JP3621086B2

JP3621086B2 - 周波数検出装置

Info

Publication number: JP3621086B2
Application number: JP2003310869A
Authority: JP
Inventors: 融真山本
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2003-09-03
Filing date: 2003-09-03
Publication date: 2005-02-16
Anticipated expiration: 2016-12-05
Also published as: JP2004029032A

Description

この発明は、交流電源に接続される電力変換装置等で使用される周波数検出装置に関するものである。

図９は例えば特許文献１に示された従来の周波数検出装置を持つ電力変換装置を本発明と同様の形式に書き改めた図であり、図において、１は３相交流電源、６はサイリスタ整流器である。サイリスタ整流器６は、例えば図１０に示すようにサイリスタのブリッジ接続されたものである。１１は３相交流電源の電圧を検出する電圧センサ、３０はサイリスタ整流器６を制御する制御回路である。３１はＣＰＵ、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路などから構成されているコンピュータ、３２はサイリスタに点弧パルスを与えるゲートロジック、３３はフェーズロックループ（ＰＬＬ）回路が用いられ３相交流電源１の周波数に同期した位相信号θを取りだす位相検出器、３４は計数器、３５は一定の発振を行う発振器である。

次に従来の周波数検出装置に関する説明を中心に行う。位相検出器３３から３相交流電源１の周波数に同期したサンプリングパルスＳＰＬＳがデジタル位相信号θの一信号としてそこから取り出せる。計数器３４はコンピュータ３１のリセット信号ＲＳＴにより初期化を行い、計数値ＦＣＮＴを零にし、新たに発振器３５の出力である一定発振パルスＰＵＬＳを計数する。コンピュータ３１はサンプリングパルスＳＰＬＳ毎に制御演算を行い、サイリスタ整流器６を制御する信号Ｅｃをゲートロジック３２に与える。また、例えば１２０回のサンプリングパルスＳＰＬＳ毎に計数器３４の計数値ＦＣＮＴを読み込み、計数器３４にリセット信号を出力する。ここで、サンプリングパルスＳＰＬＳとして電気角で３０度毎のパルスを使用する場合（１サイクルで１２回）、計数器３４の計数値ＦＣＮＴは３相交流電源１の１０サイクル毎に、一定の周期で発振する発振器３５からの発振パルスＰＵＬＳを計数した計数値ＦＣＮＴがコンピュータ３１に読み込まれることになる。この計数値ＦＣＮＴが３相交流電源１の周波数に相当する値となる。

特公平４−５６５３６号公報

従来の周波数検出装置は以上のように構成されているので、コンピュータ以外にＰＬＬ回路を用いた位相検出器、計数器といったＨ／Ｗが必要であった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、位相検出器、計数器を用いることなく周波数を検出する装置を得ることを目的とする。

この発明の請求項１に係る周波数検出装置は、３相交流電源の電圧を所定の基準角速度で回転するｄ−ｑ軸回転座標上の電圧に変換する３相／２相変換手段、上記３相／２相変換手段の出力の高次成分を除去するローパスフィルタ、上記ローパスフィルタの出力信号から位相差を演算する位相差演算手段、上記位相差演算手段からの位相差を微分して上記ｄ−ｑ軸回転座標上の電圧のベクトルの角速度を得る微分手段、および上記基準角速度に上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度を加算して上記３相交流電源の周波数を演算する手段を備えたものである。

この発明の請求項２に係る周波数検出装置は、第１の角速度を入力し３相交流電源の電圧を上記第１の角速度で回転するｄ−ｑ軸回転座標上の電圧に変換する３相／２相変換手段、上記３相／２相変換手段の出力の高次成分を除去するローパスフィルタ、上記ローパスフィルタの出力信号から位相差を演算する位相差演算手段、上記位相差演算手段からの位相差を微分して上記ｄ−ｑ軸回転座標上の電圧のベクトルの角速度を得る微分手段、上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度が零となるように上記微分手段からの上記電圧ベクトルの角速度を増幅しこの増幅した信号に所定の基準角速度を加算しこの加算した信号を上記第１の角速度として上記３相／２相変換手段に入力する手段、および上記第１の角速度に上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度を加算して上記３相交流電源の周波数を演算する手段を備えたものである。

ＰＬＬ回路を用いた位相検出器、計数器等のＨ／Ｗを用いることなく周波数を検出することができ、構成の小型化、低コスト化が図れる。更に、３相交流電源に存在する高調波成分の影響が抑制され、周波数の検出精度も向上する。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図に基づいて説明する。図１は周波数検出装置を持つ高力率コンバータ等の交流電源に接続される電力変換装置を示すブロック図であり、１は３相交流電源、２はリアクトル、３はインバータである。インバータ３は、例えば図２に示すようにトランジスタとダイオードのブリッジ接続されたものである。４は直流コンデンサ、５は直流負荷である。１１は３相交流電源１の電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを検出する電圧センサ、１２はインバータ３の交流側電流（インバータ電流）Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔを検出する電流センサ、１３は直流コンデンサ４の電圧Ｖ_Ｄを検出する電圧センサである。２０は制御回路であり、ＣＰＵ２１、メモリ２２、ゲートパルス発生回路２３、Ａ／Ｄ変換回路２４から構成されており、直流電圧Ｖ_Ｄが所望の値となるように、３相交流電源１の電圧に応じてインバータ電流を制御する制御演算を行い、ゲートパルス発生回路２３を介してインバータをスイッチングさせ、交流電力を直流電力に変換する。

通常このような電力変換装置では、３相交流電源１の周波数を検出し、装置の運転条件として用いたり、装置の運転・入出力の監視を行う装置盤面のモニタ部において表示を行っている。次に本発明の周波数検出装置について説明する。

図３は、制御回路２０のＣＰＵ２１にて演算する周波数検出のブロック図である。１０１は制御演算にて用いているＡ／Ｄ変換回路から読み込んだ３相交流電源１の電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを式１の演算にてｄ−ｑ軸回転座標上の値に変換する３相／２相変換回路である。

ここで、式１に示した変換行列中のω_０ｔは回転速度設定器１０２にて与える。基準角速度ω_０は例えば３相交流電源１の商用周波数が５０Ｈｚであれば２π５０に、６０Ｈｚであれば２π６０とし、ｔはサンプリグ時間毎に式２にて更新する。

例えば、ω_０が２π５０、３相交流電源１の周波数が丁度５０Ｈｚであれば、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑはともに直流量となるが、もし３相交流電源１の周波数が５０．１Ｈｚであれば、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑは０．１Ｈｚの交流量を持ち、ｄ−ｑ座標上でその電圧ベクトルＶは図４に示すように回転するものとなる。
３相交流電源１の周波数変動幅は、通常、商用電源で０．１％程度、発電機でも３％以下と考えられるので、３％周波数変動時の電圧ベクトル回転周波数は、５０Ｈｚであれば１．５Ｈｚ、６０Ｈｚでも１．８Ｈｚとなる。従って、例えば１００μsecのサンプリングで、電圧ベクトルの回転を処理した場合、５０Ｈｚで６６６７回／１回転、６０Ｈｚで５５５６回／１回転の演算タイミングがあり、ＣＰＵ２１によるＳ／Ｗにて十分な精度で計測することができる。

図３に戻り、１０３はローパスフィルタであり、３相交流電源１が高次の電圧歪みを含んでいる場合に、３相／２相変換後のｄ−ｑ軸上に変換した成分にも含まれる高次の成分を除去する。そして、位相差演算回路１０４により、ローパスフィルタ１０３の出力Ｖｄｆ、Ｖｑｆから式３により、図５に示すように、ｄ軸と電圧ベクトルとの位相差ψを求める。

この位相差を微分回路１０５にて微分することにより、単位時間当たりの位相変化量、即ち角速度ω′を得る。この角速度ω′は、３相交流電源１の角速度ωと回転座標の角速度ω_０との差の角速度であるので、加算器１０６にてω′とω_０とを加算してωを求め、これを計数器１０７にて１／（２π）倍し、３相交流電源１の周波数ｆを得ることができる。

このように、位相検出器、計数器等のＨ／Ｗを用いることなく周波数を検出することができるので、制御回路の小型化・低コスト化が図れる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では３相交流電圧１に高次の電圧歪みが含まれている場合を考慮していたが、実施の形態２では電圧不平衡がある場合の周波数検出方法を説明する。
図６は制御回路２０のＣＰＵ２１にて演算する実施の形態２の周波数検出装置のブロック図であり、実施の形態１との違いは、移動平均演算回路１０８によりローパスフィルタ１０３の出力の移動平均演算を行い、移動平均後の信号Ｖｄｆａ、Ｖｑｆａから位相差ψを求めている点である。

ところで、３相交流電源の電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔに電圧不平衡があると、ｄ−ｑ軸上の電圧Ｖｄ、Ｖｑに基本周波数の２倍周波のリップル成分が存在する。
今、３相交流電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔが、式４に示すように、例えば、その振幅に関して不平衡がある場合を想定すると、ｄ−ｑ軸上の電圧Ｖｑ、Ｖｄは式１を適用することにより、それぞれ式５、式６で示される。

式５、式６から判るように、電圧不平衡があると、電圧Ｖｄ、Ｖｑに基本周波数の２倍周波のリップル分が存在し、このまま位相差ψの変化速度を求めても正しい角速度を得ることができない。
そこで、この実施の形態２においては、移動平均演算回路１０８を設け、Ｔ_０＝１／ω_０の周期で移動平均を演算する。実施の形態１で述べたように、３相交流電源１の周波数変動幅は多い場合でも３％以下と考えられるので、上記の移動平均をとることにより、移動平均の周期Ｔ_０の整数分の１の（周波数が整数倍の）高調波は平均化されほぼ零となって上述したリップル分をほぼ除去することができる。

このように、位相検出器、計数器等のＨ／Ｗを用いることなく周波数を検出することができるのに加え、３相交流電源に電圧不平衡があっても正確に周波数を検出することができる。

実施の形態３．
上記実施の形態２では電圧不平衡に対する影響を移動平均により除去していたが、実施の形態３では、３相交流電源１の逆相電圧を求め、これを３相交流電源電圧１の各相電圧より減じ、不平衡のない正相電圧を作成し、この正相電圧を基に上記実施の形態１と同一の方法で、電圧不平衡の影響を受けない周波数検出を行っている。

図７は制御回路２０のＣＰＵ２１にて演算する実施の形態３の周波数検出ブロック図であり、実施の形態１との違いは逆相検出用３相／２相変換回路１１１、ローパスフィルタ１１２、逆相検出用２相／３相変換回路１１３、減算器１１４〜１１６を追加した点である。逆相検出用３相／２相変換回路１１１は、式７に示すように相順を逆にした変換行列により、ｄ軸、ｑ軸上で逆相電圧成分を直流量として含んでいる信号Ｖｄｒ、Ｖｑｒを作成する。

従って、この信号をローパスフィルタ１１２に入力し、逆相電圧に相当した直流成分Ｖｄｒｆ、Ｖｑｒｆを取りだすことができる。これを式８に示す逆相検出用２相／３相変換回路１１３により３相座標上の信号Ｖ_Ｒｒ、Ｖ_Ｓｒ、Ｖ_Ｔｒに変換し、減算器１１４〜１１６により３相交流電源１の電圧Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔからそれぞれ減じることにより、不平衡の無い３相電圧Ｖ_Ｒｎ、Ｖ_Ｓｎ、Ｖ_Ｔｎを得る。この信号を上記実施の形態１と同様に、３相／２相変換回路１０１への入力とすることにより３相交流電源１の周波数ｆを検出する。

このように３相交流電源の逆相分を常時検出し、これを３相交流電源電圧から減じ、不平衡の無い正相分のみの電圧としてから、周波数を検出しているので、上記実施の形態２と比べて、逆相分をより正確に除去することができ、位相検出器、計数器等のＨ／Ｗを用いることなく周波数を検出することができるのに加え、３相交流電源に電圧不平衡があっても、周波数変動幅によらず正確に周波数を検出することができる。

勿論、実施の形態２の移動平均演算による方式と、実施の形態３の逆相電圧検出による方式との両者を併用することもでき、この場合、一層高精度の周波数検出が可能となる。

実施の形態４．
上記実施の形態１ないし３では、ｄ−ｑ軸回転座標の回転速度を５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに固定していたが、この実施の形態４では位相差ψが一定となるように回転速度を変化させるよう構成している。図８は制御回路２０のＣＰＵ２１にて演算する実施の形態４の周波数検出ブロック図であり、実施の形態１との違いは、３相／２相変換回路１０１のｄ−ｑ軸回転座標の角速度を第１の角速度ω_１とし、微分回路１０５からの出力である角速度ω′を積分演算などで増幅し第２の角速度ω_２として出力する増幅回路１０９、第２の角速度ω_２と３相交流電源１の基準角速度ω_０（２π５０または２π６０）とを加算する加算器１１０を追加した点である。

３相交流電源１の角速度ωとω_０との差により、ｄ−ｑ軸上で電圧ベクトルは差の角速度ω′で回転する。従って、ω′が正の時はω_１を増加し、ω′が負の時はω_１を減少させることにより、ω_１を３相交流電源１の角速度ωと同一とすることができる。ω_１の増減制御を増幅回路１０９を用いたフィードバックループを構成することにより実現している。応答を良くするために増幅演算の出力ω_２にあらかじめ基準値ω_０を加算し、増幅演算の出力信号が調整分として働くように構成している。従って、定常的にはω′はほぼ零となりω_１が３相交流電源１の角速度ωとなる。
しかし、過渡的にも正確な周波数を検出するために、ω′が零でない場合を考慮し、実施の形態１と同じくω′とω_１とを加算器１０６にて加算してから、計数器１０７にて１／（２π）倍し、３相交流電源１の周波数ｆを求めている。

このように３相交流電源の角速度と回転座標の角速度とが同じになるようにフィードバックループを構成しているので、位相検出器、計数器等のＨ／Ｗを用いることなく周波数を精度良く検出することができる。

なお、上記実施の形態４では実施の形態１の周波数検出装置に位相差ψを一定に制御するフィードバックループを追加しているが、同様の構成は実施の形態２、３に対しても構成することができる。

なお、上記各実施の形態では位相差ψの演算にsin^−１を用いているが（式３）、cos^−１、tan^−１等を用いても良い。

また、ローパスフィルタを微分演算の後方に配置してもよく、３相／２相変換回路の出力には必ずしもフィルタを設けなくてもよい。

また、上記各実施の形態では、基準角速度ω_０として、３相交流電源１の商用周波数である５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに相当する値としているが、これに限られるものではなく、例えば、５５Ｈｚとして５０Ｈｚ、６０Ｈｚのいずれの商用周波数の場合にも、共用で適用できるようにしてもよい。

この発明の実施の形態１の周波数検出装置を使用した電力変換装置を示すブロック図である。実施の形態１のインバータの略線図である。実施の形態１の周波数検出装置を示すブロック図である。実施の形態１による周波数検出方法を説明するベクトル図である。実施の形態１による周波数検出装置を説明するベクトル図である。実施の形態２の周波数検出装置を示すブロック図である。実施の形態３の周波数検出装置を示すブロック図である。実施の形態４の周波数検出装置を示すブロック図である。従来の周波数検出装置を使用した電力変換装置を示すブロック図である。サイリスタ整流器の略線図である。

符号の説明

１３相交流電源、１０１３相／２相変換回路、１０２回転速度設定器、
１０３ローパスフィルタ、１０４位相差演算回路、１０５微分回路、
１０６加算器、１０７計数器、１０８移動平均演算回路、１０９増幅回路、
１１０加算器、１１１逆相検出用３相／２相変換回路、１１２ローパスフィルタ、
１１３逆相検出用２相／３相変換回路、１１４〜１１６減算器、
Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔ３相交流電源電圧、Ｖ_Ｒｒ，Ｖ_Ｓｒ，Ｖ_Ｔｒ逆相電圧成分、
Ｖｄ，Ｖｑｄ−ｑ軸電圧、ψ 位相差、ω_０基準角速度、
ω′ 電圧ベクトルの角速度、ω_１第１の角速度、ω_２第２の角速度、
ω ３相交流電源の角速度、ｆ３相交流電源の周波数。

Claims

３相交流電源の電圧を所定の基準角速度で回転するｄ−ｑ軸回転座標上の電圧に変換する３相／２相変換手段、上記３相／２相変換手段の出力の高次成分を除去するローパスフィルタ、上記ローパスフィルタの出力信号から位相差を演算する位相差演算手段、上記位相差演算手段からの位相差を微分して上記ｄ−ｑ軸回転座標上の電圧のベクトルの角速度を得る微分手段、および上記基準角速度に上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度を加算して上記３相交流電源の周波数を演算する手段を備えた周波数検出装置。
第１の角速度を入力し３相交流電源の電圧を上記第１の角速度で回転するｄ−ｑ軸回転座標上の電圧に変換する３相／２相変換手段、上記３相／２相変換手段の出力の高次成分を除去するローパスフィルタ、上記ローパスフィルタの出力信号から位相差を演算する位相差演算手段、上記位相差演算手段からの位相差を微分して上記ｄ−ｑ軸回転座標上の電圧のベクトルの角速度を得る微分手段、上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度が零となるように上記微分手段からの上記電圧ベクトルの角速度を増幅しこの増幅した信号に所定の基準角速度を加算しこの加算した信号を上記第１の角速度として上記３相／２相変換手段に入力する手段、および上記第１の角速度に上記微分手段からの電圧ベクトルの角速度を加算して上記３相交流電源の周波数を演算する手段を備えた周波数検出装置。