子９ａは可動子６の前後方向位置を制御し、浮上用電機子は可動子６の上下方向位置を制御することができる。
　可動子６は、例えば、駆動用電機子９ａに印加される正弦波交流電流により前後方向に対する力（推力）を受け、浮上用電機子９ｂに印加される正負可変直流電流により上下方向に対する力（磁気浮上力）を受ける。正負可変直流電流については後述する。
　＜リニアモータ１０４の構造の概要＞
  図３に示すように、電機子９は、巻線８を巻回した磁極７を有している。磁極７は、空隙を介して互いに上下方向で対向している２つの磁極歯７０（例えば、図１８参照）を有する。可動子６は、この空隙に配されている。また、対向する磁極歯７０は、上面視で完全に重なる必要は必ずしもなく、前後方向又は左右方向に多少ずれて対向していても良い。駆動用電機子９ａは２つの磁極歯組（つまり４つの磁極歯）を有し、浮上用電機子９ｂは１つの磁極歯組（つまり２つの磁極歯）を有する。しかし、駆動用電機子９ａは１つ以上の磁極歯を有すれば特に制限されず、また、浮上用電機子９ｂは１組以上の磁極歯組を有すれば特に制限されない。
　可動子６には上下方向に磁化した平板状の永久磁石２が設けられている。それぞれ駆動用電機子９ａの磁極歯７０及び浮上用電機子９ｂの磁極歯組に対向可能な永久磁石２ａ，２ｂがそれぞれ１枚以上あれば特に制限されない。駆動用電機子９ａに対向する永久磁石２ａが複数枚設置されている場合は、これらはＮ極とＳ極が交互になるように並べられる。なお、永久磁石２ａの前後方向長さと永久磁石２ｂの前後方向長さは等しくできるが、永久磁石２ｂの方が長いと好ましい。こうすると、可動子６の前後方向運動長さを変えても可動子６への磁気浮上力の付与を安定して行える。なお、浮上用電機子９ｂの磁極歯７０の前後方向長さを、駆動用電機子９ａの磁極歯７０の前後方向長さより長くしても良い。
　［可動子６の駆動］
  ＜駆動用電機子９ａによる可動子６への推力（第一の方向の力）の付与＞
  図４（ａ）は、可動子６の前後方向位置と駆動用電機子９ａに印加される電流波形の関係を示す図、図４（ｂ）は、これにより可動子６の永久磁石２に生じる推力を示す図である。可動子６の位置は、図５に示すように、基準とする駆動用電機子９ａの或る磁極歯７０ａに正対する位置の電気角を０、往復動の一方側の振幅長さをπ、反対側の振幅長さを－πとして表すことができる。なお、磁極歯７０ａに対向する磁極歯７０ｂの図示は省略している。
　可動子６の前後方向位置（位相）は、電気角一周期を２πとして表している。ここでは、位相が０のとき、磁極歯７０ａの中心は可動子６の永久磁石２ａｂのＮ極の中心と対向し、位相がπ／２のとき、磁極歯の中心は永久磁石２ａｂと永久磁石２ａｃの中間と対向している場合を例にして説明する。
　磁極歯７０ａに対向する永久磁石の極性は可動子６の位相に応じて異なる。この極性の変化に合わせた交流電流（本実施例では正弦波交流電流）を、駆動用電機子９ａに印加することで、可動子６は図４（ｂ）に示す半波整流したような推力を得る。すなわち、可動子６は前後方向（第一の方向）への力を得る。
　本実施例のリニアモータ１０４は同期式モータであり、図４の横軸を時間として観察しても良い。このとき、図４は、電流波形および推力の時間変化の図として解することができる。
  これら可動子６への推力の付与は、公知の同期式モータ技術を適用できる。また、電機子９の上側の磁極歯７０ａと下側の磁極歯７０ｂの磁化極性は反対になるように構成しているため、下側磁極歯７０ｂと永久磁石２との関係は、図４，５と同様に説明できる。
　＜浮上用電機子９ｂによる浮上力（第二の方向の力）の付与＞
  図３を参照しつつ、可動子６への浮上力の付与について説明する。浮上用電機子９ｂに対向する永久磁石２ｂの極性が、上方向にＮ極（すなわち、下方向にＳ極）であったとする。このとき、浮上用電機子９ｂの上側の磁極歯７０ａをＮ極、下側の磁極歯７０ｂをＳ極に磁化するように浮上用電機子９ｂへの出力電流を制御する。すなわち、浮上用電機子９ｂの上側磁極歯７０ｅ，下側磁極歯７０ｆそれぞれの磁化極性が、浮上用電機子９ｂと対向する永久磁石２の上側面，下側面それぞれの磁化極性と同じになるように出力電流を制御する。これにより、可動子６に対して、磁極歯７０ｅ、７０ｆの上下方向中間位置が安定となるポテンシャルを与えることができる。すなわち、可動子６は上下方向（第二の方向）への力を得る。これにより、可動子６は空隙に浮上する。浮上用電機子９ｂへの出力電流を一定に保つ（定電流にする）ことで、可動子６に外力が加わらない状態では可動子６の上下方向位置を安定化できる。
　ここで、可動子６が外乱により前後方向若しくは左右方向に傾いたり、又は上下方向に偏心した場合、可動子６の位置を補償又は制御する必要が生じる。このため、浮上用電機子９ｂへの出力電流の大きさや極性の制御が必要になる。すなわち、浮上用電機子９ｂへの出力は、大きさ及び極性を制御可能で、大きさ又は極性の変更時を除いて実質的に直流成分から成る出力信号であることが好ましい。以下、このような信号を「正負可変直流信号」と呼ぶ。本実施例の正負可変直流信号は、可動子６の偏心又は傾きが生じたことを受けて大きさ又は極性を変更する。
　可動子６の永久磁石２ｂの上下側それぞれに、浮上用電機子９ｂの対向する磁極歯７０が位置しているため、１つの線間電圧ＶV-Wを印加することにより、浮上用電機子９ｂの２つの磁極歯７０を磁化できる。これにより、可動子６に浮上力を与えることができる。なお、浮上用電機子９ｂに対向する永久磁石は、本実施例では永久磁石２ｂであるが、その他の永久磁石２を含んでも良い。
　＜推力及び磁気浮上力を与える電圧指令値＞
  図６は、可動子６の前後方向位置に対する各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）への信号指令値の一例である電圧指令値（ドライブ信号）の関係を示す図である。各相共に、電圧指令値は周期が２πの正弦波交流であるが、Ｕ相およびＶ相は位相がπずれた逆位相の波形となっていて、Ｖ相とＷ相は同位相でオフセットが付加された波形である。
　図７は、電圧指令値から得た２つの線間電圧（Ｕ相とＶ相の電圧差ＶU-V、Ｖ相とＷ相の電圧差ＶV-W）を示す図である。この線間電圧が駆動用電機子９ａ及び浮上用電機子９ｂそれぞれに印加される。
　各相との接続関係を設定して上記のような線間電圧を得、また、各相へのドライブ信号を上記のような電圧指令値を得るように設定することで、６つのスイッチング素子１２２を備える電力変換回路１０５を用いて、２つの負荷それぞれに正弦波交流電圧と正負直流電圧を与えることができる。これにより、制御対象である可動子６の二方向（前後方向と、左右方向又は上下方向）の位置を制御できる。以下、詳細に説明する。なお、本実施例では可動子６の前後方向と上下方向を制御する場合を説明する。
　説明の便宜上、以下では、線間電圧ＶU-Vを第一線間電圧、ＶV-Wを第二線間電圧と呼称し、Ｕ，Ｖ及びＷ相それぞれを第一、第二及び第三の相と呼称することがある。
　本実施例では、３つの相の電圧指令値を次のように設定する。３つの相の内、第一及び第二の相の指令値を互いに逆位相にする。第三の相を、第一又は第二の相何れかに対してオフセットを加えた指令値にする。ここでは第三の相を、第二の相に対してオフセットを加えた指令値にした場合を説明する。
　第一の負荷である駆動用電機子９ａには、第一の相及び第二の相による第一線間電圧を与える。第二の負荷である浮上用電機子９ｂには、第二の相及び第二の相に対してオフセット分異なる第三の相による第二線間電圧を与える。
　このようにすることで、第一の負荷である駆動用電機子９ａに対して正弦波交流電流を印加して、可動子６の前後方向位置を制御できる。また、第二の負荷である浮上用電機子９ｂに対して電流を印加して、可動子６の上下方向位置を安定化させることができる。上下方向位置の安定化の原理の詳細は後述するが、スイッチング素子１２２のオンオフ切替えによって、第二の負荷に対する電流の出力を制御して、正負可変直流電流として制御できるから、可動子６の偏心（上下方向位置）や傾きを補償および制御できる。つまり、可動子６の前後方向位置の制御と上下方向の位置を独立に制御することが可能である。
　なお、図６の縦軸をドライブ信号のオンオフの比率（デューティー比）と見なしても全く問題ない。
　なお、本実施例の線間電圧は、スイッチング素子による電圧成形のため高調波成分が混入し得るが、ローパスフィルタを通過させることで電圧指令値に近づけることができる。例えば、第一線間電圧ＶU-Vを正弦波交流電圧として、第二線間電圧ＶV-Wを定電圧又は正負可変直流電圧として得ることができる。また、第一線間電圧により矩形波交流電流を印加しても良い。また、第二線間電圧により印加する電流は、定電流でも良い。この場合でも、可動子６の永久磁石が受ける力は磁極歯７０に近づくことで大きくなるので、可動子６の上下方向の偏心又は傾きを補償できる。
　＜可動子６の前後方向位置を制御するときの電圧指令値の変化＞
  次に、可動子６の前後方向位置の制御を行った場合の電圧指令値について、図８と図９を用いて説明する。図８，９では、横軸を時間としているが、前述の通り、可動子への推力の付与は、公知の同期式モータ技術を適用することができるため、図６，７で説明した横軸が位相の場合と同様に考えることができる。例えば、５ｍｓの時点において、リニアモータ１０４の推力（回転モータの場合はトルク）を大きくする場合、後述する電圧振幅作成器１３１に入力する推力指令値を大きくすることで第一線間電圧の正弦波交流電圧の振幅を大きくし、駆動用電機子９ａに流れる電流を大きくする。また、例えば、１０ｍｓの時点において、リニアモータ１０４の推力の速度（回転モータの場合は回転速度）を大きくする場合は、後述する電圧振幅作成器１３１に入力する位置指令値の変化を大きくすることで第一線間電圧の正弦波交流電圧の周波数を高くする。
　図９は、図８の例での第一線間電圧および第二線間電圧を示す図である。図８および図９は、磁気浮上力が一定である場合の例であるため、第一線間電圧は、推力および速度によって変化するが、第二線間電圧は一定である。
　＜可動子６の上下方向位置を制御するときの電圧指令値の変化＞
  一方、可動子６の上下方向位置の制御を行った場合の電圧指令値について、図１０と図１１を用いて説明する。具体的な制御構成例は後述するが、可動子６への浮上力の付与は、偏心あるいは傾きの指令値と検出値の差分を比例積分制御することができる。例えば、５ｍｓの時点において、可動子６に外力が加わり中心からずれた場合、第二線間電圧の正負可変直流電圧を大きくし、浮上用電機子９ｂに流れる電流を大きくする。これにより、浮上力を大きくでき、磁極歯７０ｅ、７０ｆの上下方向中間位置に戻すことができる。また、例えば、１５ｍｓの時点において、可動子６の位置が磁極歯７０ｅ、７０ｆの上下方向中間位置に収束したため、第二線間電圧の正負直流電圧を小さくする。なお、可動子６が傾いた場合にも、同様に電圧指令値を制御することにより、制御が可能である。
　可動子６に加わる力があまり変化しない場合には、第二線間電圧を一定としても良いが、無駄な電力の削減を考慮すると、比例積分制御器を用いて必要に応じて電流を変化させる制御構成とするのが望ましい。
　＜スイッチング素子１２２の発熱量を考慮した電圧指令値＞
  図８～図１１の説明では、可動子６の前後方向位置の制御と上下方向の位置を独立に制御することに重点を置いて説明したが、実際には、両制御を同時に行うことが多い。なぜなら、リニアモータ１０４の推力あるいは速度が大きくなる場合には、それに応じて可動子６が受ける反力も大きくなる。反対に、必要な浮上力が増加した場合には、リニアモータ１０４の負荷が増えている事が多いため、推力や速度も併せて増加させる。
　上記では、第一線間電圧の位相又は時間がゼロであるときを中心に対称正弦波となる場合を示したが、図１２に示した様に、ゼロ以外を中心に対称正弦波とすることも可能である。図６や図１２のデューティは、スイッチング素子１２２のＩＧＢＴとダイオードのＯＮ比率と見ることもできる。通常は、両者の熱抵抗は同じであるが、インバータ１２１の構成によっては、ＩＧＢＴとダイオードの熱抵抗に差がある場合もある。この場合は、熱抵抗が小さい方がＯＮする比率を上げることにより、発熱量を低減できる効果がある。図１２では、ＩＧＢＴの方が熱抵抗が小さい場合の例を示している。全相の電圧指令値をオフセットさせているため、第一線間電圧および第二線間電圧は変化しないが、ＩＧＢＴがオンする割合の方を増やすことができ、インバータ１２１の発熱量を低減することができる。
　＜電圧指令値の上下限を考慮した調整＞
  本実施例では、平衡三相正弦波電圧でない電圧指令値が出力されるため、条件によってはどこかの相の電圧指令値だけが１を越えてしまう場合がある。駆動範囲をこの領域までとすることも可能であるが、電力変換回路の変換効率最大化の点ではまだ余裕がある。そこで、図１３に示すように、ある相（図１３の例ではＷ相）の電圧指令値が±１を超えた場合、超えた分を他の２相にオフセットすることで、動作範囲を拡大することができる。図１３の場合、正弦波の電圧指令値をとるべきＷ相が電圧指令値－１未満になれないため、波形が一部平坦になっている。このため、第二線間電圧ＶV-Wへの影響を回避すべく、同様にＶ相の電圧指令値を平坦にしている。このためさらに、第一線間電圧ＶU-Vへの影響を回避すべく、Ｕ相の電圧指令値にオフセットを加算している。
　［電圧指令値の作成］
  ＜制御部１０２＞
  まず、座標軸の定義について説明する。本実施例では、可動子６に永久磁石２を有する永久磁石同期式リニアモータを用いているため、電力変換装置１０１で検出、推定、あるいは仮定する制御軸の位置と、実際の可動子６の位置は、基本的に同期しているとして説明する。但し実際には、加減速時や負荷変動時等の過渡状態において、制御軸の位置と可動子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、リニアモータ１０４が実際に発生する推力が減少したり、リニアモータ１０４に流れる電流に歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。
　電力変換装置１０１内における処理では、リニアモータ１０４の位置情報を利用する。図５において、可動子６の永久磁石２の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から正方向（紙面右方向）に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ－ｑ軸を定義する。このｄ－ｑ軸は可動子６上に固定した移動座標系である。
　図１５は、本実施例の制御部１０２の構成及び入出力関係を示す図である。制御部１０２の電圧指令値作成器１０３には、位置検出部１０７による位置検出値と、偏心／傾き検出部１３５による偏心あるいは傾きの値を入力する。
　＜電圧指令値作成器１０３＞
  図１６は、電圧指令値作成器１０３の構成を示す図である。位置指令または推力指令値と位置検出値を電圧振幅作成器１３１に入力する。電圧振幅作成器１３１は、例えば比例積分制御を用いて、位置検出値が位置指令または推力指令値に一致するように、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を調整する。
　交流電圧指令値作成器１３２は、ｑ軸電圧指令値と位置情報を入力し、（１）式および（２）式のように、可動子の位置θｄに応じて位相がπずれた２相の正弦波電圧指令値（Ｖｕ＊およびＶｖ＊）を出力する。
〔数１〕　Ｖｕ＊＝ Ｖｑ＊×ｓｉｎθｄ・・・（１）
〔数２〕  Ｖｖ＊＝ Ｖｑ＊×ｓｉｎ（θｄ＋π）・・・（２）
　比例積分微分制御器１３３は、偏心／傾き検出部１３５による偏心あるいは傾きの値を入力し、これらの値が０になるように、ＰＩＤ制御を用いて磁気浮上電圧指令値Ｖｍ＊を出力する。磁気浮上電圧指令値Ｖｍ＊は加算器１３４でＶｖに加算し、Ｖｗ＊として出力する。なお、磁気浮上電圧指令値Ｖｍ＊はＰＩＤ制御の結果によっては負値となることもある。
　以上のように制御部１０２を構成することにより、可動子６を所望の位置あるいは推力で制御すると共に、可動子６の偏心あるいは傾きを０に制御することが可能になる。可動子６の位置指令値を磁極歯７０ｅ、７０ｆの上下方向中間位置以外とすることで、可動子６を偏心させた任意の位置に制御することも可能である。
　なお、線間電圧指令値を正弦波状に制御する構成について説明したが、方形波（パルス）状にしてもよい。
　以上の様にすると、二つの負荷にそれぞれ出力する正負可変直流電圧と、交流正弦波電圧等をそれぞれ独立に制御できる。
　［リニアモータ１０４の構成部材の詳細］
  ＜電機子９の構造＞
  駆動用電機子９ａの構成について図１７～図２１を用いて説明する。浮上用電機子９ｂは、駆動用電機子９ａのブリッジ１０から前後方向の一方側の構造と同様にできるため、駆動用電機子９ａについての説明と同様に説明できる。
　図１７は実施例１に係る駆動用電機子９ａの斜視図である。図１８は実施例１に係る駆動用電機子９ａの側面断面斜視図である。
　駆動用電機子９ａは上下方向及び前後方向にそれぞれ２つずつ配された合計４つの磁極７と、前後方向に並んだ磁極７の間に挿入されるブリッジ１０を有する。磁極７の前後方向の間隔はブリッジ１０の厚みにて規定することができる。
　２つの対向した磁極７は鉄心７ｅによって上下方向に接続している。磁極７は磁極歯７０を有しており、これにより、２つの磁極歯７０が空隙を介して上下方向で対向する。各磁極歯７０には巻線８が巻回されており、巻線８に電流を流すことにより磁極歯７０に磁性が生じる。
　磁極歯７０に巻かれた各巻線８は、対向あるいは隣接する磁極歯７０の極性が異なり、斜め向かいの磁極歯７０と同じ極性になるように、接続や巻方向が調整されている。例えば、図３，１８を参考にすると、上後側磁極歯７０ａがＳ極の場合、対向する下後側磁極歯７０ｂ及び隣接する上前側磁極歯７０ｃはＮ極に、斜め向かいの下前側磁極歯７０ｄはＳ極に磁化するようになっている。このように磁化させることで、駆動用電機子９ａには、上下方向及び左右方向に平行な面に、磁束のループ（図１８中、実線矢印）が形成される。また、ブリッジ１０を磁性体にすると、上下方向及び前後方向に平行な面にも磁束のループ（図１８中、破線矢印）が形成される。同様に、浮上用電機子９ｂには、上下方向及び左右方向に平行な面に磁束のループ）が形成される。
　＜巻線８の接続関係＞
  駆動用電機子９ａの上下方向に対向する上側の巻線８ａ及び下側の巻線８ｂ、上側の巻線８ｃ及び下側の巻線８ｄ、並びに浮上用電機子９ｂの上下方向に対向する上側の巻線８ｅ及び下側の巻線８ｆは、それぞれ接続している。すなわち、巻線８ａ、８ｃ若しくは８ｅ、又は８ｂ、８ｄ若しくは８ｆのそれぞれ一方に電流を印加すると、他方にも電流が流れる。
　なお、電機子９が有する巻線８はそれぞれの磁極歯組を磁化すればよい。このためそれぞれの磁極歯組は、上側の巻線及び下側の巻線の一方だけを有してもよい。本実施例の様に磁極歯組に属する２つの磁極歯７０両方に巻線８を巻回すると、より大きい磁束を供給できる点で好ましい。なお、可動子６の重心の前側及び後側それぞれを支持する構成を設ければ、駆動用電機子９ａは、可動子６の上側又は下側一方のみに磁極歯を有するものであってもよい。可動子６を支持する構成は、浮上用電機子９ｂによる軸支持や、その他の軸支持構造を採用できる。その他の軸支持構造としては、例えば、リニアモータ１０４を搭載した圧縮機を製造する場合、可動子６に接続したピストンと、ピストンが摺動するシリンダを採用できる。
　＜浮上用電機子９ｂへの出力＞
  浮上用電機子９ｂは、可動子６の上下方向で対向する２つの巻線８ｅ、８ｆが接続しているため、２つの巻線８ｅ、８ｆが第二の負荷９ｂに含まれる。上述したように、浮上用電機子９ｂの２つの磁極歯７０ｅ，７０ｆの磁化極性と、磁極歯７０ｅ，７０ｆに対向する永久磁石２ｂ上面及び下面の磁化極性が同じになるため、浮上用電機子９ｂへの出力の制御により、可動子６の上下方向位置を制御できる。すなわち、可動子６が上方向に変位しているときは、磁極歯７０ｅ，７０ｆ及び永久磁石２ｂを異極で対向させたり磁極歯７０ｅ，７０ｆへの出力電流を止めることができる。
　例えば、対向する永久磁石２と同極になるように浮上用電機子９ｂの２つの磁極歯７０ｅ，７０ｆに電流を流す場合は、可動子６と浮上用電機子９ｂには反発力が発生する。この場合は、受動的な制御とすることが可能なため、第二線間電圧の正負可変直流電圧の制御周期に制約がある場合において好適である。
　一方、対向する永久磁石と異極になるように浮上用電機子９ｂの２つの磁極歯７０ｅ，７０ｆに電流を流す場合は、可動子６と浮上用電機子９ｂには吸引力が発生する。この場合は、より積極的に浮上力を制御できるため、例えば、リニアモータ１０４に接続される外部負荷の特性も考慮し、可動子６の前後方向位置に応じて、可動子６の上下方向位置を制御したい場合や、可動子６に加わる上下方向の外力の平均値が小さい場合に、好適である。
　これらの制御は、図１０，１１を参照しつつ説明した制御と同様に線間電圧を制御することで行える。
　＜電機子９の配置＞
  図１９は、駆動用電機子９ａと、磁気浮上用電機子９ｂの配置の一例を示す図である。図２０は、図１９の側面視における模式図である。本実施例のリニアモータ１０４は、駆動用電機子９ａと、浮上用電機子９ｂを前後方向に並べて配している。可動子６は、駆動用電機子９ａと浮上用電機子９ｂの磁極歯組の空隙にそれぞれ位置している。
　公知の同期式モータの技術を利用し、正弦波交流電流等、周波数成分を持つ交流電流を駆動用電機子９ａに印加することで可動子６に推力を与えることができる。また、正負可変直流電流や定電流を浮上用電機子９ｂに印加することで、可動子６に磁気浮上力を与えることができる。
　＜可動子６の偏心又は傾きの補償及び制御＞
  図２１は浮上用電機子９ｂ及び可動子６の正面図である。図２１（ａ）に示すように、可動子６が上側に変位した場合、永久磁石２ｂと上側磁極歯７０ａの距離が短くなるため、永久磁石２ｂの上面（Ｎ極）と上側磁極歯７０ａに発生する磁性（Ｎ極）による反発力の方が、永久磁石２ｂの下面（Ｓ極）と下側磁極歯７０ｂに発生する磁性（Ｓ極）による反発力よりも大きい。そのため、可動子６は下方向に移動する。反対に、図２１（ｂ）に示すように、可動子６が下側に変位した場合、同様にして可動子６は上方向に移動する。この結果、磁気的にバランスが取れた略中間位置に保持される。すなわち、可動子６は磁気浮上し、磁気的に軸支持をすることが可能になる。これにより、摩擦損失を低減することができ、リニアモータ１０４を高効率で駆動することが可能になる。
　また、図２１（ｃ）に示した様に、可動子６は左右方向に対して傾く場合がある。このとき、傾いた永久磁石２の左右方向の端部での反発力に差が生じる。この結果、可動子６には反時計方向に力が加わり、最終的に水平に保持される。すなわち、可動子６の左右方向に対する傾きも浮上用電機子９ｂへの出力の制御によって制御及び補償できる。永久磁石２は左右方向に幅を有する平板形状であり、磁極歯組の上下方向の空隙長さは永久磁石２の左右方向長さより短いと好ましい。
　なお、永久磁石２が円環形状であると、可動子６の左右方向に対する傾きの補償及び制御が困難である。上述した特許文献１，２の構成では、永久磁石の形状を利用して制御対象の傾きを補償及び制御する構成は開示していない。
　なお、磁気浮上用電機子９ｂを前後方向に複数設けることで、可動子６の前後方向に対する傾きを補償及び制御できる。
　＜電力変換回路１０５の他の用途＞
  電力変換回路１０５が交流電圧及び正負可変直流電圧（又は交流電流及び正負可変直流電流）を印加する対象は、リニアモータ１０４に限られない。リニアモータ１０４の場合は、上述した通り、可動子６の推力及び磁気浮上力を独立して制御できる。回転モータの場合は、例えば、回転力及び磁気浮上力を独立して制御できる。その他さまざまな用途に対して用いることができ、６つのスイッチング素子を利用して、制御対象の二方向における位置制御等を行うことができる。
  本発明の実施例２に係る電力変換回路１０５について説明する。実施例２の構成は、以下の点を除いて実施例１と同様にできる。
　図２２は、電力変換回路１０５の電圧指令値を示す図である。図２２に示すように、０からπの区間ではＵ相のデューティが１（つまりＵ相の上アームがオン状態を保持）で、Ｖ相が下に凸の正弦波状となり、πから２πの区間ではＶ相のデューティが１（つまりＶ相の上アームがオン状態を保持）で、Ｕ相が下に凸の正弦波状となる。Ｗ相は、Ｖ相にオフセットが付加された波形となる。
　すなわち、リニアモータ１０４の往復動の半周期に亘って、三つの相の内、第一の相がデューティ比１、第二の相及び第三の相が互いにオフセット分異なる正弦波形状のデューティ比となる。
　図２３は、図２２に示したＵＶＷ相の電圧指令値を二つの線間電圧（ＶUV、ＶVW）として示す図である。図２３に示すように、線間電圧で考えると、一つの正弦波交流電圧と一つの正負可変直流電圧が、一つの三相の電力変換回路から出力される。
　本実施例のように、デューティを０又は１に保つように制御すると、スイッチング損を抑制できる。したがって、実施例１と同様の効果を奏しつつ、消費電力を抑制できる。
  本発明の実施例３に係る電力変換回路１０５について説明する。実施例３の構成は、以下の点を除いて実施例１又は２と同様にできる。
  図２４は、本実施例のリニアモータ１０４０の三つの駆動用電機子９ａ、浮上用電機子９ｂ、電力変換回路１０５の接続関係を示す図である。図中、駆動用電機子９ａをそれぞれコイル(巻線Ｕ，Ｖ，Ｗ相)で、浮上用電機子９ｂをコイル(巻線Ｍ相)で表している。
　三つの駆動用電機子９ａａ－９ａｃは、それぞれ電力変換回路１０５のＵＶＷ相に相当する上下アームに一方側が接続される。浮上用電機子（Ｍ相）は、駆動用電機子９ａａ－９ａｃのそれぞれの巻線の他方側が接続している中性点ＮＰと、電力変換回路１０５の直流電圧源１２０側に付加した分圧抵抗１３６による中性点ＢＰとに接続されている。
　駆動用電機子９ａａ－９ａｃには、図２５（ａ）に示す対称三相交流電流が印加されるため、中性点ＮＰの電圧は一定である。また、対称三相交流電圧により、駆動用電機子９ａａ－９ａｃは図２５（ｂ）に示す推力を可動子６に印加できる。
　分圧抵抗１３６は、分圧抵抗１３６の間である中性点ＢＰの電圧が、対称三相交流電圧による中性点ＮＰの電圧と略等しくなるように設定されている。図２４では、分圧抵抗１３６は２つであるが、中性点を形成すれば３つ以上の抵抗を用いてもよい。分圧抵抗１３６を構成する抵抗を複数個にすることにより、個々の抵抗にかかる電圧が小さくなるため、チップ抵抗などを用いて電力変換回路を小型化できる。
　インバータの制御では、直流電圧源１２０の電圧をＥｄｃとすると、直流電圧源１２０の中点を基準に、±Ｅｄｃ／２の電圧をＰＷＭ制御して出力すると考える事が多い。すなわち、インバータ１２１から平衡三相電圧を出力すると、リニアモータ１０４０の中性点電位は、直流電圧源１２０の中点となる。一方、図１２の様に、全相の電圧指令値をオフセットさせると、リニアモータ１０４０の中性点電位は直流電圧源１２０の中点と異なる。つまり、全相の電圧指令値のオフセットを変更することにより、直流電圧源１２０の中点に対し、リニアモータ１０４０の中性点電位を自由に高くしたり低くしたりすることが可能である。
　これにより、駆動用電機子９ａａ－９ａｃに印加される対称三相交流電圧の和にオフセットを加算することで、浮上用電機子（Ｍ相）９ｂへの出力信号を制御できる。例えば、磁気浮上力が必要な時間又は可動子位置ＯＳにおいて、駆動用電機子９ａａ－９ａｃのうち、一つ、二つ又は三つにオフセット電圧指令値を加えることで、図２６に示すように浮上用電機子９ｂに電圧ＶU+V+Wを印加できる。本実施例では、時間又は位置ＯＳから、全ての駆動用電機子９ａａ－９ａｃそれぞれの電圧指令値に同じ量のオフセットを加算している。
　なお、各電機子９は、例えば図２７に示すように、駆動用電機子９ａａ－９ａｃの一方側に浮上用電機子９ｂを配することができるが、これに限られず、両側それぞれや、駆動用電機子９ａａ－９ａｃ何れか２つの間に設けても良い。
　＜電圧指令値作成器１０３ａ＞
  図２８は本実施例の電圧指令値作成器１０３ａのブロック図である。本実施例の交流電圧指令値作成器１３２では、（３）式から（５）式のように、可動子の位置θｄに応じて、２π／３の位相差を持つ三相の正弦波電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を出力する。
〔数３〕　Ｖｕ＊＝ Ｖｑ＊×ｓｉｎθｄ・・・（３）
〔数４〕  Ｖｖ＊＝ Ｖｑ＊×ｓｉｎ（θｄ＋２π／３）・・・（４）
〔数５〕  Ｖｗ＊＝ Ｖｑ＊×ｓｉｎ（θｄ＋４π／３）・・・（５）
　比例積分微分制御器１３３から出力される磁気浮上電圧指令値Ｖｍ＊を三相の正弦波電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に加算した結果（Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊）を出力する。
　本実施例によると、対称三相交流を用いることで、正弦波交流を受ける第一の負荷（駆動用電機子９ａ）が３つの場合でも同様の効果を奏することができる。
　次に、電力変換回路１０５を用いたリニアモータ１０４，１０４０を搭載した圧縮機について説明する。
　図２９は、密閉型圧縮機５０の縦断面図である。密閉型圧縮機５０は、圧縮要素２０と電動要素３０とが密閉容器３内に配置するレシプロ圧縮機である。圧縮要素２０及び電動要素３０は支持ばね４９によって密閉容器３内に弾性的に支持されている。
　圧縮要素２０はシリンダ１ａを形成するシリンダブロック１と、シリンダブロック１の端面に組み立てられるシリンダヘッド１６と、吐出室空間を形成するヘッドカバー１７とを備えている。シリンダ１ａ内に供給された作動流体はピストン４の往復動によって圧縮され、圧縮された作動流体は圧縮機外部に連通する吐出管へと送られる。
 図３０は密閉型圧縮機５０の密閉容器３を除いた斜視図、図３１は密閉容器３を除いた密閉型圧縮機５０の水平断面の斜視図である。
　本実施例では、電動要素３０の可動子６の一端にピストン４が連結した構造をとっている。そのため、シリンダブロック１にはシリンダ１ａを一つ配置した構造としている。
　浮上用電機子９ｂの個数や位置は特に制限されないが、本実施例の浮上用電機子９ｂは、可動子６の他端側に位置している。可動子６の前後方向の重心に対して、ピストン４と浮上用電機子９ｂを互いに反対側に設けることで、可動子６をピストン４及び磁気浮上力によって効果的に支持できる。
　また、電動要素３０の一端側に圧縮要素２０を配置し、他端側にはエンドフレーム２５を配置している。シリンダブロック１およびエンドフレーム２５はガイドロッド２４を有しており、可動子６が磁極７と接触することを防ぐ構造となっている。
　すなわち、可動子６はガイドロッド２４に沿って往復運動し、ガイドロッド２４は可動子６が往復運動方向と直交する向きに移動することを防止している。
　本実施例の電動要素３０に、上述したリニアモータを適用することにより、電機子と可動子が上下方向において磁気的に均衡する位置（略中間位置）に保持されると同時に、前後方向を軸とした傾きも磁気的に均衡する位置（略平行）に保持される。
　そのため、シリンダ１ａやガイドロッド２４で発生する摩擦損失の低減が可能になる。また、ガイドロッド２４を省略してもよい。
　よって、本実施例によれば、信頼性が高く高効率な密閉型圧縮機を構成できる。
　図３２は、リニアモータ１０４，１０４０を有する圧縮機を搭載した機器の一例である冷蔵庫６０の縦断面図である。密閉形圧縮機５０は、冷却器６６を備え、例えば温暖化係数の小さい自然冷媒Ｒ６００ａを用いた冷蔵庫６０に搭載されている。冷蔵室６２、上段冷凍室６３、下段冷凍室６４、野菜室６５からなる庫内空間は、密閉形圧縮機５０の駆動により冷凍サイクル（図示せず）を動作させることにより冷却される。
　＜その他＞
  本発明の電力変換回路は、上記したリニアモータの可動子を制御する信号（電圧や電流）を出力する用途に限られず、回転モータの回転子や回転モータを有するモータシステム等の様々なモータシステム、モータに限られず、制御対象の２つのパラメータを制御する用途に用いることができる。
　上記で用いた対称三相交流は、それぞれの負荷が等しい平衡三相交流回路であると好ましい。
　本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。
　［本発明の他の技術的思想］
  本発明は、次の技術的思想を包含する。
  ［思想１］
  二つのスイッチング素子を直列に接続した第一、第二及び第三の上下アームを有する電力変換装置であって、第一の負荷に正弦波交流信号又は矩形波交流信号を出力し、第二の負荷に正負可変直流信号又は定信号を出力することを特徴とする電力変換装置。
　思想１によれば、スイッチング素子の使用数を抑制しつつ、交流信号、及び正負可変直流信号若しくは直流信号を出力可能な電力変換装置を提供できる。
　［思想２］
  思想１に記載の電力変換装置と、該電力変換装置の前記第一の負荷及び前記第二の負荷に対する出力により制御可能な制御対象と、を有するモータシステムであって、前記第一の負荷への出力により、第一の方向に対する力を前記制御対象に付与し、前記第二の負荷への出力により、第二の方向に対する力を前記制御対象に付与することを特徴とするモータシステム。
　思想２によれば、スイッチング素子の使用数を抑制しつつ、駆動力と姿勢制御のための力を制御対象に印加可能なモータシステムを提供できる。
１…シリンダブロック、１ａ…シリンダ、２…永久磁石、３…密閉容器、４…ピストン、５…固定子、６…可動子（制御対象）、６ａ…永久磁石、６ｂ…可動子フレーム、７…磁極、７ｅ…磁極歯をつなぐ鉄心、８…巻線、９ａ…駆動用電機子（第一の負荷）、９ｂ…浮上用電機子（第二の負荷）、１０…ブリッジ、１１…スペーサ、１６…シリンダヘッド、１７…ヘッドカバー、２０…圧縮要素、２２…トップパッキン、２３…共振ばね、２４…ガイドロッド、２５…エンドフレーム、３０…電動要素、４０…吐出弁装置、４９…支持ばね、５０…密閉型圧縮機、７０…磁極歯、１００…リニアモータシステム、１０１…電力変換装置、１０２…制御部、１０３…制御部、１０４…リニアモータ、１０５…電力変換回路、１２０…直流電圧源、１２２…スイッチング素子、１２３…ゲートドライバ回路、１２４…ドライブ信号、１３１…電圧振幅作成部、１３２…交流電圧指令値作成部、１３５…偏心／傾き検出部、１３６…分圧抵抗。

Claims (6)

  1. 　二つのスイッチング素子を直列に接続した第一、第二及び第三の上下アームを有する電力変換装置と、
    　制御対象と、
    　該制御対象に対向する磁極歯と、該磁極歯に巻回した巻線と、を有する第一の負荷と、を備えるモータシステムであって、
    　前記制御対象を介して第二の方向で対向する二つの磁極歯と、該磁極歯の一方又は両方に巻回した巻線と、を有する第二の負荷を有し、
    　前記電力変換装置は、
    　前記第一の負荷への出力により前記制御対象に第一の方向に対する力を付与し、
    　前記第二の負荷への出力により前記制御対象に第二の方向に対する力を付与することを特徴とするモータシステム。
  2. 　前記電力変換装置は、
    　前記第一の上下アーム及び前記第二の上下アームを前記第一の負荷に接続し、
    　前記第二の上下アーム及び前記第三の上下アームを前記第二の負荷に接続し、
    　前記第一の負荷に正弦波交流信号又は矩形波交流信号を出力し、
    　前記第二の負荷に正負可変直流信号又は定信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のモータシステム。
  3. 　直流電圧源と、該直流電圧源に並列接続した分圧抵抗と、を有し、
    　前記第一の負荷を三つ有し、
    　三つの該第一の負荷それぞれの一端側は、三つの前記上下アームそれぞれに接続し、
    　三つの該第一の負荷それぞれの他端側は、互いに接続して中性点を形成し、
    　前記電力変換装置は、三つの該第一の負荷に対して対称三相交流信号を出力し、
    　前記第二の負荷の一端側は、前記中性点に接続し、
    　前記第二の負荷の他端側は、前記分圧抵抗に属する二つの抵抗の間に接続していることを特徴とする請求項１に記載のモータシステム。
  4. 　第一の方向に対する前記制御対象の位置を検出又は推定する位置検出部と、
    　第二の方向に対する前記制御対象の位置又は傾きを検出又は推定する偏心／傾き検出部と、
    　前記位置検出部及び前記偏心／傾き検出部の出力に応じて、前記第一の負荷及び前記第二の負荷に対する出力信号の振幅、周波数又はオフセットを変化させる制御部と、を有することを特徴とする請求項１乃至３何れか一項に記載のモータシステム。
  5. 　前記第一の負荷と前記第二の負荷は、第一の方向に並んでおり、
    　前記制御対象は、前記第一の負荷に対向可能な永久磁石と、前記第二の負荷に対向可能な永久磁石と、を有し、
    　前記第二の負荷に対向可能な永久磁石は、第三の方向に幅を有する平板形状であることを特徴とする請求項１乃至３何れか一項に記載のモータシステム。
  6. 　請求項１乃至５何れか一項に記載のモータシステムと、
    　前記制御対象の一端側に設け、第一の方向に往復動可能なピストンと、
    　該ピストンが摺動するシリンダと、を有する圧縮機であって、
    　前記第二の負荷を、前記制御対象の他端側に設けたことを特徴とする圧縮機。
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