JPH1084689A - ビートレス制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】インバータ出力周波数が電源の２倍周波数の付
近にある場合のトルクリプルを抑制することができるビ
ートレス制御装置を得る。 【解決手段】直流リンク電圧Ｖdcの平均値からの変動量
ΔＶdcを演算する演算器16、インバータ周波数基準ｆi
^* に基づき積分によりインバータ位相角基準θi^* を求
める掛算器27，積分器18、電動機回転周波数ｆr と、電
動機角周波数ωrと、ΔＶdcと、位相角ρ、直流リンク
電圧Ｖdcと、２次磁束角周波数ωo と、伝達関数Ｈ1(s)
と、１次抵抗Ｒ1 と、２次抵抗Ｒ2 と、１次自己インダ
クタンスＬ1 と、２次自己インダクタンスＬ2 と、相互
インダクタンスＭと、２次磁束平均値φ2 ^* と、トルク
電流の平均値ｉq ^* を入力し、(33)〜(35)， (42) 式に
基づき補償値Δθi を求める演算器15、該補償値Δθi
と位相角基準θi ^* を加算してインバータ位相角θi と
し、θi に従い出力電圧を制御するもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は単相コンバータ・イ
ンバータシステムにより誘導電動機を制御するシステム
に係わり、特にトルクリプルを抑制するビートレス制御
装置に関わる。

【０００２】

【従来の技術】単相電源から単相コンバータにより直流
を得るシステムでは、単相コンバータから直流コンデン
サに流れる電流に電源周波数fsの２倍周波数２fs成分が
多く重畳する。このため、直流リンク電圧も同様に電源
周波数［の２倍周波数２fsにより変動する。インバータ
により直流リンク電圧から３相交流をつくりだす場合、
直流リンク電圧の変動により、相電流のビート現象とト
ルクのリプルが発生し問題となる。

【０００３】相電流のビート現象とは、直流リンク電圧
の変動周波数２ｆs と、インバータ周波数ｆi の差の絶
対値の周波数｜２ｆs −ｆi ｜で、相電流が振動する現
象であり、トルクに関しては直流リンク電圧の変動周波
数２ｆs のリプルが生じる。

【０００４】文献１（「コンバータ・インバータシステ
ムにおけるビート現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門
Ｖ01.109No. ５P.363)では、相電流のビート現象に関し
て、その原因が相電圧に重畳する周波数｜２ｆs −ｆi
｜成分の影響であることを解析し、該周波数成分を零に
する制御を提案している。

【０００５】相電流ビート現象を抑制する具体的な構成
を図１３により説明する。

【０００６】図１３は、従来のビートレス制御の概略構
成を示すブロック図である。

【０００７】電源１の単相交流を単相コンバータ２によ
り直流に変換し、更に直流コンデンサ３を介してインバ
ータ４により交流に変換し、誘導機６を駆動するシステ
ムとなっている。滑り周波数基準の演算器１７により滑
り周波数基準ｆs ^* が計算され、速度検出器７により検
出されたモータ速度frと加算されることによりインバー
タ周波数基準ｆi ^* が算出される。

【０００８】電圧検出器８により検出された直流リンク
電圧Ｖdcは、平均値演算器１３により平均値Ｖdc^* が算
出され、変動量演算器１６によりその平均値からの変動
量ΔＶdcが演算される。変動量ΔＶdcを平均値Ｖdc^* で
割った値がゲイン位相補償器２１に入力される。ゲイン
位相補償器２１では、入力となる電源周波数の２倍周波
数２ｆs の正弦波にゲインと位相差をつけた正弦波を出
力する。

【０００９】この出力は、インバータ角周波数の補償値
Δωi であり、インバータ周波数基準ｆi ^* と２πの積
であるインバータ角周波数基準ωi ^* に加算され、イン
バータ角周波数ωi となる。インバータ角周波数ωi は
積分されインバータ位相角θi となり、ゲート制御器へ
の入力となる。

【００１０】文献１では、電流ビートに関して、ゲイン
・位相補償器の設定法を解析的に求めている。更に、ゲ
インと位相とを微調整することでトルクリプルが抑制で
きる点を指摘している。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ゲイン
と位相とを微調整することでトルクリプルが抑制できる
という点に関しては、その根拠は一切述べられていな
い。また、運転状況に応じた調整が必要である点を指摘
しているものの、理論的な裏付けがないため調整法が不
明確であり、実際の調整は困難であるという問題があ
る。

【００１２】本発明の目的は、トルクリプルを理論的に
導かれる補償法により抑制し、運転状況によらず調整を
不要とするビートレス制御装置を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、単相交流電力を直流電
力に変換するコンバータと、該コンバータで変換された
直流電力を任意の周波数の交流電力に変換するインバー
タと、該インバータにより変換された交流電力に駆動さ
れる誘導電動機を有する電力変換装置において、前記誘
導電動機の２次磁束平均値φ2 ^* を求める手段と、前記
誘導電動機の２次磁束軸から出力電圧軸までの位相角ρ
を検出あるいは演算する手段と、前記２次磁束軸に直交
するトルク電流の平均値ｉq ^* を演算するトルク電流演
算手段と、前記誘導電動機に与えられる２次磁束角周波
数ωo を演算する磁束周波数演算手段と、前記コンバー
タの出力側と前記インバータの入力側の直流リンク電圧
Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、該直流リンク電圧
の平均値から直流リンク電圧変動量ΔＶdcを演算する手
段と、前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数ω
r を検出あるいは推定する手段と、前記電動機回転周波
数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に基づきインバータ周
波数基準ｆi ^* を演算する手段と、該インバータ周波数
基準ｆi ^* に基づき積分によりインバータ位相角基準θ
i^* を求める手段と、前記電動機回転周波数ｆr と、前
記電動機角周波数ωr と、前記直流リンク電圧変動量Δ
Ｖdcと、前記位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流リ
ンク電圧Ｖdcと、前記２次磁束角周波数ωo と、伝達関
数Ｈ2(s)と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ
2 と、電動機１次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２
次自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭと
をそれぞれ入力し、(01) 〜(04) 式に基づきインバー
タ位相角への補償値Δθi を求める手段と、該補償値Δ
θi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算してインバー
タ位相角θi とする手段と、該インバータ位相角θi に
従い前記インバータの出力電圧を制御する手段とを備え
たことを特徴とするビートレス制御装置である。

【００１４】

【数７】

【００１５】請求項１に係るビートレス制御装置では、
トルクの変動を抑制できる。運転状況に応じて瞬時に補
償値を演算するため、いかなる運転状況下においてもそ
の効果が期待できる。補償法は解析的に求められてお
り、実機での調整を容易にすることが可能である。

【００１６】上記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、単相交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の周
波数の交流電力に変換するインバータと、該インバータ
により変換された交流電力に駆動される誘導電動機を有
する電力変換装置において、前記誘導電動機の２次磁束
軸から出力電圧軸までの位相角ρを検出あるいは演算す
る手段と、前記誘導電動機に与えられる２次磁束角周波
数ωo を演算する磁束周波数演算手段と、前記コンバー
タの出力側と前記インバータの入力側の直流リンク電圧
Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、該直流リンク電圧
の平均値からの直流リンク電圧変動量ΔＶdcを演算する
手段と、前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数
ωr を検出あるいは推定する手段と、前記電動機回転周
波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に基づきインバータ
周波数基準ｆi ^* を演算する手段と、該インバータ周波
数基準ｆi ^* に基づき積分によりインバータ位相角基準
θi^* を求める手段と、前記電動機回転周波数ｆr と、
前記電動機角周波数ωr と、前記直流リンク電圧変動量
ΔＶdcと、前記位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流
リンク電圧Ｖdcと、前記２次磁束角周波数ωo と、伝達
関数Ｈ2(s)と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗
Ｒ2 と、電動機１次自己インダクタンスＬ1 と、電動機
２次自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭ
と、前記２次磁束平均値φ2 ^* と、前記トルク電流の平
均値ｉq ^* をそれぞれ入力し、(05) 〜(08) 式に基づ
きインバータ位相角への補償値Δθi を求める手段と、
該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算し
てインバータ位相角θi とする手段と、該インバータ位
相角θi に従い前記インバータの出力電圧を制御する手
段とを備えたことを特徴とするビートレス制御装置であ
る。

【００１７】

【数８】

【００１８】請求項２に係るビートレス制御装置では、
トルク電流のリプルを低減することが可能となる。前述
のように磁束変化は小さいため、トルクリプル抑制の効
果がある。請求項１に係るビートレス制御装置と比べ、
トルク電流の平均値と２次磁束の平均値を演算する必要
が無く、演算量を低減することができる。

【００１９】上記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、前記補償量演算手段は、前記電動機回転周
波数ｆr と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記
位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdc
と、前記２次磁束角周波数ωo と、伝達関数Ｈ3(s)と、
電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機
１次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダ
クタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭとをそれぞれ入
力し、(09) 〜(012) 式に基づきインバータ位相角への
補償値Δθi を求めることを特徴とする請求項２記載の
ビートレス制御装置である。

【００２０】

【数９】

【００２１】請求項３に係るビートレス制御装置では、
請求項２に係るビートレス制御装置と同様な作用効果を
得ることができる。２次磁束の変動を考慮しないため、
請求項２に係るビートレス制御装置ほど厳密にトルク電
流の変動を抑制することはできないが、補償伝達関数の
次数が１つ下がり、計算量を減らすことができる。

【００２２】上記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、単相交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の周
波数の交流電力に変換するインバータと、該インバータ
により変換された交流電力に駆動される誘導電動機を有
する電力変換装置において、前記誘導電動機の２次磁束
平均値φ2 ^* を求める手段と、前記誘導電動機の２次磁
束軸から出力電圧軸までの位相角ρを検出あるいは演算
する手段と、前記２次磁束軸に直交するトルク電流の平
均値ｉq ^* を演算するトルク電流演算手段と、前記コン
バータの出力側と前記インバータの入力側の直流リンク
電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、該直流リンク
電圧の平均値からの直流リンク電圧変動量ΔＶdcを演算
する手段と、前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周
波数ωr を検出あるいは推定する手段と、前記電動機回
転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に基づきインバ
ータ出力角周波数ωi を演算するする手段と、該インバ
ータ出力角周波数ωi を積分によりインバータ位相角基
準θi ^* を求める手段と、前記電動機回転周波数ｆr
と、前記電動機角周波数ωr と、前記直流リンク電圧変
動量ΔＶdcと、前記位相角ρ、ラプラス演算子と、前記
直流リンク電圧Ｖdcと、前記インバータ出力角周波数ω
i と、伝達関数Ｈ2(s)と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動
機２次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自己インダクタンスＬ1
と、電動機２次自己インダクタンスＬ2 と、相互インダ
クタンスＭとをそれぞれ入力し、(013) 〜(016) 式に基
づきインバータ位相角への補償値Δθi を求める手段
と、該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加
算してインバータ位相角θi とする手段と、該インバー
タ位相角θi に従い前記インバータの出力電圧を制御す
る手段とを備えたことを特徴とするビートレス制御装置
である。

【００２３】

【数１０】

【００２４】上記目的を達成するため、請求項５に対応
する発明は、単相交流電力を直流電力に変換するコンバ
ータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の周
波数の交流電力に変換するインバータと、該インバータ
により変換された交流電力に駆動される誘導電動機を有
する電力変換装置において、前記誘導電動機の２次磁束
軸から出力電圧軸までの位相角ρを検出あるいは演算す
る手段と、前記コンバータの出力側と前記インバータの
入力側の直流リンク電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手
段と、該直流リンク電圧の平均値からの直流リンク電圧
変動量ΔＶdcを演算する手段と、前記電動機回転周波数
ｆr 及び電動機角周波数ωr を検出あるいは推定する手
段と、前記電動機回転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆ
s ^* に基づきインバータ出力角周波数ωi を演算する手
段と、該インバータ周波数基準ｆi ^* に基づき積分によ
りインバータ位相角基準θi^* を求める手段と、前記電
動機回転周波数ｆr と、前記電動機角周波数ωr と、前
記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角ρ、ラプ
ラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdcと、前記インバ
ータ出力角周波数ωi と、伝達関数Ｈ2(s)と、電動機１
次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自己
インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダクタンス
Ｌ2 と、相互インダクタンスＭと、前記２次磁束平均値
φ2 ^* と、前記トルク電流の平均値ｉq ^* をそれぞれ入
力し、(017) 〜(020) 式に基づきインバータ位相角への
補償値Δθi を求める手段と、該補償値Δθi とインバ
ー夕位相角基準θi ^* を加算してインバータ位相角θi
とする手段と、該インバータ位相角θi に従い前記イン
バータの出力電圧を制御する手段とを備えたことを特徴
とするビートレス制御装置である。

【００２５】

【数１１】

【００２６】上記目的を達成するため、請求項６に対応
する発明は、前記補償量演算手段は、前記電動機回転周
波数ｆr と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記
位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdc
と、前記インバータ出力角周波数ωi と、伝達関数Ｈ3
(s)と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2
と、電動機１次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２次
自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭとを
それぞれ入力し、(021) 〜(024) 式に基づきインバータ
位相角への補償値Δθi を求めることを特徴とする請求
項５記載のビートレス制御装置である。

【００２７】

【数１２】

【００２８】請求項４，５，６のいずれかに係るビート
レス制御装置では、請求項１に係るビートレス制御装置
と同様な作用効果が得られる。これは、前述のように、
２次磁束の変動が小さいとすれば、２次磁束角周波数ω
o とインバータ角周波数基準ωi ^* とがほぼ一致するた
めである。２次磁束の変動を考慮しないため、実施形態
１ほど厳密にトルクの変動を抑制することはできない
が、磁束周波数演算器の必要がなくなるため、計算量を
減らすことができる。

【００２９】上記目的を達成するため、請求項７に対応
する発明は、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcを演算す
る手段および前記インバータ位相角への補償値Δθi を
求める手段を設けず、新たに、伝達関数の電源周波数の
２倍の周波数成分のゲインと位相とを演算する手段と、
前記検出あるいは椎定された直流リンク電圧の電源周波
数の２倍の周波数で変動する正弦波を抽出する手段と、
前記抽出された正弦波を算出されたゲインと位相とで補
正する手段と、前記出力正弦波を直流リンク電圧で割り
インバータ位相角基準への補償量とする手段を追加した
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のビー
トレス制御装置である。

【００３０】請求項７に係るビートレス制御装置では、
請求項２に係るビートレス制御装置と同様な作用効果を
得る。請求項２に係るビートレス制御装置と比べ、補償
値の算出課程にダイナミックな演算を含まないため、過
去の演算結果を記憶する必要がなく、記憶容量を低減す
ることができる。

【００３１】上記目的を達成するため、請求項８に対応
する発明は、前記インバータ位相角基準への補償量とす
る手段に対して制御周期を考慮した補正値を加算する手
段を、さらに追加したことを特徴とする請求項７記載の
ビートレス制御装置である。請求項８に係るビートレス
制御装置では、請求項７に係るビート制御装置と同様な
作用効果が得られる。制御の遅れや制御周期を考慮した
位相補償が可能であるため、制御周期が比較的大きいシ
ステム構成においても、トルクリプルの抑制効果が期待
できる。

【００３２】上記目的を達成するため、請求項９に対応
する発明は、前記電源周波数の２倍の周波数成分のゲイ
ンと位相とを算出する手段の代わりに、該伝達関数の演
算に用いる変数をパラメータとしてあらかじめ算出され
た該伝達関数の電源周波数の２倍の周波数成分のゲイン
と位相とを出力する手段を追加することを特徴とする請
求項７記載のビートレス制御装置である。

【００３３】請求項９に係るビートレス制御装置では、
請求項７に係るビートレス制御装置と同様な作用効果を
得ることができる。また、請求項７に係るビートレス制
御装置と比べて、テーブルを持つ分、大きな記憶領域が
必要であるものの、制御毎に補償量を演算する必要がな
いため、計算量を低減することができる。

【００３４】上記目的を達成するため、請求項１０に対
応する発明は、前記インバータを１パルスモードで動作
させる場合に、伝達関数の電源周波数の２倍の周波数成
分のゲインと位相とを算出する手段の代わりに、前記検
出あるいは推定されたモータ周波数と前記検出あるいは
推定された２次磁束の周波数をパラメータとしてあらか
じめ算出された該伝達関数の電源周波数の２倍の周波数
成分のゲインと位相とを出力する手段を追加したことを
特徴とする請求項７記載のビートレス制御装置である。

【００３５】請求項１０に係るビートレス制御装置で
は、請求項７に係るビートレス制御装置と同様な作用効
果を得ることができる。電圧軸演算器と軸位相差演算器
が不必要となる分、制御毎の演算量を低減することがで
きる。請求項７に係るビートレス制御装置と比べると、
入力パラメータの数が３つから２つに減るため、ゲイン
位相補償量参照表に必要な記憶容量を低減することがで
きる。

【００３６】上記目的を達成するため、請求項１１に対
応する発明は、前記インバータ位相角への補償値を疑似
微分する手段と、該疑似微分された補償値とインバー夕
周波数基準とを加算しインバータ周波数を算出する手段
を追加したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに
記載のビートレス制御装置である。

【００３７】請求項１１に係るビートレス制御装置で
は、請求項１に係るビートレス制御装置と同様な作用効
果を得ることができる。更に、補償がインバータ角周波
数の演算課程で行われるため、インバータ位相角の算出
からインバータ位相角に基づくゲート制御の部分をなん
ら変更する必要がない。よって、ソフトウェアにより実
現する上では、インバータ位相角の演算以下の部分を共
有化することができる。

【００３８】上記目的を達成するため、請求項１２に対
応する発明は、前記算出された位相補償値を９０度進ま
せる手段と、算出されたゲイン補償値に電源周波数の２
倍の角周波数を乗算する手段と、検出あるいは推定され
た直流リンク電圧の電源周波数の２倍の周波数で変動す
る正弦波を抽出する手段と、該抽出された正弦波を算出
されたゲインと位相とで補正する手段と、該出力正弦波
を直流リンク電圧で割りインバータ周波数ヘの補償量と
する手段と、該補償量とインバータ周波数基準を加算し
インバータ周波数とする手段を追加したことを特徴とす
る請求項７記載のビートレス制御装置である。

【００３９】請求項１２に係るビートレス制御装置で
は、請求項７に係るビートレス制御装置と同様な作用効
果を得ることができる。更に、補償がインバータ角周波
数の演算課程で行われるため、インバータ位相角の算出
からインバータ位相角に基づくゲート制御の部分をなん
ら変更する必要がない。よって、ソフトウェアにより実
現する上では、インバータ位相角演算以下の部分を共有
化することができる。

【００４０】上記目的を達成するため、請求項１３に対
応する発明は、前記算出された誘導電動機の２次磁束軸
から出力電圧軸までの位相角平均値とインバータ周波数
基準とモータ速度とをパラメータとするテーブルからゲ
イン補償値と位相補償値を出力するための手段を追加し
たことを特徴とする請求項７記載のビートレス制御装置
である。

【００４１】請求項１３に係るビートレス制御装置で
は、請求項９に係るビートレス制御装Ｖ置以上の構成を
とることで、実施形態９と同様な作用効果を得ることが
できる。更に、補償がインバータ角周波数の演算課程で
行われるため、インバータ位相角の算出からインバータ
位相角に基づくゲート制御の部分をなんら変更する必要
がない。よって、ソフトウェアにより実現する上では、
インバータ位相角の演算以下の部分を共有化することが
できる。

【００４２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。

【００４３】＜第１実施形態＞図１は、請求項１に対応
する実施形態の概略構成を示すブロック図である。

【００４４】単相電源１の単相交流電力例えば単相電圧
を単相コンバータ２により直流電力例えば直流電圧に変
換し、更に該直流電圧を直流コンデンサ３を介してイン
バータ４により三相交流電圧に変換して三相誘導電動機
６を駆動する。

【００４５】電圧検出器８により検出された直流リンク
電圧Ｖdc は、変動量演算器１６に入力されより直流リ
ンク電圧Ｖdcの平均値から直流リンク電圧変動量ΔＶdc
が演算される。

【００４６】電圧軸演算器９は、ゲート制御器１９から
出力されるスイッチング指令により出力電圧軸を演算す
る。軸位相差演算器１０は、該出力電圧軸の位相から後
述する２次磁束演算器１１により演算される２次磁束軸
の位相をひくことにより、２次磁束軸から出力電圧軸ま
での位相差（２次磁束ベクトルからインバータの出力電
圧ベクトルまでの位相角）ρを演算する。

【００４７】２次磁束演算器１１は、電流検出器５によ
り検出された誘導電動機６の相電流と、ゲート制御器１
９から出力されるスイッチング指令を入力として、誘導
電動機６の２次磁束φ2d，φ2qを演算する。

【００４８】磁束周波数演算器１２は、２次磁束演算器
１１により演算された２次磁束φ2dを入力して回転周波
数である磁束周波数（２次磁束角周波数）ωo を演算す
る。

【００４９】平均値演算器１３は、２次磁束演算器１１
に演算された２次磁束φ2dの平均値φ2 ^* を演算する。
トルク電流演算器１４は、２次磁束演算器１１に演算さ
れた２次磁束φ2qと、電流検出器５により検出された電
流を入力して２次磁束軸に直交する１次電流成分、いわ
ゆるトルク電流平均値ｉq ^* を演算する。

【００５０】変動量演算器１６は、電圧検出器８により
検出された直流リンク電圧Ｖdc を入力し、直流リンク
電圧の平均値から直流リンク電圧変動量ΔＶd c を演算
する。

【００５１】補償量演算器１５は、該直流リンク電圧Ｖ
dc 、該直流リンク電圧変動量ΔＶd c 、該２次磁束磁
束周波数ωo 、該電動機回転周波数ｆr 、該２次磁束平
均値φ2 ^* 、該トルク電流の平均値ｉｑ^* を入力とし
て、後述する(33) 〜(36) 式のように補償量Δθi を
算出する。

【００５２】加算器２８は、該補償量Δθi と、該イン
バータ位相角基準値θi ^* を加算し、インバータ位相角
θi を出力する。ゲート制御器１９は、該算出されたイ
ンバータ位相角θi を入力し、インバータ４のスイッチ
ング指令を出力する。

【００５３】滑り周波数演算器１７は、電流指令値と実
際の電流値の電流偏差を入力し、滑り周波数基準（滑り
角周波数基準）ｆs ^* を演算し、該滑り周波数基準ｆs
^* は加算器２６により速度検出器７により検出された電
動機回転周波数ｆr と加算され、これによりインバータ
周波数基準ｆi ^* が算出される。

【００５４】掛算器２７は、該インバータ周波数基準ｆ
i ^* に、２πが掛け合わされてインバータ角周波数基準
となる。インバータ角周波数基準は積分器１８により積
分され、インバータ位相角基準値θi ^* となる。

【００５５】以上の構成により、トルクリプルが抑制で
きることを以下に説明するが、始めにここで使用する記
号の定義について説明する。ｆr は電動機回転周波数、
ωrは電動機角周波数、ωs は滑り角周波数、ΔＶdcは
直流リンク電圧変動量、ρは位相角、Ｖdcは直流リンク
電圧、ωo は２次磁束角周波数、ωi はインバータ角周
波数、Ｈ1(s)は伝達関数、Ｒ1 は電動機１次抵抗、Ｒ2
は電動機２次抵抗、Ｌ1 は電動機１次自己インダクタン
ス、Ｌ2 は電動機２次自己インダクタンス、Ｍは相互イ
ンダクタンス、φ2 ^* は２次磁束平均値をそれぞれ表し
ている。

【００５６】一般に、誘導電動機６の特性はｄｑ軸回転
座標系上で以下に記述される。発生トルクは、後述する
(15)式で表される。

【００５７】

【数１３】

【００５８】

【数１４】

【００５９】トルク変動を零とすると、dq軸出力電圧の
変動量ΔＶq ，ΔＶq の関係が算出される。

【００６０】 ΔＴｍ：０ (25) ΔＫ= Ｈ4(s)ΔＫ (26) Ｈ4(s)= Ｎ(s) ／Ｄ(s) (27) ｄ軸出力電圧の変動量ΔＶd とq 軸出力電圧の変動量Δ
Ｖq とが、上式のような関係をとることにより、トルク
リプルを低減することができる。

【００６１】次に、dq軸出力電圧の変動量ΔＶd, ΔＶ
q と直流リンク電圧の変動量ΔＶdcおよび補償量Δθi
の関係を導く。

【００６２】図２は、dq軸回転座標系上でのインバータ
の出力電圧ベクトルＶｖを示している。ｄ軸すなわち２
次磁束軸を実軸、ｑ軸を虚軸とすると、電圧ベクトルＶ
ｖは、(28)式により表すことができる。

【００６３】 Ｖｖ＝（２／３）^1/2 Ｖdcｅ^{j ρ} (28) ここで、（２／３）^1/2 は、dq軸への変換係数である。

【００６４】Ｖdcは直流リンク電圧であり、ρは２次磁
束軸から電圧べクトル軸への位相角を表す。Ｖdcとρ
を、平均値と変動量とに分離する。添字^* は平均値、添
字Δは変動量を表す。

【００６５】 Ｖdc＝Ｖdc^* ＋ΔＶdc ρ= ρ^* ＋Δρ (29) (28)式で示されるdq軸出力電圧ベクトルＶｖから、変動
量ΔＶｖに関して(30)式が成り立つ。

【００６６】 ΔＶｖ＝（２／３）^1/2 （ΔＶdcｅ^{j ρ}＋ｊＶdcｅ^jpΔρ） (30) ここで、変化量Δρは、インバータ位相角へ重畳する補
償量Δθi ，と考えることができる。

【００６７】 Δθi ＝Δρ (31) (30)式で表される電圧べクトルの変動量ΔＶｖを、dq軸
出力電圧の変動量ΔＶd ，ΔＶq により表現する。

【００６８】

【数１５】

【００６９】(33)式により算出した補償量Δθi をイン
バータ位相角基準値θi ^* に加算し、インバータ位相角
θi を得る。

【００７０】 θi ＝θi ^* ＋Δθi (36) 以上の構成をとることで、トルクの変動を抑制できる。
運転状況に応じて瞬時に補償値を演算するため、いかな
る運転状況下においてもその効果が期待できる。補償法
は解析的に求められており、実機での調整を容易にする
ことが可能である。

【００７１】＜第２実施形態＞図３は、請求項２に記載
の第２実施形態の概略構成を示すプロック図である。第
１実施形態と異なる点は、図１の平均値演算器１３及び
トルク電流演算器１４を省き、これにともない補償量Δ
θi を演算する補償量演算手段１５が後述するような演
算を行う点が異なる。このため、ここではこの部分のみ
説明する。

【００７２】具体的には、補償量演算手段１５では、前
記電動機回転周波数ｆr と、電動機角周波数ωr と、前
記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角ρ、前記
直流リンク電圧Ｖdcと、前記２次磁束角周波数ωo と、
伝達関数Ｈ2 (s) と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２
次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自己インダクタンスＬ1 と、
電動機２次自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタ
ンスＭとをそれぞれ入力し、(5) 〜(8) 式に基づいてイ
ンバータの位相角への補償量Δθi を求める。

【数１６】

【００７３】電圧検出器８により検出された直流リンク
電圧Ｖdc は、変動量演算器１６かにより直流リンク電
圧変動量ΔＶdcが演算される。２次磁束演算器１１は、
電流検出器５により検出された誘導電動機の相電流とゲ
ート制御器１９から出力されるスイッチング指令を入力
として、誘導電動機の２次磁束φ2d，φ2qを演算する。

【００７４】電圧軸演算器９は、ゲート制御器１９から
出力されるスイッチング指令により出力電圧軸を演算す
る。軸位相差演算器１０では、該演算された出力電圧軸
の位相から演算された２次磁束軸の位相をひくことによ
り、２次磁束軸から出力電圧軸までの位相差ρを演算す
る。該演算された２次磁束は、磁束周波数演算器１２に
より、その２次磁束角周波数ωo を演算する。

【００７５】補償量演算器１５では、直流リンク電圧Ｖ
dc 、直流リンク電圧変動量ΔＶdc、２次磁束角周波数
ωo 、電動機回転周波数ｆr 、位相差（２次磁束ベクト
ルからインバータの出力電圧ベクトルまでの位相角）ρ
を入力として、補償量Δθi を算出する。補償量Δθi
は、加算器２８によりインバータ位相角基準値θi^* に
加算され、インバータ位相角θi となる。この演算され
たインバータ位相角θi は、ゲート制御器１９への入力
となり、スイッチング指令を出力する。

【００７６】以上の構成により、トルクリプルが抑制で
きることを説明する。

【００７７】(20)式から、トルクリプルΔTmに影響を与
える２次磁束変動量ΔΦ2dに関して、(37)式が導かれ
る。

【００７８】

【数１７】

【００７９】ｄ軸出力電圧の変動量ΔＶd とｑ軸出力電
圧の変動量ΔＶq とが、(40)式のような関係をとること
により、トルク電流リプルを低減することができる。

【００８０】上式を第１実施形態の(26)式に置き換えて
考えることにより、(5) 〜(8) 式が導かれる。

【００８１】

【数１８】

【００８２】以上の構成をとることで、トルク電流のリ
プルを低減することが可能となる。前述のように磁束変
化は小さいため、トルクリプル抑制の効果がある。第１
実施形態と比べ、トルク電流の平均値と２次磁束の平均
値を演算する必要が無く、演算量を低減することができ
る。

【００８３】＜第３実施形態＞図４は、請求項３に記載
の第３実施形態の概略構成を示すブロック図である。第
１実施形態と異なる点は、図１の平均値演算器１３及び
トルク電流演算器１４を省き、これにともない補償量Δ
θi を演算する補償量演算手段１５が後述するような演
算を行う点が異なる。このため、ここではこの部分のみ
説明する。

【００８４】具体的には、補償量演算手段１５では、前
記電動機回転周波数ｆr と、電動機角周波数ωr と、前
記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角ρ、前記
直流リンク電圧Ｖdcと、前記２次磁束角周波数ωo と、
伝達関数Ｈ2 (s) と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２
次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自己インダクタンスＬ1 と、
電動機２次自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタ
ンスＭとをそれぞれ入力し、(9) 〜(12)式に基づいてイ
ンバータの位相角への補償量Δθi を求める。第１実施
形態と比べ、補償量Δθi の算出部のみ異なるため、こ
の部分のみ説明する。

【００８５】電圧検出器８により検出された直流リンク
電圧Ｖdc は、変動量演算器１６によりその平均値から
変動した量ΔＶdc が演算される。２次磁束演算器１１
は、電流検出器５により検出された誘導電動機の相電流
とゲート制御器１９から出力されるスイッチング指令を
入力として、誘導電動機の２次磁束を演算する。電圧軸
演算器９では、ゲート制御器１９から出力されるスイッ
チング指令により出力電圧軸を算出する。軸位相差演算
器１０では、演算された出力電圧軸の位相から演算され
た２次磁束軸の位相をひくことにより、２次磁束軸から
出力電圧軸までの位相差ρを算出する。演算された２次
磁束は、磁束周波数演算器１２により、２次磁束角周波
数ωo が演算される。

【００８６】補償量演算器１５では、直流リンク電圧Ｖ
dc 、直流リンク電圧変動量ΔＶdc 、２次磁束角周波
数ωo を入力として、補償量Δθi を演算する。補償量
Δθi は、加算器２８によりインバータ位相角基準値θ
i ^* に加算され、インバータ位相角θi となる。この加
算されたインバータ位相角θi は、ゲート制御器１９へ
の入力となり、スイッチング指令を出力する。

【００８７】以上の構成により、トルクリプルが抑制で
きることを説明する。

【００８８】前述のようにｄ軸２次磁束の変動は小さ
い。よって、(20)式の状態方程式中に次式の仮定を加え
る。

【００８９】Δφ2d＝０ (43) この場合、dq軸電流の変動量に関する状態方程式は、(2
0)式を変形し次式となる。

【００９０】

【数１９】

【００９１】上式により、トルク電流の変動を零とする
ためのｄ軸電圧変動量とｑ軸電圧変動量の関係が得られ
た。上式に(32)式を代入することにより、直流リンク電
圧Ｖdcの変動量ΔＶdcと補償量Δθi との関係が得られ
る。

【００９２】

【数２０】

【００９３】以上の構成をとることで、第２実施形態と
同様な作用効果を得る。２次磁束の変動を考慮しないた
め、第２実施形態ほど厳密にトルク電流の変動を抑制す
ることはできないが、伝達関数Ｈ3(S)の次数が１つ下が
り、計算量を減らすことができる。

【００９４】＜第４実施形態＞図５は、請求項４〜６に
対応する第４実施形態の概略構成を示すブロック図であ
る。第１実施形態と異なる点は、図１の磁束周波数演算
器１２を省き、これにともない補償量Δθi を演算する
補償量演算手段１５が後述するような演算を行う点が異
なる。このため、ここではこの部分のみ説明する。

【００９５】具体的には、補償量演算器１５では、第１
実施形態と同様に(33)〜(35)， (42) 式により補償量Δ
θi を演算するが、この場合、磁束周波数演算器12によ
り算出された２次磁束の回転周波数である２次磁束角周
波数ωo が必要である。

【００９６】ところが第４実施形態では、この２次磁束
角周波数ωo の代わりに、掛算器２７の出力であるイン
バータ角周波数基準ωi ^* を用いて、補償量Δθi を演
算している点が異なる。従って、ここでは図１の磁束周
波数演算器１２は不要である。

【００９７】以上の構成をとることで、第１実施形態と
同様な作用効果を得ることができる。これは、前述のよ
うに、２次磁束の変動が小さいとすれば、２次磁束角周
波数ωo とインバータ角周波数基準ωi ^* とがほぼ一致
するためである。

【００９８】ωi ^* ＝ωo (55) ２次磁束の変動を考慮しないため、第１実施形態ほど厳
密にトルクの変動を抑制することはできないが、磁束周
波数演算器１２の必要がなくなるため、計算量を減らす
ことができる。

【００９９】第４実施形態は、第１実施形態を基本に説
明しているが、第２実施形態および第３実施形態を基本
としても同様な作用効果が得られる。具体的には、前述
した(01)式〜(012) 式の２次磁束角周波数ωo の代わり
に、インバータ出力角周波数ωi を代入すれば、(013)
式〜(024) 式のようになり、これに基づいてインバータ
位相角への補償量Δθi を求めるようにしてもよい。

【０１００】＜第５実施形態＞図６は、請求項７に記載
の第５実施形態の概略構成を示すブロック図である。図
１の実施形態と異なる点は、図１の平均値演算器１３
と、トルク電流演算器１４と、補償量演算器１５と、変
動量演算器１６を省き、新たに以下に述べるゲイン位相
補償量演算器２０と、ゲイン位相補償器２１と、変動正
弦波演算器２２と、割算器３０を追加したことである。

【０１０１】具体的には、ゲイン位相補償量演算器２０
は、磁束周波数演算器１２からの２次磁束角周波数ωo
と、速度検出器７からの電動機回転周波数ｆｒと、軸位
相差演算器１０からの位相差ρを入力してゲイン補償値
Ｋと位相補償値γを演算する。

【０１０２】この場合のゲイン補償値Ｋは、第２実施形
態の(6) 式で表される補償伝達関数の直流リンク電庄の
変動周波数成分、すなわち、電源周波数の２倍の周波数
成分のゲインとする。また位相補償値γは、同補償伝達
関数の同周波数成分の位相とする。

【０１０３】

【数２１】

【０１０４】変動正弦波演算器２２は、電圧検出器８に
検出された直流リンク電圧Ｖdcを入力し、電源周波数の
２倍の周波数で変動する正弦波ΔＶdcを抽出する。

【０１０５】ゲイン位相補償器２１では、直流リンク電
圧の変動量ΔＶdcである正弦波ΔＶdcに、(56)式のゲイ
ンＫと、（57）式の位相差をつけた正弦波位相補償値γ
を出入力し、出力正弦波を出力する。割算器３０は該ゲ
イン位相補償器２１の出力正弦波を、変動正弦波演算器
２２からの直流リンク電圧Ｖdc で割り、インバータ位
相角への補償量Δθi を出力する。

【０１０６】以上の構成をとることで、第２実施形態と
同様な作用効果が得られるが、第２実施形態と比べ、補
償値の算出課程にダイナミックな演算を含まないため、
過去の演算結果を記憶する必要がなく、記憶容量を低減
することができる。

【０１０７】第５実施形態は、第２実施形態を基本に説
明しているが、第１実施形態または第３実施形態を基本
としても同様な作用効果が得られる。

【０１０８】＜第６実施形態＞図７は、請求項８に対応
する第６実施形態の概略構成を示すブロック図である。
図１の実施形態と異なる点は、図１の平均値演算器１３
と、トルク電流演算器１４と、補償量演算器１５と、変
動量演算器１６を省き、新たに以下に述べるゲイン位相
補償量演算器２０と、ゲイン位相補償器２１と、変動正
弦波演算器２２と、割算器３０と、加算器２９を追加し
たことであり、図６と異なる点は加算器２９を追加した
点のみが異なる。

【０１０９】具体的には、加算器２９はゲイン位相補償
量演算器２０からの出力である位相補償値γと、これに
補正値γc を加えた値をゲイン位相補償器２１に入力す
るように構成した点が図６とは異なる。この場合の補正
値γc は、制御の遅れや制御周期を考慮して決定する。

【０１１０】以上のように、第６実施形態の構成をとる
ことで、第５実施形態と同様な作用効果が得られる。制
御の遅れや制御周期を考慮した位相補償が可能であるた
め、制御周期が比較的大きいシステム構成においても、
トルクリプルの抑制効果が期待できる。

【０１１１】＜第７実施形態＞図８は、請求項９に対応
する第７実施形態の概略構成を示すブロック図である。
図１の実施形態と異なる点は、図１の平均値演算器１３
と、トルク電流演算器１４と、補償量演算器１５と、変
動量演算器１６を省き、新たに以下に述べるゲイン位相
補償量参照表２３と、ゲイン位相補償器２１と、変動正
弦波演算器２２と、割算器３０を追加したことであり、
図６と異なる点はゲイン位相補償量演算器２０を省き、
この省いた位置にゲイン位相補償量参照表２３を設けた
ことである。

【０１１２】以上のように構成した第７実施形態は、第
５の実施形態と比べ、ゲイン補償値Ｋと位相補償値γの
設定法が異なるのみなので、この部分のみ説明する。

【０１１３】ゲイン補償値Ｋと位相補償値γは、ゲイン
位相補償量参照表２３から運転状態にあわせて選択され
る。ゲイン位相補償量参照表２３への入力は、軸位相差
演算器１０により算出される２次磁束軸から出力電圧軸
までの位相角ρと、磁束周波数演算器１２により算出さ
れる２次磁束の回転周波数である磁束周波数ωo と、速
度検出器７により検出される電動機回転周波数ｆr であ
る。

【０１１４】ゲイン位相補償量参照表２３内には、あら
かじめ第５実施形態のように算出された補償伝達関数の
電源周波数の２倍周波数成分のゲイン位相補償量が設定
されていて、入力パラメータにより、該当する値を出力
するものである。

【０１１５】以上の構成をとることで、第５実施形態と
同様な作用効果を得ることができる。また、第５実施形
態と比べて、テーブルを持つ分、大きな記憶領域が必要
であるものの、制御毎に補償量を演算する必要がないた
め、計算量を低減することができる。

【０１１６】＜第８実施形態＞図９は、請求項１０に記
載の第８実施形態の概略構成を示すブロック図である。
図１の実施形態と異なる点は、図１の電圧軸演算器９
と、軸位相差演算器１０と、平均値演算器１３と、トル
ク電流演算器１４と、補償量演算器１５と、変動量演算
器１６を省き、新たに以下に述べるゲイン位相補償量参
照表２３と、ゲイン位相補償器２１と、変動正弦波演算
器２２と、割算器３０を追加したことであり、図６と異
なる点はゲイン位相補償量演算器２０を省き、この省い
た位置にゲイン位相補償量参照表２３を設けたことであ
り、図８と異なる点は電圧軸演算器９と、軸位相差演算
器１０を省いた点である。

【０１１７】具体的には、ゲイン位相補償量参照表２３
は運転状態に合せてゲイン補償値Ｋと位相補償値γが選
択される。ゲイン位相補償量参照表２３への入力は、磁
束周波数演算器１２により算出される２次磁束の回転周
波数である２次磁束角周波数ωo と、速度検出器７によ
り検出される電動機回転周波数ｆr である。ゲイン位相
補償量参照表２３内には、あらかじめ第５実施形態のよ
うに演算された補償伝達関数の電源周波数の２倍周波数
成分のゲイン補償量と位相補償量が設定されていて、入
カパラメータにより、該当する値を出力するものであ
る。第５実施形態と比べ電庄軸演算器９と軸位相差演算
器１０が不必要となる。

【０１１８】第８実施形態では、インバータが１パルス
モードで動作することを前提にしているため、出力電圧
の大きさは一定である。dq軸回転座標系での誘導電動機
の状態方程式(16)式より、出力電圧と２次磁束の関係
は、２次磁束角周波数ωO と電動機回転周波数ｆr が決
まれば一意に決まる。出力電圧の大きさが一定で、出力
電圧と２次磁束の関係が明らかであることは、２次磁束
軸から出力電圧軸までの位相角ρが一意に決まることを
示している。このため、テーブルヘの入力は、磁束周波
数とモータ周波数のみで、各補償値を一意に選ぶことが
できる。

【０１１９】以上述べた第８実施形態をとることで、第
５実施形態と同様な作用効果を得ることができる。電圧
軸演算器９と軸位相差演算器１０が不必要となる分、制
御毎の演算量を低減することができる。

【０１２０】また、第７実施形態と比べると、入カパラ
メータの数が３つから２つに減るため、ゲイン位相補償
量参照表２３に必要な記憶容量を低減することができ
る。

【０１２１】＜第９実施形態＞図１０は、請求項１１に
対応する第９実施形態の概略構成を示すブロック図であ
る。第１実施形態の図１では、トルクリプルを抑制する
ために、補償量の重畳をインバータ位相角の次元で行っ
ているのに対して、本実施形態では、インバータ角周波
数に補償している点が異なる。

【０１２２】具体的には、(33)〜(35)， (42) 式に基づ
き補償量演算器１５により算出された補償量Δθi は、
疑似微分器２４に入力される。疑似微分器２４では、入
力であるインバータ位相角補償量Δθi を疑似微分し、
インバータ角周波数補償量Δω，を出力する。インバー
タ角周波数補償量Δωi は加算器２８により掛算器２７
の出力であるインバータ角周波数基準ωi ^* と加算さ
れ、インバータ角周波数ωi となる。インバータ角周波
数ωi は、積分器１８により積分され、この結果得られ
るインバータ位相角θi はゲート制御器１９に与えられ
る。

【０１２３】以上のように構成をとることで、実施形態
１と同様な作用効果を得ることができる。更に、補償が
インバータ角周波数の演算課程で行われるため、インバ
ータ位相角の算出からインバータ位相角に基づくゲート
制御の部分をなんら変更する必要がない。よって、ソフ
トウェアにより実現する上では、インバータ位相角の演
算以下の部分を共有化することができる。

【０１２４】＜第１０実施形態＞図１１は、請求項１２
に対応する第１０実施形態の概略構成を示すブロック図
である。第５実施形態では、トルクリプルを抑制するた
めに、補償量の重畳をインバータ位相角の次元で行って
いるのに対して、本実施形態では、インバータ角周波数
に補償している点が異なる。

【０１２５】具体的には、ゲイン位相補償量演算器２０
により算出された位相補償値γに加算器３１により９０
度を加える。同様にゲイン位相補償量演算器２０により
演算されたゲイン補償値Ｋに掛算器３２により電源の２
倍の周波数２ωsoを乗算する。

【０１２６】このように、ゲイン補償値Ｋに電源の２倍
の角周波数をかけ、位相補償値γに９０度を加えること
は、正弦波を微分することと等価である。従って、第５
実施形態における補償量がインバー夕位相角の次元であ
ったので、本実施形態における補償量Δωi は、インバ
ータ角周波数の次元であると考えられる。

【０１２７】以上の構成をとることで、第５実施形態と
同様な作用効果を得ることができる。更に、補償がイン
バータ角周波数の演算課程で行われるため、インバータ
位相角の算出からインバータ位相角に基づくゲート制御
器１９の部分をなんら変更する必要がない。よって、ソ
フトウェアにより実現する上では、インバータ位相角の
演算以下の部分を共有化することができる。

【０１２８】＜第１１実施形態＞図１２は、請求項１３
に対応する第１１実施形態の概略構成を示すブロック図
である。第７実施形態７では、トルクリプルを抑制する
ために、補償量の重畳をインバータ位相角の次元で行っ
ているのに対して、本実施形態では、インバータ角周波
数に補償している点が異なる。

【０１２９】ゲイン補償値Ｋと位相補償値γは、ゲイン
位相補償量参照表２３から運転状態にあわせて選択され
る。ゲイン位相補償量参照表２３への入力は、軸位相差
演算器１０により演算される２次磁束軸から出力電圧軸
までの位相角ρと、磁束周波数演算器１２により算出さ
れる２次磁束角周波数ωo と、速度検出器７により検出
される電動機回転周波数ｆr である。ゲイン位相補償量
参照表２３内には、あらかじめ第５実施形態のように演
算された補償伝達関数の電源周波数の２倍周波数成分の
ゲイン位相補償量を基に、ゲインに関しては、２倍の電
源角周波数２ωsoを乗算したもの、位相に関しては９０
度を加えたものを設定しておく。

【０１３０】ゲイン補償値に電源の２倍の角周波数をか
け、位相補償値に９０度を加えることは、正弦波を微分
することと等価である。従って、第５実施形態における
位相補償量γは、インバー夕位相角の次元であったの
で、本実施形態における補償量Δωi は、インバータ角
周波数の次元であると考えられる。

【０１３１】以上の構成をとることで、第７実施形態と
同様な作用効果を得ることができる。更に、補償がイン
バータ角周波数の演算課程で行われるため、インバータ
位相角の算出からインバータ位相角に基づくゲート制御
の部分をなんら変更する必要がない。よって、ソフトウ
ェアにより実現する上では、インバータ位相角の演算以
下の部分を共有化することができる。

【０１３２】本実施形態は、第７実施形態を基本に説明
しているが、第８実施形態を基本としても同様な作用効
果が得られる。

【０１３３】＜変形例＞以上述べた実施形態は、インバ
ータ４の出力により駆動される誘導電動機６として三相
誘導電動機を例にあげて説明したが、インバータ４の出
力が単相で、誘導電動機６が単相の場合であっても同様
に実施できる。

【０１３４】また、以上述べた実施形態は、直流リンク
電圧を電圧検出器８で検出し、誘導電動機の２次磁束軸
から出力電圧軸までの位相角を電流検出器５、電圧軸演
算器９、２次磁束演算器１１、軸位相差演算器１０によ
り検出し、電動機速度を速度検出器７により検出した
が、これらを誘導電動機６に基づいて検出せずに演算に
より求めるようにしてもよい。

【０１３５】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ出力周波数
が電源の２倍周波数の付近にある場合のトルクリプルを
抑制することができるビートレス制御装置を提供でき
る。このような構成のビートレス制御装置を電気車等の
乗り物に適用した場合には、乗客の乗り心地の改善、騒
音の低減、機械系・及び電気系の故障率の低下が期待で
きる。

【０１３６】また、本発明は理論的に求めた補償量によ
り逐次補償を行うため、いかなる運転状況あるいは、各
パラメータ値が異なるような制御対象でもトルクリプル
を抑制することができるため、調整にかかる時間と労力
を大幅に削減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図２】図１のインバータから出力される電庄のdq軸回
転座標系上でのベクトル図。

【図３】本発明の第２の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図４】本発明の第３の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図５】本発明の第４の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図６】本発明の第５の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図７】本発明の第６の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図８】本発明の第７の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図９】本発明の第８の実施の形態のビートレス装置の
システム構成図。

【図１０】本発明の第９の実施の形態のビートレス装置
のシステム構成図。

【図１１】本発明の第１０の実施の形態のビートレス装
置のシステム構成図。

【図１２】本発明の第１１の実施の形態のビートレス装
置のシステム構成図。

【図１３】従来のビートレス装置のシステム構成図。

【符号の説明】

１…単相電源 ２…単相コンバータ ３…直流コンデンサ ４…インバータ ５…電流検出器 ６…誘導電動機 ７…速度検出器 ８…電圧検出器 ９…電圧軸演算器 １０…軸位相差演算器 １１…２次磁束演算器 １２…磁束周波数演算器 １３…平均値演算器 １４…トルク電流演算器 １５…補償量演算器 １６…変動量演算器 １７…滑り周波数演算器 １８…積分器 １９…ゲート制御器 ２０…ゲイン位相補償量演算器 ２１…ゲイン位相補償器 ２２…変動正弦波演算器 ２３…ゲイン位相補償量参照表 ２４…疑似微分器

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単相交流電力を直流電力に変換するコン
   バータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の
   周波数の交流電力に変換するインバータと、該インバー
   タにより変換された交流電力に駆動される誘導電動機を
   有する電力変換装置において、 前記誘導電動機の２次磁束平均値φ2 ^* を求める手段
   と、 前記誘導電動機の２次磁束軸から出力電圧軸までの位相
   角ρを検出あるいは演算する手段と、 前記２次磁束軸に直交するトルク電流の平均値ｉq ^* を
   演算するトルク電流演算手段と、 前記誘導電動機に与えられる２次磁束角周波数ωo を演
   算する磁束周波数演算手段と、 前記コンバータの出力側と前記インバータの入力側の直
   流リンク電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、 該直流リンク電圧の平均値から直流リンク電圧変動量Δ
   Ｖdcを演算する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数ωr を検
   出あるいは推定する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に
   基づきインバータ周波数基準ｆi ^* を演算する手段と、 該インバータ周波数基準ｆi ^* に基づき積分によりイン
   バータ位相角基準θi^* を求める手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と、前記電動機角周波数ωr
   と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角
   ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdcと、前
   記２次磁束角周波数ωo と、伝達関数Ｈ2(s)と、電動機
   １次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自
   己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダクタン
   スＬ2 と、相互インダクタンスＭとをそれぞれ入力し、
   (01) 〜(04) 式に基づきインバータ位相角への補償値
   Δθi を求める手段と、 該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算し
   てインバータ位相角θi とする手段と、 該インバータ位相角θi に従い前記インバータの出力電
   圧を制御する手段とを備えたことを特徴とするビートレ
   ス制御装置。 【数１】
2. 【請求項２】 単相交流電力を直流電力に変換するコン
   バータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の
   周波数の交流電力に変換するインバータと、該インバー
   タにより変換された交流電力に駆動される誘導電動機を
   有する電力変換装置において、 前記誘導電動機の２次磁束軸から出力電圧軸までの位相
   角ρを検出あるいは演算する手段と、 前記誘導電動機に与えられる２次磁束角周波数ωo を演
   算する磁束周波数演算手段と、 前記コンバータの出力側と前記インバータの入力側の直
   流リンク電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、 該直流リンク電圧の平均値からの直流リンク電圧変動量
   ΔＶdcを演算する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数ωr を検
   出あるいは推定する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に
   基づきインバータ周波数基準ｆi ^* を演算する手段と、 該インバータ周波数基準ｆi ^* に基づき積分によりイン
   バータ位相角基準θi^* を求める手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と、前記電動機角周波数ωr
   と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角
   ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdcと、前
   記２次磁束角周波数ωo と、伝達関数Ｈ2(s)と、電動機
   １次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機１次自
   己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダクタン
   スＬ2 と、相互インダクタンスＭと、前記２次磁束平均
   値φ2 ^* と、前記トルク電流の平均値ｉq ^* をそれぞれ
   入力し、(05) 〜(08) 式に基づきインバータ位相角へ
   の補償値Δθi を求める手段と、 該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算し
   てインバータ位相角θi とする手段と、 該インバータ位相角θi に従い前記インバータの出力電
   圧を制御する手段とを備えたことを特徴とするビートレ
   ス制御装置。 【数２】
3. 【請求項３】 前記補償量演算手段は、前記電動機回転
   周波数ｆr と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前
   記位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖ
   dcと、前記２次磁束角周波数ωo と、伝達関数Ｈ3(s)
   と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電
   動機１次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己イ
   ンダクタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭとをそれぞ
   れ入力し、(09) 〜(012) 式に基づきインバータ位相角
   への補償値Δθi を求めることを特徴とする請求項２記
   載のビートレス制御装置。 【数３】
4. 【請求項４】 単相交流電力を直流電力に変換するコン
   バータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の
   周波数の交流電力に変換するインバータと、該インバー
   タにより変換された交流電力に駆動される誘導電動機を
   有する電力変換装置において、 前記誘導電動機の２次磁束平均値φ2 ^* を求める手段
   と、 前記誘導電動機の２次磁束軸から出力電圧軸までの位相
   角ρを検出あるいは演算する手段と、 前記２次磁束軸に直交するトルク電流の平均値ｉq ^* を
   演算するトルク電流演算手段と、 前記コンバータの出力側と前記インバータの入力側の直
   流リンク電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、 該直流リンク電圧の平均値からの直流リンク電圧変動量
   ΔＶdcを演算する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数ωr を検
   出あるいは推定する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に
   基づきインバータ出力角周波数ωi を演算するする手段
   と、 該インバータ出力角周波数ωi を積分によりインバータ
   位相角基準θi ^* を求める手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と、前記電動機角周波数ωr
   と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角
   ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdcと、前
   記インバータ出力角周波数ωi と、伝達関数Ｈ2(s)と、
   電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機
   １次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダ
   クタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭとをそれぞれ入
   力し、(013) 〜(016) 式に基づきインバータ位相角への
   補償値Δθi を求める手段と、 該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算し
   てインバータ位相角θi とする手段と、 該インバータ位相角θi に従い前記インバータの出力電
   圧を制御する手段とを備えたことを特徴とするビートレ
   ス制御装置。 【数４】
5. 【請求項５】 単相交流電力を直流電力に変換するコン
   バータと、該コンバータで変換された直流電力を任意の
   周波数の交流電力に変換するインバータと、該インバー
   タにより変換された交流電力に駆動される誘導電動機を
   有する電力変換装置において、 前記誘導電動機の２次磁束軸から出力電圧軸までの位相
   角ρを検出あるいは演算する手段と、 前記コンバータの出力側と前記インバータの入力側の直
   流リンク電圧Ｖdcを検出あるいは算出する手段と、 該直流リンク電圧の平均値からの直流リンク電圧変動量
   ΔＶdcを演算する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr 及び電動機角周波数ωr を検
   出あるいは推定する手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と滑り角周波数基準ｆs ^* に
   基づきインバータ出力角周波数ωi を演算する手段と、 該インバータ周波数基準ｆi ^* に基づき積分によりイン
   バータ位相角基準θi^* を求める手段と、 前記電動機回転周波数ｆr と、前記電動機角周波数ωr
   と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前記位相角
   ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖdcと、前
   記インバータ出力角周波数ωi と、伝達関数Ｈ2(s)と、
   電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2 と、電動機
   １次自己インダクタンスＬ1 と、電動機２次自己インダ
   クタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭと、前記２次磁
   束平均値φ2 ^* と、前記トルク電流の平均値ｉq ^* をそ
   れぞれ入力し、(017) 〜(020) 式に基づきインバータ位
   相角への補償値Δθi を求める手段と、 該補償値Δθi とインバー夕位相角基準θi ^* を加算し
   てインバータ位相角θi とする手段と、 該インバータ位相角θi に従い前記インバータの出力電
   圧を制御する手段とを備えたことを特徴とするビートレ
   ス制御装置。 【数５】
6. 【請求項６】 前記補償量演算手段は、前記電動機回転
   周波数ｆr と、前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcと、前
   記位相角ρ、ラプラス演算子と、前記直流リンク電圧Ｖ
   dcと、前記インバータ出力角周波数ωi と、伝達関数Ｈ
   3(s)と、電動機１次抵抗Ｒ1 と、電動機２次抵抗Ｒ2
   と、電動機１次自己インダクタンスＬ1と、電動機２次
   自己インダクタンスＬ2 と、相互インダクタンスＭとを
   それぞれ入力し、(021) 〜(024) 式に基づきインバータ
   位相角への補償値Δθi を求めることを特徴とする請求
   項５記載のビートレス制御装置。 【数６】
7. 【請求項７】 前記直流リンク電圧変動量ΔＶdcを演算
   する手段および前記インバータ位相角への補償値Δθi
   を求める手段を設けず、新たに、伝達関数の電源周波数
   の２倍の周波数成分のゲインと位相とを演算する手段
   と、前記検出あるいは椎定された直流リンク電圧の電源
   周波数の２倍の周波数で変動する正弦波を抽出する手段
   と、前記抽出された正弦波を算出されたゲインと位相と
   で補正する手段と、前記出力正弦波を直流リンク電圧で
   割りインバータ位相角基準への補償量とする手段を追加
   したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の
   ビートレス制御装置。
8. 【請求項８】 前記インバータ位相角基準への補償量と
   する手段に対して制御周期を考慮した補正値を加算する
   手段を、さらに追加したことを特徴とする請求項７記載
   のビートレス制御装置。
9. 【請求項９】 前記電源周波数の２倍の周波数成分のゲ
   インと位相とを算出する手段の代わりに、該伝達関数の
   演算に用いる変数をパラメータとしてあらかじめ算出さ
   れた該伝達関数の電源周波数の２倍の周波数成分のゲイ
   ンと位相とを出力する手段を追加することを特徴とする
   請求項７記載のビートレス制御装置。
10. 【請求項１０】 前記インバータを１パルスモードで動
    作させる場合に、伝達関数の電源周波数の２倍の周波数
    成分のゲインと位相とを算出する手段の代わりに、前記
    検出あるいは推定されたモータ周波数と前記検出あるい
    は推定された２次磁束の周波数をパラメータとしてあら
    かじめ算出された該伝達関数の電源周波数の２倍の周波
    数成分のゲインと位相とを出力する手段を追加したこと
    を特徴とする請求項７記載のビートレス制御装置。
11. 【請求項１１】 前記インバータ位相角への補償値を疑
    似微分する手段と、該疑似微分された補償値とインバー
    夕周波数基準とを加算しインバータ周波数を算出する手
    段を追加したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか
    に記載のビートレス制御装置。
12. 【請求項１２】 前記算出された位相補償値を９０度進
    ませる手段と、算出されたゲイン補償値に電源周波数の
    ２倍の角周波数を乗算する手段と、検出あるいは椎定さ
    れた直流リンク電圧の電源周波数の２倍の周波数で変動
    する正弦波を抽出する手段と、該抽出された正弦波を算
    出されたゲインと位相とで補正する手段と、該出力正弦
    波を直流リンク電圧で割りインバータ周波数ヘの補償量
    とする手段と、該補償量とインバータ周波数基準を加算
    しインバータ周波数とする手段を追加したことを特徴と
    する請求項７記載のビートレス制御装置。
13. 【請求項１３】 前記算出された誘導電動機の２次磁束
    軸から出力電圧軸までの位相角平均値とインバータ周波
    数基準とモータ速度とをパラメータとするテーブルから
    ゲイン補償値と位相補償値を出力するための手段を追加
    したことを特徴とする請求項７記載のビートレス制御装
    置。