JP2015192473A - サーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転状態域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転状態の制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能なサーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法を提供する。
【解決手段】ｄ軸電流指令ＣＩｄで指令されるｄ軸電流Ｉｄは、回転数Ｎが回転数ゼロから第１の回転数［Ａ］までの第１期間（加速領域）Ｔ１ではゼロとし、第１の回転数［Ａ］を超えて第２の回転数［Ｂ］までの第２期間（高速領域）Ｔ２では徐々に増加するように流れるように制御され、ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において第１の回転数［Ａ］より低い回転数、たとえば回転数ゼロから第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加する。
【選択図】図２

Description

本発明は、工作機械や産業用機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される交流サーボモータの電流制御を行うサーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法に関するものである。

交流（ＡＣ）サーボモータの制御系においては、位置指令からエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて位置偏差を求め、この位置偏差にポジションゲインを乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行い、トルク指令（電流指令）を求める。
さらに、このトルク指令から電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各相（各軸）の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行い、ＡＣサーボモータを制御している。

このような制御系において、３相ＡＣサーボモータでは３相電流（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を別々に制御する交流電流制御方式が知られている。
この交流電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトルク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボモータのロータ位置よりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角でそれぞれ２π／３ずれた各相の電流指令を求め、この電流指令に応じて電流制御を行っている。

ただし、交流電流制御方式では、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分が多くなり、トルクを効率よく発生することができなくなるという欠点がある。

このような交流電流制御方式の課題を改善する方式として、ＤＱ制御方式が知られている。
ＤＱ制御方式は、３相電流をＤＱ変換（ロータ基準座標へ変換）してｄ相、ｑ相の２相のｄ軸電流、ｑ軸電流という直流成分で制御する方式である。
ＤＱ制御方式において、電流指令のｑ軸成分はトルク成分、ｄ軸成分は交流電流制御における無効電流に相当するものであり、ｄ軸電流指令を０（ゼロ）にすることで、無効電流を抑えることができる。

しかしながら、この無効電流を抑える電流制御方法では、逆起電力によって電流制御系が不安定となり制御性能が低下するという課題がある。
この制御性能の低下は、回転数に比例した逆起電力により、モータ駆動に使える電圧が下がることによるものであり、高速域まで安定した回転を行うことができなくなり、結果として一定の回転数以上の速度（回転数）で回せなくなる。

この課題の改善策として、モータ速度に比例した電流をｄ軸成分に流すことで電流位相をｄ軸方向にずらすという方法が知られている。この方法による制御は、弱め界磁制御と呼ばれている。
しかし、ｄ軸成分の電流は無効電流であり、その分モータが発熱しやすいという課題がある。

そこで、高速域まで安定した回転を行うことを可能とするサーボモータの電流制御方法が提案されている（特許文献１参照）。

この方法では、サーボモータのＤＱ変換による電流制御において、高速回転時のみｄ相に無効電流を流すことによりモータの端子電圧を下げる。
無効電流の供給は、電圧飽和が発生する速度の近傍から開始し、速度に応じて一次の増加関数によって増加し、設定した速度以上で一定値に固定する。
これにより、高速回転時における逆起電力による電流制御系の不安定さを解消し、かつ、電圧飽和の発生しない領域では無効電流を少なくして発熱を抑制する。

特開平９−８４４００号公報

しかしながら、上述した無効電流の供給を、速度に応じて一次の増加関数によって直線的に増加させる方法では、無効電流による発熱を抑制することはできるが、所望の回転数域において得られる最大トルクには限界がある。その結果、回転数制御領域を広げることに限界があり、弱め界磁制御による効果を十分に発現させることは困難であるという不利益がある。

本発明の目的は、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転状態域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転状態の制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能なサーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法を提供することにある。

本発明の第１の観点のサーボモータ制御システムは、多相交流サーボモータと、直流のｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給部と、前記サーボモータの各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するＤＱ変換部と、前記サーボモータの回転状態に応じた指令および前記ＤＱ変換部で生成されたｄ軸電流指令およびトルク指令としてのｑ軸電流指令を生成する指令生成部と、前記ｄ軸電流前記ｄ軸電流に応じて直流のｄ軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するｄ軸コントローラと、前記ｑ軸電流指令および前記ＤＱ変換部で生成された前記ｑ軸電流に応じて直流のｑ軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するｑ軸コントローラと、を有し、前記ｄ軸電流指令で指令されるｄ軸電流は、第１の回転状態まではゼロとし、第１の回転状態を超えて第２の回転状態まで徐々に増加するように流れ、ｄ軸電流の増加形態は、前記第１の回転状態より低い回転状態から前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、第１の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する。

これにより、逆起電力の発生する高速領域で、ｄ軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、ｄ軸電流を第１の回転状態より低い回転状態からの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。

好適には、前記ｄ軸電流は、第１の回転状態から第２の回転状態まで増加するように流し、当該第２の回転状態以上の回転状態では一定値に固定する。
これにより、第２の回転状態以上では、ｄ軸電流を固定するので、ｄ軸電流（無効電流）による発熱の増大を抑制することができる。

好適には、第１の回転状態は、定格回転数と異なる回転数である。
定格回転数からｄ軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態で、たとえば回転数対トルク特性（Ｎ−Ｔ特性）上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からｄ軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。

好適には、第１の回転状態は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数である。
これにより、トルクリミットがかかる回転数よりｄ軸電流を流し始めるので、たとえば回転数対トルク特性（Ｎ−Ｔ特性）上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保することができる。

好適には、ｄ軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加する。
このように、ｄ軸電流を回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。

本発明の第２の観点のサーボモータ制御方法は、サーボモータの回転状態に応じたｄ軸電流指令およびトルク指令としてのｑ軸電流指令を生成する指令生成ステップと、直流のｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給ステップと、前記サーボモータに供給される各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するＤＱ変換ステップと、前記ｄ軸電流指令および前記ＤＱ変換ステップで生成された前記ｄ軸電流に応じて前記直流のｄ軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するｄ軸コントロールステップと、前記ｑ軸電流指令および前記ＤＱ変換ステップで生成された前記ｑ軸電流に応じて前記直流のｑ軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するｑ軸コントロールステップと、を有し、前記ｄ軸電流指令で指令されるｄ軸電流は、第１の回転状態まではゼロとし、第１の回転状態を超えて第２の回転数まで徐々に増加するように流れ、ｄ軸電流の増加形態は、前記第１の回転状態より低い回転状態から前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、第１の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する。

これにより、逆起電力の発生する高速領域で、ｄ軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、ｄ軸電流を第１の回転状態より低い回転状態からの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転状態におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転状態、たとえば回転数や回転速度の制御可能領域を広げることができる。

本発明によれば、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転状態域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転状態の制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能となる。

本発明の実施形態に係るサーボモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。 本実施形態の指令生成部のｄ軸電流指令によるｄ軸電流の制御形態を説明するための図である。 漸近対象の一次関数直線側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する増加形態をＳＱＲＴ関数により形成した一例を示す図である。 本実施形態に係るｄ軸コントローラ、ｑ軸コントローラ、モータ側の機能構成例を示すブロック図である。 本実施形態を説明するための図であって、ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロとした場合の加速中のｄ軸およびｑ軸の電圧状態を示す図である。 ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロとした場合であって逆起電力とＤＣリンク電圧が一致した場合のｄ相およびｑ相の電圧状態を、比較例として示す図である。 本実施形態を説明するための図であって、高速領域においてｄ軸電流指令ＣＩｄおよびｑ軸電流指令ＣＩｑを入力した場合のｄ軸およびｑ軸の電圧状態を示す図である。 本実施形態に係るサーボモータ制御システムの動作を、指令生成部の速度ループおよび電流ループの処理を中心に説明するためのフローチャートである。 本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての概要を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。 本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての実験結果を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。

以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。

本実施形態においては、基本的に、ＤＱ変換によって電流を制御するサーボモータ制御システムにおいて、高速回転時にのみｄ軸に無効電流を流し、無効電流（ｄ軸電流）によってサーボモータの端子電圧を下げる。
この場合、本実施形態において、ｄ軸電流は、後で詳述するように、加速中の第１の回転数［Ａ］まではゼロとし、高速領域である第１の回転数［Ａ］を超えて第２の回転数［Ｂ］まで徐々に増加するように流れる。
ｄ軸電流の増加形態は、第２の回転数まで一次関数に漸近するように増加し、第１の回転数［Ａ］から電流流し始め近傍では、漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加するように構成される。
なお、本実施形態では、回転状態を表すパラメータとしてサーボモータ２０の回転数を採用している。

以下、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの全体構成および機能ついて説明し後、ｄ軸電流の特徴的な流し方およびその効果等について具体的に説明する。

［サーボモータ制御システムの要部全体の構成］
図１は、本発明の実施形態に係るサーボモータ制御システムの構成例を示すブロック図である。

本サーボモータ制御システム１０は、多相（本実施形態では３相）サーボモータ２０、電力供給部３０、電流検出部４０、位相検出部５０、ＤＱ変換部６０、回転状態検出部としての回転数検出部７０、指令生成部８０、並びに、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑを含んで構成されている。

電力供給部３０は、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑにより供給される２相直流のｄ軸指令電圧Ｖｄおよびｑ軸指令電圧Ｖｑを３相の交流電力に変換して、この３相の交流電力をサーボモータ２０に供給する。

図１の電力供給部３０は、電圧変換部３１および電力増幅器３２を有する。
電圧変換部３１は、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑにより供給される２相直流のｄ軸指令電圧Ｖｄおよびｑ軸指令電圧Ｖｑを３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、変換した電圧を指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして電力増幅器３２に供給する。

電力増幅器３２は、電圧変換部３１による指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを受けて、インバータ等でサーボモータ２０の各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流し、サーボモータ２０への電力供給を行う。

電流検出部４０は、電力供給部３０からサーボモータ２０に供給される各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
電流検出部４０は、検出した電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗをＤＱ変換部６０に供給する。

位相検出部５０は、サーボモータ２０の回転位相θ（回転位置）を検出し、検出した回転位相θをＤＱ変換部６０に供給する。
位相検出部５０は、回転位相θを、たとえば図示しないエンコーダからの回転検出信号に基づいて算出する。

ＤＱ変換部６０は、電流検出部４０の検出した各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、位相検出部５０の検出した回転位相θに基づいてｄｑ変換し、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを生成する。
ＤＱ変換部６０は、ｄｑ変換で生成したｄ軸電流Ｉｄｆをｄ軸コントローラ９０ｄに供給し、ｄｑ変換で生成したｑ軸電流Ｉｑｆをｑ軸コントローラ９０ｑに供給する。

回転数検出部７０は、サーボモータ２０の実際の回転数（実回転数）を検出し、検出した回転数を指令生成部８０に供給する。

指令生成部８０は、サーボモータ２０の回転数Ｎに応じたｄ軸電流指令ＣＩｄおよびトルク指令としてのｑ軸電流指令ＣＩｑを生成する。
指令生成部８０は、生成したｄ軸電流指令ＣＩｄをｄ軸コントローラ９０ｄに供給する。一方、指令生成部８０は、生成したトルク指令としてのｑ軸電流指令ＣＩｑをｑ軸コントローラ９０ｑに供給する。

指令生成部８０は、図示しない速度制御ブロックにおける速度ループにおいてトルク指令を計算し、図示しない電流制御ブロックにおける電流ループにおいてトルク指令をｑ軸電流指令ＣＩｑとする。
このｑ軸電流指令ＣＩｑによって指令されるｑ軸電流Ｉｑは、サーボモータの駆動制御の間、回転数によってゼロとなったり、高速回転期間に流したり、ある一定の回転数に達すると固定値となるようなｄ軸電流のような制御は行われず、そのｑ軸電流指令ＣＩｑに応じた電流としてモータ駆動期間の全体にわたって流される。

一方、指令生成部８０は、ｄ軸電流Ｉｄは、回転数によってゼロとなったり、高速回転期間に流したり、ある一定の回転数に達すると固定値となるように、ｄ軸電流指令ＣＩｄによって指令を行う。
具体的には、本実施形態の指令生成部８０は、ｄ軸電流Ｉｄが、図２に示すように流れるように、ｄ軸電流指令ＣＩｄによる指令を行う。

図２は、本実施形態の指令生成部のｄ軸電流指令によるｄ軸電流の制御形態を説明するための図である。
図２において、横軸がサーボモータ２０の回転数Ｎを、縦軸がｄ軸電流Ｉｄをそれぞれ示している。また、図２中、実線ＳＬで示す曲線がｄ軸電流の値の変化を示し、破線ＤＬで示す直線がある期間においてｄ軸電流を漸近させる仮想の一次関数直線を示している。

ｄ軸電流指令ＣＩｄで指令されるｄ軸電流Ｉｄは、図２に示すように、回転数Ｎが回転数ゼロから第１の回転数［Ａ］までの第１期間（加速領域）Ｔ１ではゼロとし、第１の回転数［Ａ］を超えて第２の回転数［Ｂ］までの第２期間（高速領域）Ｔ２では徐々に増加するように制御される。
ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において、第１の回転数［Ａ］より低い回転数（第１の回転数を含まない第１期間Ｔ１の回転数）から第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加する。
本実施形態においては、ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において、図２に示すように、回転数ゼロから第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加する。
そして、ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間Ｔ２１では、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧ＡＲＣを形成しつつ曲線状に増加するように構成される。

これにより、逆起電力の発生する高速領域で、ｄ軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、ｄ軸電流を第１の回転数［Ａ］より低い回転数、図２の例では回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転数制御可能領域を広げることができる。

電流流し始め期間Ｔ２１において、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加するとは、たとえば、放物線の頂部から徐々に増加する曲線部分の一部や、楕円の一部の弧状の曲線や、ＳＱＲＴ（SQUARE ROOT）関数の頂部から徐々に増加する曲線部分の一部が採用される。
本実施形態では、電流流し始め期間Ｔ２１において、立ち上がりから一次関数直線ＤＳＬに徐々に漸近していくような曲線をもって期間Ｔ２２の開始位置である漸近開始位置まで、２次関数的に増加するように指令が生成される。

図３は、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する増加形態をＳＱＲＴ関数により形成した一例を示す図である。
漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する増加形態をＳＱＲＴ関数により形成した場合、図３に示すように、電流流し始め期間Ｔ２１において、電流値を急激な変化をさせることなく漸近状態にスムースな形態で連続性を維持しながら移行させることが可能となる。

また、本実施形態においては、ｄ軸電流指令ＣＩｄで指令されるｄ軸電流Ｉｄは、図２に示すように、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］まで流し、この第２の回転数［Ｂ］以上の回転数の期間Ｔ３では、一次関数直線ＤＬへの漸近状態を停止して一定値ＣＶに固定する（クランプする）。
このように、第２の回転数［Ｂ］以上では、ｄ軸電流Ｉｄを固定するので、ｄ軸電流（無効電流）による発熱の増大を抑制できる。

なお、ｄ軸電流を流し始める第１の回転数［Ａ］は、定格回転数と異なる回転数に設定してもよい。
定格回転数からｄ軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態でＮ−Ｔ特性上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からｄ軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。

あるいは、第１の回転数［Ａ］は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数としてもよい。
この場合、トルクリミットがかかる回転数よりｄ軸電流を流し始めるので、Ｎ−Ｔ特性上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保できる。

ｄ軸コントローラ９０ｄは、ｄ軸電流指令ＣＩｄおよびＤＱ変換部６０で生成されたｄ軸電流Ｉｄｆに応じて直流のｄ軸指令電圧Ｖｄを生成する。
ｄ軸コントローラ９０ｄは、生成したｄ軸指令電圧Ｖｄを電力供給部３０に供給する。

ｄ軸コントローラ９０ｄは、減算器９１ｄおよび電流制御器９２ｄを含んで構成される。
ｄ軸コントローラ９０ｄは、ｄ軸電流指令ＣＩｄからＤＱ変換部６０で得られたｄ軸電流Ｉｄｆを減算器９１ｄで減じて電流偏差を求め、電流制御器９２ｄでこの電流偏差を、比例積分制御等を行って、ｄ軸指令電圧Ｖｄを求める。

ｑ軸コントローラ９０ｑは、ｑ軸電流指令ＣＩｑおよびＤＱ変換部６０で生成されたｑ軸電流Ｉｑｆに応じて直流のｑ軸指令電圧Ｖｑを生成する。
ｑ軸コントローラ９０ｑは、生成したｑ軸指令電圧Ｖｑを電力供給部３０に供給する。

ｑ軸コントローラ９０ｑは、減算器９１ｑおよび電流制御器９２ｑを含んで構成される。
ｑ軸コントローラ９０ｑは、ｑ軸電流指令ＣＩｑからＤＱ変換部６０で得られたｑ軸電流Ｉｑｆを減算器９１ｑで減じて電流偏差を求め、電流制御器９２ｑでこの電流偏差を、比例積分制御等を行って、ｑ軸指令電圧Ｖｑを求める。

図４は、本実施形態に係るｄ軸コントローラ、ｑ軸コントローラ、モータ側の機能構成例を示すブロック図である。
図４において、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑは、電流制御器９２ｄ，９２ｑが積分項１０１，１０２（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１０３，１０４（Ｋ２は比例ゲイン）を備える制御系として構成されている。
サーボモータ側は抵抗分Ｒとインダクタンス分Ｌとを備えている。また、各ｄ軸（ｄ相），ｑ軸（ｑ相）は、互いに他の相からの干渉項１０５，１０６を備える。

本実施形態では、前述したように、指令生成部８０が、ｄ軸コントローラ９０ｄに対してサーボモータ２０の回転数Ｎに応じたｄ軸電流指令ＣＩｄを供給し、ｑ軸コントローラ９０ｑに対してトルク指令であるｑ軸電流指令ＣＩｑを供給する。
本実施形態では、サーボモータ２０の回転数（回転状態）Ｎに応じたｄ軸電流指令ＣＩｄとして、図２および図４中の上部に示す特性のｄ軸電流指令を用いることができる。

［ｄ軸電流指令ＣＩｄおよびｑ軸電流指令ＣＩｑに応じたｄ軸およびｑ軸の電圧状態］
ここで、本実施形態におけるｄ軸電流指令ＣＩｄおよびｑ軸電流指令ＣＩｑに応じたｄ軸およびｑ軸の電圧状態について考察する。

［加速中］
前述したように、ｄ軸電流指令ＣＩｄは、ｄ軸電流Ｉｄを、サーボモータ２０の回転数が０から第１の回転数［Ａ］までの期間（加速領域）Ｔ１ではゼロとする。

図５は、本実施形態を説明するための図であって、ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロとした場合の加速中のｄ軸およびｑ軸の電圧状態を示す図である。
図５において、符号ＣＲＬで示す円はＤＣリンク電圧であり、Ｒ・Ｉｑで示されるｑ軸電圧がモータを制御する有効電圧であり、ωｅ・Ｌ・Ｉｑで示されるｑ軸電圧がモータ駆動に寄与しない無効電圧であり、Ｅは逆起電力を示し、端子電圧は逆起電力Ｅと有効電圧（ｑ軸電圧）Ｒ・Ｉｑの和となる。
サーボモータ制御は、端子電圧がＤＣリンク電圧以下の場合可能であり、端子電圧がＤＣリンク電圧を超えると制御が困難となる。
端子電圧がＤＣリンク電圧以下の場合には、ＤＣリンク電圧から逆起電力Ｅを差し引いた電圧分によって、モータを制御する電流を生成することができる。

［比較例：ｄ軸電流Ｉｄをゼロとした場合の高速回転］
図６は、ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロとした場合であって逆起電力とＤＣリンク電圧が一致した場合のｄ相およびｑ相の電圧状態を、比較例として示す図である。
高速まで加速を行うと、増加する逆起電力Ｅによって加速電流を生成するための電圧が減少し、加速電流が減少して最終的に逆起電力とＤＣリンク電圧が一致し、加速が終了することになる。
この状態から減速を行う場合には、減速電流を流すに要する電圧が不足して電流制御が困難となり、異常電流が流れる場合がある。

そこで、本実施形態では、高速域でのモータの端子電圧を下げるために、電流位相を高速域の大電流時においてｄ軸方向にずらす方法が採用されている。

［ｄ軸電流Ｉｄを流しながらの高速回転］
次に、サーボモータ２０の回転数が増大して第１の回転数［Ａ］を超えると、逆起電力Ｅが増大してＤＣリンク電圧に接近し、電圧飽和が始まる。このとき、ｄ軸コントローラに対してｄ軸電流指令ＣＩｄの入力を始める。
本実施形態では、サーボモータ２０の回転数が増大して第１の回転数［Ａ］に達すると、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において回転数ゼロから第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加させる。
そして、ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間Ｔ２１では、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧ＡＲＣを形成しつつ曲線状に増加させる。

図７は、本実施形態を説明するための図であって、高速領域においてｄ軸電流指令ＣＩｄおよびｑ軸電流指令ＣＩｑを入力した場合のｄ軸およびｑ軸の電圧状態を示す図である。
図７において、ｄ軸電流指令ＣＩｄによってｄ軸巻線にｄ軸電流Ｉｄが流れると、ｄ軸巻線の抵抗分Ｒによって無効電圧分Ｒ・Ｉｄが発生し、ｄ軸巻線のインダクタンス分Ｌによって有効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄが発生する（図７中の破線）。
この有効電圧分ωｅ・Ｌ・Ｉｄの方向は逆起電力Ｅと逆方向であるため、逆起電力は減少して図中の一点鎖線で示される補償逆起電力Ｅ’となる。
したがって、ｑ軸方向の電圧について見ると、補償逆起電力Ｅ’はＤＣリンク電圧内に収まり、制御電流を流すために十分な電圧が生成される。
図４中の電圧ｅはｄ軸巻線のインダクタンス分Ｌによる有効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄであり、ｄ軸への電流の供給は逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）と逆方向の電圧ｅをｑ軸コントローラ９０ｑに入力することと実質的に一致し、これによって、端子電圧における逆起電力Ｅを減少させる。

サーボモータ２０の回転数がさらに増大すると、逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）は回転数にしたがって増大する。
このとき、ｄ軸コントローラ９０ｄに対するｄ軸電流指令ＣＩｄを回転数に応じて増加させることによって、ｄ軸巻線のインダクタンス分Ｌに発生する有効電圧分ωｅ・Ｌ・Ｉｄを増加して逆起電力Ｅを打ち消す方向の電圧を増やし、逆起電力Ｅの増大を抑制する。

そして、ｄ軸電流指令ＣＩｄにおいて、サーボモータ２０の回転数が第２の回転数［Ｂ］を超える期間（高速領域）Ｔ３では一定値に固定させる。
これは、ｄ軸電流の無制限の増大によって発生する過剰電流や過熱等の障害を防止するためである。

以上、本実施形態におけるｄ軸電流指令ＣＩｄおよびｑ軸電流指令ＣＩｑに応じたｄ軸およびｑ軸の電圧状態について考察した。
次に、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの動作を、指令生成部の速度ループおよび電流ループの処理を中心に説明する。

図８は、本実施形態に係るサーボモータ制御システムの動作を、指令生成部の速度ループおよび電流ループの処理を中心に説明するためのフローチャートである。

指令生成部８０ではじめに、図示しない速度ループにおいてトルク指令を計算し（ステップＳＴ１）、電流ループにおいて求めたトルク指令をｑ軸電流指令ＣＩｑとしてｑ軸コントローラ９０ｑに出力する（ステップＳＴ２）。

次に、指令生成部８０においては、回転数検出部７０で検出されたサーボモータ２０の実回転数と第１の回転数［Ａ］とを比較し、実回転数が第１の回転数［Ａ］に達したか否かの判定を行う（ステップＳＴ３）。
ステップＳＴ３において、サーボモータ２０の回転数が第１の回転数［Ａ］に達していないと判定した場合には、加速中で期間Ｔ１にあるとして、指令生成部８０は、ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロに設定し、ｄ軸コントローラ９０ｄに出力する（ステップＳＴ４）。
なお、このとき、ｑ軸電流指令ＣＩｑはステップＳＴ２で設定したトルク指令である。

一方、ステップＳＴＳＴ３において、サーボモータ２０の回転数が、第１の回転数［Ａ］に達したと判定した場合には、回転数検出部７０で検出されたサーボモータ２０の実回転数と第２の回転数［Ｂ］とを比較し、実回転数が第２の回転数［Ｂ］に達したか否かの判定を行う（ステップＳＴ５）。
ステップＳＴ５において、サーボモータ２０の回転数が第２の回転数［Ｂ］に達していないと判定した場合には、高速域に期間Ｔ２にあるものとして、指令生成部８０は、ｄ軸電流指令ＣＩｄをゼロでなはなく、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において回転数ゼロから第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加させるように設定する。
なお、指令生成部８０は、ｄ軸電流指令ＣＩｄを、第１の回転数［Ａ］から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間Ｔ２１では、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧ＡＲＣを形成しつつ曲線状に増加させるように設定する（ステップＳＴ６）。

ステップＳＴ５において、サーボモータ２０の回転数が第２の回転数［Ｂ］に達したと判定した場合には、実回転数が第２の回転数［Ｂ］を超える期間（高速領域）Ｔ３となったものとして、指令生成部８０は、ｄ軸電流指令ＣＩｄを、一定値に固定させるように設定する（ステップＳＴ７）。
なお、このときも、ｑ軸電流指令ＣＩｑはステップＳＴ２で設定したトルク指令である。

次に、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑが、電流フィードバックによってサーボモータ２０のｄ軸，ｑ軸の電流フィードバックＩｄｆおよびＩｑｆの取込みを行う。
このｄ相，ｑ相の電流フィードバックＩｄｆおよびＩｑｆの取込みは、サーボモータのｕ相、ｖ相ｍおよびｗ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取込み、また、位相検出部５０の出力からロータの電気角θｅを求め、３相交流電流から２相の直流電流を求めるＤＱ変換により行うことができる（ステップＳＴ８）。

次に、ｄ軸コントローラ９０ｄおよびｑ軸コントローラ９０ｑにおいて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆをｄ軸電流指令ＣＩｄ、ｑ軸電流指令ＣＩｑの各相指令値から減じてｄ軸，ｑ軸の電流偏差を求める。そして、この電流偏差を電流制御器９２ｄ、９２ｑでの電流ループで比例・積分制御を行って、ｄ軸指令電圧Ｖｄおよびｑ軸指令電圧Ｖｑを求める（ステップＳＴ９）。
さらに、２軸電圧から３軸電圧に変換する電圧変換部３１において、２軸直流電圧から３相の交流電圧を求めるＤＱ変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め（ステップＳＴ１０）、この指令電圧を電力増幅器３２に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータ２０の制御を行う。

［回転数対トルク特性について］
次に、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性について、弱め界磁制御方式を採用していない一般的なシステムと、特許文献１のように、弱め界磁制御方式を採用し、高速域においてｄ軸電流を一次の増加関数に従って直線的に増加させるシステムを比較例として採用して考察する。

図９は、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての概要を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。
図１０は、本実施形態の制御方法を適用した場合の回転数対トルク特性についての実験結果を示す図であって、比較例と比較して説明するための図である。
図９において、概要を示すために模式的に示してある。
図９および図１０において、横軸が発生トルク（Ｎ・ｍ、ｋｇ・ｃｍ）を、縦軸が回転数Ｎ（ｒ．ｐ．ｍ）を示している。
そして、図９および図１０において、Ｘで示す曲線が本実施形態に係るシステムの特性（Ｎ−Ｔ特性）を示し、Ｙで示す曲線が弱め界磁制御方式を採用していない一般的な第１の比較システムの特性（Ｎ−Ｔ特性）を示し、Ｚで示す曲線が弱め界磁制御方式を採用し、高速域においてｄ軸電流を一次の増加関数に従って増加させる第２の比較システムの特性（Ｎ−Ｔ特性）を示している。

図からわかるように、本システムは、第１の比較システムおよび第２の比較システムと比較して、逆起電力の発生する高速領域で、ｄ軸電流により逆起電力を確度高く抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、本システムは、ｄ軸電流を回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、第２の比較システムのように直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができる。

図１０のＮ−Ｔ特性グラフに関連付けてトルクを上げる効果についてさらに詳述する。
所定回転数とは、図１０のＮ−Ｔ特性グラフ上で、たとえば３０００ｒｐｍとすると、直線的に増加させた第２の比較システムの場合は３０００ａｒｐｍでの最大トルクが３．５２Ｎｍであるのに対して、本システムでは、一次関数に漸近するように増加させた場合での最大トルクが３．７６Ｎｍとトルクを上げることができるようになり、３０００ｒｐｍでの回転数制御可能領域を広げることができる。

［実施形態の効果］
上述したように、本実施形態においては、以下の効果を得ることができる。
本実施形態においては、基本的に、ｄ軸電流指令ＣＩｄで指令されるｄ軸電流Ｉｄは、回転数Ｎが回転数ゼロから第１の回転数［Ａ］までの第１期間（加速領域）Ｔ１ではゼロとし、第１の回転数［Ａ］を超えて第２の回転数［Ｂ］までの第２期間（高速領域）Ｔ２では徐々に増加するように流れるように制御される。
ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］までの期間Ｔ２において第１の回転数［Ａ］より低い回転数、本実施形態では回転数ゼロから第２の回転数［Ｂ］までの一次関数直線ＤＬに漸近するように増加する。
そして、ｄ軸電流Ｉｄの増加形態は、第１の回転数［Ａ］から電流流し始め近傍領域である電流流し始め期間Ｔ２１では、漸近対象の一次関数直線ＤＬ側に向かって弧ＡＲＣを形成しつつ曲線状に増加するように構成される。

これにより、逆起電力の発生する高速領域で、ｄ軸電流により逆起電力を抑制することができることから、高速領域まで安定した回転を行うことができる。
また、ｄ軸電流を第１の回転数［Ａ］より低い回転数、たとえば回転数ゼロからの一次関数に漸近するように増加させることで、直線的に増加させるよりも、所定回転数におけるトルクを大きくすることができようになり、その結果、回転数制御可能領域を広げることができる。

また、本実施形態においては、ｄ軸電流指令ＣＩｄで指令されるｄ軸電流Ｉｄは、第１の回転数［Ａ］から第２の回転数［Ｂ］まで流し、この第２の回転数［Ｂ］以上の回転数の期間Ｔ３では、一次関数直線ＤＬへの漸近状態を停止して一定値ＣＶに固定する（クランプする）。
このように、第２の回転数［Ｂ］以上では、ｄ軸電流Ｉｄを固定するので、ｄ軸電流（無効電流）による発熱の増大を抑制できる。

なお、ｄ軸電流を流し始める第１の回転数［Ａ］は、定格回転数と異なる回転数に設定してもよい。
定格回転数からｄ軸電流を流し始めると、定格回転数未満と定格回転数以上の状態でＮ−Ｔ特性上のリニアリティが失われるので、定格回転数を挟んでトルクの変化が発生する。
これに対して、定格回転数と異なる回転数からｄ軸電流を流し始めることで少なくとも使用範囲とされる定格回転数の近傍でリニアリティが失われることを防ぐことができる。

あるいは、第１の回転数［Ａ］は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数としてもよい。
この場合、トルクリミットがかかる回転数よりｄ軸電流を流し始めるので、Ｎ−Ｔ特性上でリニアリティが失われることがない。すなわち、トルクリミットがかかる領域では既にリニアリティがない領域であるので、トルクリミット領域外でのリニアリティは確保できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ所望の回転数域において得られる最大トルクを大きくすることが可能で、回転数制御領域を広げることができ、高速域まで安定した回転を行うことが可能となる。

［他の実施形態］
以上、本発明者によってなされた発明の実施形態を具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形可能であることはいうまでもない。

たとえば、上述した実施形態では、回転数をｄ軸電流の制御パラメータとして用いているが、本発明はこれに限らず、サーボモータの回転状態を示す回転速度を用いても上述した効果と同様の効果を得ることができる。

１０・・・サーボモータ制御システム、２０・・・サーボモータ、３０・・・電力供給部、３１・・・電圧変換部、３２・・・電力増幅器、４０・・・電流検出部、５０・・・位相検出部、６０・・・ＤＱ変換部、７０・・・回転数検出部（回転状態検出部）、８０・・・指令生成部、９０ｄ・・・ｄ軸コントローラ、９０ｑ・・・ｑ軸コントローラ。

Claims (10)

1. 多相交流サーボモータと、
   直流のｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給部と、
   前記サーボモータの各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するＤＱ変換部と、
   前記サーボモータの回転状態に応じたｄ軸電流指令およびトルク指令としてのｑ軸電流指令を生成する指令生成部と、
   前記ｄ軸電流指令および前記ＤＱ変換部で生成された前記ｄ軸電流に応じて直流のｄ軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するｄ軸コントローラと、
   前記ｑ軸電流指令および前記ＤＱ変換部で生成された前記ｑ軸電流に応じて直流のｑ軸指令電圧を生成し、前記電力供給部に供給するｑ軸コントローラと、を有し、
   前記ｄ軸電流指令で指令されるｄ軸電流は、
   第１の回転状態まではゼロとし、第１の回転状態を超えて第２の回転状態まで徐々に増加するように流れ、
   ｄ軸電流の増加形態は、前記第１の回転状態より低い回転状態から前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、
   第１の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する
   サーボモータ制御システム。
2. 前記ｄ軸電流は、
   第１の回転状態から第２の回転状態まで増加するように流し、当該第２の回転状態以上の回転状態では一定値に固定する
   請求項１記載のサーボモータ制御システム。
3. 第１の回転状態は、定格回転数と異なる回転数である
   請求項１または２記載のサーボモータ制御システム。
4. 第１の回転状態は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数である
   請求項１または２記載のサーボモータ制御システム。
5. ｄ軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加する
   請求項１から４のいずれか一に記載のサーボモータ制御システム。
6. サーボモータの回転状態に応じたｄ軸電流指令およびトルク指令としてのｑ軸電流指令を生成する指令生成ステップと、
   直流のｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧を多相の交流電力に変換して、前記サーボモータに多相の交流電力を供給する電力供給ステップと、
   前記サーボモータに供給される各相の電流を、前記サーボモータの回転位相に基づいてｄｑ変換し、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するＤＱ変換ステップと、
   前記ｄ軸電流指令および前記ＤＱ変換ステップで生成された前記ｄ軸電流に応じて前記直流のｄ軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するｄ軸コントロールステップと、
   前記ｑ軸電流指令および前記ＤＱ変換ステップで生成された前記ｑ軸電流に応じて前記直流のｑ軸指令電圧を生成し、前記電力供給ステップに供給するｑ軸コントロールステップと、を有し、
   前記ｄ軸電流指令で指令されるｄ軸電流は、
   第１の回転状態まではゼロとし、第１の回転状態を超えて第２の回転数まで徐々に増加するように流れ、
   ｄ軸電流の増加形態は、前記第１の回転状態より低い回転状態から前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加し、
   第１の回転状態から電流流し始め近傍領域では、前記漸近対象の一次関数側に向かって弧を形成しつつ曲線状に増加する
   サーボモータ制御方法。
7. 前記ｄ軸電流は、
   第１の回転状態から第２の回転状態まで増加するように流し、当該第２の回転数以上の回転数では一定値に固定する
   請求項６記載のサーボモータ制御方法。
8. 第１の回転状態は、定格回転数と異なる回転数である
   請求項６または７記載のサーボモータ制御方法。
9. 第１の回転状態は、トルクリミットがかかり、回転数によらずトルクが一定になっている回転数である
   請求項６または７記載のサーボモータ制御方法。
10. ｄ軸電流の増加形態は、回転数ゼロから前記第２の回転状態までの一次関数に漸近するように増加する
    請求項６から９のいずれか一に記載のサーボモータ制御方法。

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