JP2012026836A - 分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置 - Google Patents

Abstract

【課題】系統電圧のゼロクロス点を検出し，ゼロクロスとゼロクロス間の時間変化で系統電圧の周波数を検出する方法は、商用系統の高調波歪や、負荷投入等に起因する波形歪，及びノイズ等で誤判定するという課題があった。系統電圧の周波数を連続して検出したか否かを更に判定することにより，誤動作する可能性が低減されるが，検出時間が長くなっていた。
【解決手段】周波数検出部６０は、交流電圧の瞬時位相θをサンプリング周期ｔsごとに検出する瞬時位相検出部３０と、サンプリング周期ｔsに於ける瞬時位相θの変化量である瞬時位相変化量Δφに基づいて、交流周波数ｆacを算出する位相周波数変換部８１とを有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置、特に系統停止の検知に関するものである。

従来、分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置では、分散型電源が連系する系統又はその上位系統の事故時や作業時等による系統停止時に，分散型電源が系統から解列されない状態で単独運転を継続していると，本来無電圧であるべき商用系統が充電されることとなる。よって、分散型電源の単独運転状態を検出したならば、分散型電源を系統から解列する必要がある。

単独運転状態を検出する能動的検出方式には，発電電力に周期的な無効電力変動を与えておき，単独運転移行時に現れる周期的な周波数変動を検出して判定する方式がある。この場合、運転時の無効電力変動を出来る限り小さくする必要があって，微小な周波数変動を高精度且つ高速に検出する必要がある。

特許文献１には、交流電圧信号のゼロクロス点を検出し，ゼロクロスとゼロクロス間の時間をカウントし，その逆数で周波数を算出する技術が記載されている。

特開２００５−２６１０６９号公報

しかしながら、従来の分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置では、以下の課題があった。

（１） 系統電圧のゼロクロス点を検出し，ゼロクロスとゼロクロス間の時間で周波数を検出する方法は、商用系統の高調波歪や、負荷投入等に起因する波形歪，及びノイズ等で誤判定する場合があった。

（２） 連続して周波数を検出し、周波数変動を検出したか否かを更に判定することにより、誤動作する可能性が低減されるが，検出時間が長くなっていた。更に、電圧波形歪及びノイズ等に影響されやすいため，検出精度が悪化していた。

（３） 系統電圧のゼロクロス点を検出するため、専用のゼロクロス回路を要していた。よって、分散型電源の周波数変動検出方法を実装する系統連系保護装置のコストアップ要因となっていた。

本発明の分散型電源の周波数検出方法は、交流電圧の瞬時位相を所定周期ごとに検出する瞬時位相検出処理と、前記所定周期に於ける前記瞬時位相の変化量である位相変化量を算出する位相差算出処理と、前記位相変化量に基づいて前記交流電圧の周波数を算出する周波数算出処理とを行うことを特徴とする。

本発明の系統連系保護装置は、前記分散型電源の周波数検出方法によって前記周波数を検出する周波数検出部と、前記周波数が所定パターンであったならば，周波数変動信号を出力する周波数変動検出部と、前記分散型電源を商用系統電源から解列させる解列部とを有し、前記解列部は、前記周波数変動信号によって，前記分散型電源を前記商用系統電源から解列させることを特徴とする。

本発明の分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置によれば、次の（Ａ），（Ｂ）のような効果がある。

（Ａ） 従来，交流電圧のゼロクロス点のみで周波数の判定を行っていた。本発明では、交流電圧のサンプリング毎に周波数が判定可能であり、判断できる回数は、従来に比べ百倍以上（例えば、サンプリング周波数が２０ＫＨｚで交流周波数５０Ｈｚの場合には約２００倍，交流周波数６０Ｈｚの場合には約１６７倍）である。よって、交流電圧の交流周波数を高精度且つ高速に検出可能である。

（Ｂ） 専用ゼロクロス回路を追加することなく、通常のアナログ／デジタル変換器を搭載したデジタルシグナルプロセッサ上のソフトウエアで交流周波数を検出できる。よって、低コストに実現可能である。

図１は、本発明の実施例１における周波数検出部を示す概略の構成図である。 図２は、本発明の実施例１における系統連係保護装置を示す概略の構成図である。 図３は、停電時の周波数ｆacの波形図である。 図４は、周波数上昇検出方法を示すフローチャートである。 図５は、周波数低下検出方法を示すフローチャートである。 図６は、周波数変動検出方法を示すフローチャートである。 図７は、本発明の実施例２における周波数検出部を示す概略の構成図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図２は、本発明の実施例１における系統連係保護装置を示す概略の構成図である。

系統連系保護装置１０は、例えば分散型電源である太陽電池モジュール１２０を、商用系統電源である系統電源１００に連系させる機能を有している。系統連系保護装置１０の一方の入力端子は、変圧器１０１を介して系統電源１００に接続され、更に構内負荷１１０が並列に接続されている。系統連系保護装置１０の他方の入力端子は、太陽電池モジュール１２０に接続されている。

系統連系保護装置１０は、例えばマグネットコンダクタである開閉器１２と、インバータ１３と、周波数検出部６０と、周波数上昇検出部１４と、周波数低下検出部１５と、能動的方式検出部１８と、論理和ゲート１９，２０と、ゲートブロック２１と、能動的方式無効電力制御部２２と、系統連系制御部２３と、ドライブ回路２４とを有している。

開閉器１２は、インバータ１３を系統電源１００から解列する解列部である。インバータ１３は、太陽電池モジュール１２０が出力する直流電圧を、所定の直流電圧に昇圧したのち交流に変換する。インバータ１３は、分散型電源である。ドライブ回路２４は、太陽電池モジュール１２０及びインバータ１３を動作又は停止する制御部である。

周波数検出部６０は、交流電圧を元に交流周波数ｆacを検出する機能を有している。周波数検出部６０の出力側は、周波数上昇検出部１４と、周波数低下検出部１５と、能動的方式検出部１８とに接続されている。周波数上昇検出部１４と、周波数低下検出部１５と、能動的方式検出部１８とは、それぞれ論理和ゲート１９を介して開閉器１２に接続されると共に、それぞれ論理和ゲート２０とゲートブロック２１とを介してドライブ回路２４に接続されている。

周波数上昇検出部１４は、交流周波数ｆacの上昇を検出する。周波数低下検出部１５は、交流周波数ｆacの下降を検出する。能動的方式検出部１８は、交流周波数ｆacを元に、交流周波数ｆacの変動を検出する。

ゲートブロック２１の出力側は、ドライブ回路２４に接続されている。更に、能動的方式無効電力制御部２２の出力側は、系統連系制御部２３に接続され、系統連系制御部２３の出力側は、ドライブ回路２４に接続されている。

系統連系保護装置１０の一方の入力端子は、開閉器１２の一方の端子と、周波数検出部６０に接続されている。開閉器１２の他方の端子は、インバータ１３の交流電圧出力端子に接続されている。

インバータ１３は、直流電圧入力端子と、交流電圧出力端子と、制御端子とを有している。インバータ１３の直流電圧入力端子は、太陽電池モジュール１２０に接続されている。インバータ１３の制御端子は、ドライブ回路２４の出力側に接続されている。後述する図３に示すように、能動的方式無効電力制御部２２は、インバータ１３によって、発電電力に周期的な無効電力変動を与えている。単独運転移行時には、この無効電力変動により、周期的な周波数変動が交流電圧に現れる。

図１は、本発明の実施例１における周波数検出部を示す概略の構成図である。
周波数検出部６０は、変圧器１０１を介して商用系統電源である系統電源１００と接続されている。この系統電源１００は、周波数検出部６０に３相交流電圧信号を供給する。

本実施例１の周波数検出部６０は、アナログ／デジタル変換ポート（以下、「Ａ／Ｄ変換ポート」という。）を有するデジタルシグナルプロセッサ（以下、「ＤＳＰ」という。）と、ＤＳＰに搭載されたソフトウエアとで構成されている。周波数検出部６０を構成するデジタルシグナルプロセッサのＡ／Ｄ変換ポートには、系統電源１００に係る３相交流電圧が入力されるよう構成されている。

周波数検出部６０のソフトウエアは、３相交流電圧の瞬時位相θを検出する瞬時位相検出部３０と、瞬時位相θの変化量である瞬時位相変化量Δφ(n)を検出する位相変化量検出部７０と、瞬時位相変化量Δφ(n)に低域通過フィルタ（以下、「ローパスフィルタ」という。）を掛けて瞬時位相変化量Δφlpfを得るローパスフィルタ７３と、瞬時位相変化量Δφlpfを交流周期ごとに平均化して瞬時位相変化量平均Δφaveを得る交流周期平均部８０と、瞬時位相変化量平均Δφaveを交流周波数ｆacに変換する位相周波数変換部８１とを有している。位相変化量検出部７０は、遅延部７１と差分演算器７２とを有している。

周波数検出部６０において、瞬時位相検出部３０には、変圧器１０１を介して系統電源１００が接続され、瞬時位相検出部３０の出力側は、位相変化量検出部７０に接続されている。位相変化量検出部７０の出力側は、ローパスフィルタ７３に接続されている。ローパスフィルタ７３の出力側は、交流周期平均部８０に接続されている。交流周期平均部８０の出力側は、位相周波数変換部８１に接続されている。位相周波数変換部８１の出力側は、周波数検出部６０の出力側である。

位相変化量検出部７０において、遅延部７１には、瞬時位相検出部３０の出力側が接続されている。差分演算器７２の加算側には、瞬時位相検出部３０の出力側が接続され、差分演算器７２の減算側には、遅延部７１の出力側が接続されている。差分演算器７２の出力側は、位相変化量検出部７０の出力側であり、ローパスフィルタ７３に接続されている。

（実施例１の動作）
図２を元に、本発明の実施例１における系統連系保護装置１０の動作を説明する。

構内負荷１１０は、変圧器１０１を介して系統電源１００からの３相交流電圧が供給されている。系統連系保護装置１０が起動すると、能動的方式無効電力制御部２２及び系統連系制御部２３は、ドライブ回路２４を介してインバータ１３を運転するように制御する。ドライブ回路２４は、分散型電源である太陽電池モジュール１２０を運転又は停止させる制御部である。

インバータ１３は、分散型電源である太陽電池モジュール１２０からの直流電圧を３相交流電圧に変換し、開閉器１２を介して構内負荷１１０に供給する。開閉器１２は、分散型電源である太陽電池モジュール１２０を商用系統電源から解列するように制御する解列部である。

周波数検出部６０は、３相交流電圧の交流周波数ｆacを検出する。交流周波数ｆacが上昇すると、周波数上昇検出部１４によって周波数上昇信号Ｓoが論理和ゲート１９，２０に出力される。交流周波数ｆacが低下すると、周波数低下検出部１５によって周波数低下信号Ｓuが論理和ゲート１９，２０に出力される。交流周波数ｆacが変動すると、能動的方式検出部１８によって周波数変動信号Ｓdが論理和ゲート１９，２０に出力される。これらの信号により、開閉器１２は、インバータ１３側の端子と系統電源側の端子の接続を開くように制御する。同時に、ドライブ回路２４は、インバータ１３の動作を停止するよう制御する。周波数上昇信号Ｓoと、周波数低下信号Ｓuと、周波数変動信号Ｓdとは、周波数変動信号である。周波数上昇検出部１４と、周波数低下検出部１５と、能動的方式検出部１８とは、交流周波数ｆacが所定パターンであったならば，周波数変動信号を出力する周波数変動検出部である。

図１を元に、本実施例１の周波数検出部６０の動作を説明する。
周波数検出部６０は、３相交流電圧の交流周波数ｆacを検出する。以降、周波数検出部６０を構成する各部の動作を説明する。

瞬時位相検出部３０は、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの値に基づいて、所定周期であるサンプリング周期ｔsごとに、電圧ベクトルの瞬時位相θを算出する。３相電圧がそれぞれ正弦波からなるとき、瞬時位相θは、鋸波状の波形となる。瞬時位相検出部３０は、交流電圧の瞬時位相θをサンプリング周期ｔsごとに検出する瞬時位相検出処理を行う。

瞬時位相検出部３０の３相／２相電圧変換部３１は、３相電圧の値に基づいて、瞬時空間電圧ベクトルのα軸成分Ｖα及びβ軸成分Ｖβとを算出する機能を有している。

ベクトル演算部３２は、瞬時空間電圧ベクトルのα軸成分Ｖα及びβ軸成分Ｖβに基づいて、電圧ベクトルの瞬時位相θを算出する機能を有している。

位相変化量検出部７０は、略鋸波状の瞬時位相θのサンプリング周期ｔsごとの変化量である瞬時位相変化量Δφを演算して出力する位相差算出処理を行う。瞬時位相θは、遅延部７１によってサンプリング周期ｔsだけ遅延した瞬時位相θとの差分が、差分演算器７２によって演算され、瞬時位相変化量Δφとしてローパスフィルタ７３に出力される。

瞬時位相変化量Δφは、ローパスフィルタ７３によってローパスフィルタが掛けられて平滑化され、瞬時位相変化量Δφlpfとなり、交流周期平均部８０に出力される。

瞬時位相変化量Δφlpfは、交流周期平均部８０によって平均値である瞬時位相変化量平均Δφaveが演算され、位相周波数変換部８１に出力される。位相周波数変換部８１は、瞬時位相変化量Δφlpfに基づいて交流周波数ｆacを算出する周波数算出処理を行う。本実施例１では、瞬時位相変化量Δφlpfは、ローパスフィルタ７３の低域通過フィルタによって平滑化され、交流周期平均部８０によって平均化され、位相周波数変換部８１によって、交流周波数ｆacが算出される。

瞬時位相変化量平均Δφaveは、位相周波数変換部８１によって交流周波数ｆacに変換されて出力される。具体的には、サンプリング周波数ｆsを乗じたのち、２πで除算することによって変換される。

図３は、停電時の交流周波数ｆacの波形図である。
上の図は、インバータ１３による無効電力制御を示している。図の縦軸は無効電力を示し、横軸は経過時間を示している。下の図は、交流周波数ｆacを示している。図の縦軸は交流周波数ｆacを示し、横軸は経過時間を示している。

インバータ１３が起動すると、上の図に示すように発電電力に周期的な無効電力変動を与える。但し、系統電源１００から電力が供給されているときには、交流周波数ｆacは変化せず５０〔Ｈｚ〕のままである。縦の破線で示す停電による単独運転移行時には、系統電源１００から電力が供給されなくなる。よって停電時には、インバータ１３による無効電力変動によって、周期的な周波数変動が交流電圧に現れる。

図４は、周波数上昇検出方法を示すフローチャートである。
処理が開始すると、ステップＳ１において、周波数上昇検出部１４は、交流周波数ｆacを検出する。ステップＳ２において、交流周波数ｆacは第１の周波数である上昇閾値以上であるか否かを判定する。上昇閾値以上でなかったならば、ステップＳ３においてタイマをリセットし、ステップＳ１の処理に戻る。

ステップＳ４においてタイマをカウントし、ステップＳ５において、第１の時間である規定時間Ｔ１を超えてタイムアップしたか否かを判定する。タイムアップしなかったならば、ステップＳ１の処理に戻る。

タイムアップしたならば、ステップＳ６において、周波数上昇信号Ｓoを出力し、図４の処理を終了する。

図５は、周波数低下検出方法を示すフローチャートである。
処理が開始すると、ステップＳ１１において、周波数低下検出部１５は交流周波数ｆacを検出する。ステップＳ１２において、交流周波数ｆacは第２の周波数である低下閾値以下であるか否かを判定する。低下閾値以下でなかったならば、ステップＳ１３においてタイマをリセットし、ステップＳ１１の処理に戻る。

ステップＳ１４においてタイマをカウントし、ステップＳ１５において、第２の時間である規定時間Ｔ２を超えてタイムアップしたか否かを判定する。タイムアップしなかったならば、ステップＳ１１の処理に戻る。

タイムアップしたならば、ステップＳ１６において、周波数低下信号Ｓuを出力し、図５の処理を終了する。

図６は、周波数変動検出方法を示すフローチャートである。
処理が開始すると、能動的方式検出部１８は、ステップＳ３１において、出力変動制御を行う。

ステップＳ３２において、交流周波数ｆacを検出し、ステップＳ３３において、出力変動周期内の周波数変動幅Δｆを検出する。ステップＳ３４において、周波数変動幅Δｆが所定値である閾値以上でなかったならば、ステップＳ３５においてカウンタ値をクリアし、ステップＳ３１の処理に戻る。

ステップＳ３６においてカウンタ値に１をプラスし、ステップＳ３７において、カウンタ値が設定値Ｃ３を超えているか否かを判定する。このカウンタ値が設定値Ｃ３を超えているか否かによって、第３の時間を計測する。カウンタ値が設定値Ｃ３を超えていないならば、ステップＳ３１の処理に戻る。カウンタ値が設定値Ｃ３を超えていたならば、ステップＳ３８において、周波数変動信号Ｓdを出力し、図６の処理を終了する。

（実施例１の効果）
本実施例１の分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置１０によれば、次の（Ａ），（Ｂ）のような効果がある。

（Ａ） 従来，交流電圧のゼロクロス点のみで周波数の判定を行っていた。本発明では、交流電圧のサンプリング毎に周波数が判定可能であり、判断できる回数は、従来に比べ百倍以上（例えば、サンプリング周波数が２０ＫＨｚで交流周波数５０Ｈｚの場合には約２００倍，交流周波数６０Ｈｚの場合には約１６７倍）である。よって、系統電源１００の交流周波数ｆacを高精度且つ高速に検出することができる。

（Ｂ） 専用ゼロクロス回路を追加することなく、通常のＡ／Ｄ変換器を搭載したＤＳＰ上のソフトウエアで交流周波数ｆacが検出できる。よって、低コストに実現可能である。

（実施例２の構成）
図７は、本発明の実施例２における周波数検出部を示す概略の構成図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２における系統連系保護装置１０Ａは、実施例１と同様に変圧器１０１を介して系統電源１００に接続されている。系統連系保護装置１０Ａに搭載されている周波数検出部６０Ａのソフトウエアは、実施例１と同様な瞬時位相検出部３０と、瞬時位相変化量平均Δφaveを交流周波数ｆacに変換する位相周波数変換部８１とを有し、実施例１の交流周期平均部８０とは異なる交流周期平均部８０Ａと、Phase-locked loop部（以下、「ＰＬＬ部」という。）４０とを有している。

同期部であるＰＬＬ部４０は、瞬時位相θに同期する同期位相φpllを内部に生成し、この同期位相φpllのサンプリング周期ｔsごとの変化量である同期位相差分Δφpllを出力する同期処理を行う。同期位相差分Δφpllは、同期位相変化量である。

ＰＬＬ部４０は、差分演算器４１と、−π〜π変換部４２と、比例積分制御演算部（以下、「ＰＩ演算部」という。）４３と、遅延部４４と、加算演算器４５と、加算演算器４６と、０〜２π変換部４７と、遅延部４８とを有している。

ＰＬＬ部４０への入力は、差分演算器４１の加算側に接続され、加算演算器４５の出力は、差分演算器４１の減算側に接続されている。差分演算器４１の出力は、−π〜π変換部４２及びＰＩ演算部４３を介して、同期位相差分ΔφpllとしてＰＬＬ部４０から出力されると共に、遅延部４４を介して加算演算器４５に接続され、更に加算演算器４６にも接続されている。加算演算器４６には、更に遅延部４８の出力が接続されている。加算演算器４６の出力は、０〜２π変換部４７を介して遅延部４８に入力されている。遅延部４８の出力は、加算演算器４５と加算演算器４６とに出力されている。

（実施例２の動作）
図７を元に、本実施例２の周波数検出部６０Ａの動作を説明する。

本実施例２の周波数検出部６０Ａは、実施例１の周波数検出部６０と同様に３相交流電圧の交流周波数ｆacを検出する。以降、周波数検出部６０Ａを構成する各部の動作を説明する。

瞬時位相検出部３０の動作は実施例１と同様であり、３相電圧の値に基づいて、電圧ベクトルの瞬時位相θを算出する機能を有している。

ＰＬＬ部４０は、略鋸波状の瞬時位相θに基づいて、同期位相差分Δφpllを演算して出力する機能を有している。ＰＬＬ部４０は、サンプリング周期ｔsに於ける瞬時位相θに同期する同期位相φpllと、同期位相φpllの変化量である同期位相差分Δφpllとを生成する同期処理を行う。

差分演算器４１は、瞬時位相θと加算演算器４５の出力との差分を演算する。この差分は、−π〜π変換部４２によって位相エラー量ｅに変換される。位相エラー量ｅは、ＰＩ演算部４３によって比例積分制御が行われ、同期位相差分Δφpllが生成され、ＰＬＬ部４０から出力される。この比例積分制御によって、同期位相φpllは瞬時位相θに同期する。ＰＬＬ部４０の同期位相φpllと瞬時位相θとを同期させるときの時定数Ｔｐは、交流周期にして数周期である。ＰＬＬ部４０の同期の時定数Ｔｐによって、この時定数Ｔｐよりも短い交流周波数ｆacの変動を除去可能である。

更に同期位相差分Δφpllは、加算演算器４６によって、直前のサンプリング周期ｔsの同期位相φpllと加算され、０〜２π変換部４７によって、新たな同期位相φpllが生成される。

同期位相差分Δφpllは、遅延部４４によってサンプリング周期ｔsだけ遅延される。同期位相φpllは同様に、遅延部４８によってサンプリング周期ｔsだけ遅延される。遅延された同期位相φpllと、遅延された同期位相差分Δφpllは、加算演算器４５によって加算され、差分演算器４１の減算側に出力される。

同期位相差分Δφpllは、交流周期平均部８０Ａによって平均値が演算され、
位相差分平均Δφstdとして位相周波数変換部８１に出力される。以降の動作は実施例１と同様である。

（実施例２の効果）
本実施例２の分散型電源の周波数検出方法及び系統連系保護装置１０Ａによれば、ＰＬＬ部４０は、瞬時位相θと時定数Ｔｐで同期し、同期位相φpllを生成する。この同期位相φpllの差分である同期位相差分Δφpllから交流周波数ｆacを検知することによって、ＰＬＬ部４０の同期の時定数Ｔｐよりも短い交流周波数ｆacの変動を除去可能である。

（変形例）
本発明は、上記実施例に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｄ）のようなものがある。

（ａ） 実施例１，２の系統連系保護装置１０，１０Ａには、分散型電源として太陽電池モジュール１２０が接続されている。しかし、これに限定されず、水力発電、風力発電、地熱発電、波力発電、温度差発電、燃料電池、内燃機関や外燃機関による小型発電装置、及び電力貯蔵装置等の分散型電源にも適用が可能である。

（ｂ） 実施例１，２の系統連系保護装置１０，１０Ａでは、分散型電源である太陽電池モジュール１２０と系統電源１００との間は、マグネットコンダクタによる開閉器１２が接続されている。しかし、これに限定されず、開閉器１２を、マグネットスイッチ（電磁開閉器）や、その他の継電器（電磁リレーやソリッドステートリレー等）で構成しても良い。

（ｃ） 実施例１，２の系統連系保護装置１０，１０Ａでは、ＤＳＰとソフトウエアによる周波数検出部６０，６０Ａが搭載されている。しかし、これに限定されず、Ａ／Ｄ変換器、汎用の中央演算装置（Central Processing Unit）及びソフトウエアによって周波数検出部６０，６０Ａを構成し、系統連系保護装置１０，１０Ａに搭載しても良い。

（ｄ） 実施例１，２の系統連系保護装置１０，１０Ａは、交流周波数ｆacが所定時間に亘って上昇閾値以上であるか、交流周波数ｆacが所定時間に亘って低下閾値以下であるか、又は周波数変動幅Δｆは閾値以上であるか否かを判定した。しかし、これに限定されず、交流周波数ｆacが繰り返し所定パターンで変化したか否かを判定しても良い。所定パターンとは例えば、正弦波、矩形波、鋸波、三角波、又は不定形のパターンである。

１０，１０Ａ 系統連系保護装置
１２ 開閉器
１３ インバータ
１４ 周波数上昇検出部
１５ 周波数低下検出部
１８ 能動的方式検出部
１９，２０ 論理和ゲート
２１ ゲートブロック
２２ 能動的方式無効電力制御部
２３ 系統連系制御部
２４ ドライブ回路
３０ 瞬時位相検出部
３１ ３相／２相電圧変換部
３２ ベクトル演算部
４０ ＰＬＬ部
４１ 差分演算器
４２ −π〜π変換部
４３ ＰＩ演算部
４４ 遅延部
４５ 加算演算器
４６ 加算演算器
４７ ０〜２π変換部
４８ 遅延部
６０，６０Ａ 周波数検出部
７０ 位相変化量検出部
７１ 遅延部
７２ 差分演算器
７３ ローパスフィルタ
８０，８０Ａ 交流周期平均部
８１ 位相周波数変換部
１００ 系統電源
１０１ 変圧器
１１０ 構内負荷
１２０ 太陽電池モジュール

Claims (12)

1. 交流電圧の瞬時位相を所定周期ごとに検出する瞬時位相検出処理と、
   前記所定周期に於ける前記瞬時位相の変化量である位相変化量を算出する位相差算出処理と、
   前記位相変化量に基づいて前記交流電圧の周波数を算出する周波数算出処理とを行うことを特徴とする分散型電源の周波数検出方法。
2. 前記周波数算出処理は、前記位相変化量を低域通過フィルタによって平滑化したのちに、前記交流電圧の前記周波数を算出することを特徴とする請求項１記載の分散型電源の周波数検出方法。
3. 前記周波数算出処理は、前記位相変化量を平均化したのちに、前記交流電圧の前記周波数を算出することを特徴とする請求項１又は２記載の分散型電源の周波数検出方法。
4. 交流電圧の瞬時位相を所定周期ごとに検出する瞬時位相検出処理と、
   前記所定周期に於ける前記瞬時位相に同期する同期位相と、前記同期位相の変化量である同期位相変化量とを生成する同期処理と、
   前記同期位相変化量に基づいて前記交流電圧の周波数を算出する周波数算出処理とを行うことを特徴とする分散型電源の周波数検出方法。
5. 前記周波数算出処理は、前記同期位相変化量を平均化したのちに、前記交流電圧の前記周波数を算出することを特徴とする請求項４記載の分散型電源の周波数検出方法。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の分散型電源の周波数検出方法によって前記周波数を検出する周波数検出部と、
   前記周波数が所定パターンであったならば，周波数変動信号を出力する周波数変動検出部と、
   前記分散型電源を商用系統電源から解列させる解列部とを有し、
   前記解列部は、前記周波数変動信号によって，前記分散型電源を前記商用系統電源から解列させることを特徴とする系統連系保護装置。
7. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の分散型電源の周波数検出方法によって前記周波数を検出する周波数検出部と、
   前記周波数が所定パターンであったならば，周波数変動信号を出力する周波数変動検出部と、
   前記分散型電源を停止させる制御部とを有し、
   前記制御部は、前記周波数変動信号によって，前記分散型電源を停止させることを特徴とする系統連系保護装置。
8. 前記周波数変動検出部は、前記周波数が第１の時間に亘って第１の周波数以上であったならば，前記周波数変動信号を出力することを特徴とする請求項６又は７記載の系統連系保護装置。
9. 前記周波数変動検出部は、前記周波数が第２の時間に亘って第２の周波数以下であったならば，前記周波数変動信号を出力することを特徴とする請求項６又は７記載の系統連系保護装置。
10. 前記周波数変動検出部は、前記周波数の変動が第３の時間に亘って所定値以上であったならば，前記周波数変動信号を出力することを特徴とする請求項６又は７記載の系統連系保護装置。
11. 前記所定パターンとは、正弦波、矩形波、鋸波、三角波、又は不定形のパターンのいずれか１つであることを特徴とする請求項６又は７記載の系統連系保護装置。
12. 前記周波数変動検出部は、デジタルシグナルプロセッサによって、請求項１〜５のいずれか１項に記載の分散型電源の周波数検出方法を行うことを特徴とする請求項６〜１１のいずれか１項に記載の系統連系保護装置。

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