JP5742150B2 - 交直変換装置の同期制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流−交流電力変換をして交流電源系統に連系する交直変換装置に係り、特に交直変換装置を交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させるための同期制御装置に関する。

この種の交直変換装置としては、交流電源系統との間で電力を充放電する二次電池の充放電装置、交流電源系統の無効電力調整装置、交流電源系統に接続される負荷が発生する高調波電流とは逆位相の電流を発生して高調波電流を打ち消す電力用アクティブフィルタなどがある。

交直変換装置の一例として、二次電池の充放電装置の回路構成を図４に示す。交流電源系統１００と二次電池２００の間に設ける充放電装置３００は、交流電源系統との接続点に介挿する連系遮断器１と、高調波が系統に漏れないようにするためのＬＣフィルタ（またはＬＣＬフィルタ）２と、系統電圧Ｖ_Sの検出回路３および制御電流Iｉｎｖの検出回路４と、交流と直流の双方向に電力変換できるＩＧＢＴインバータ５から構成される。

さらに、充放電装置３００は、交流電源系統１００と連系して二次電池２００電力の充放電を行うために、系統電圧と同期させてＩＧＢＴインバータ５の交流側の出力周波数、位相、電圧制御と直流側の出力制御をする同期制御装置６を設ける。この同期制御装置６の回路構成を図５の（ａ）に示す。同図において、フィルタ処理回路１１は系統電圧の１相（図示ではＲＳ相）信号からノイズ分を除去するフィルタ処理（ＣＲ充放電動作による高調波成分除去）を行い、ゼロクロス検出回路１２は正弦波のゼロクロス点を変化点（位相）とする系統電圧ゼロクロスパルスを生成する。同期制御回路１３は、系統電圧と同じ周期で同期した基準正弦波位相信号（鋸歯状波信号）を生成する。基準正弦波クロック作成回路１４は、鋸歯状波信号と同じ周期の基準正弦波クロックを発生する。

ここで、同期制御回路１３は、基準正弦波クロックと系統電圧ゼロクロスとの位相差を検出し、この位相差がゼロになるよう基準正弦波位相信号の傾き（周期）を調整する。この基準正弦波位相信号の傾きを調整することで基準正弦波信号と系統電圧信号を同じ周期で同期させる。

これら正弦波とパルスの位相関係は、図５の（ｂ）に示すように、基準正弦波信号の位相に一致する基準正弦波クロックと、系統電圧信号の位相に一致する系統電圧ゼロクロス信号との位相差がゼロになるように、基準正弦波位相信号の傾き（周期）を調整する。

図５の（ａ）に示す同期制御回路１３で生成された基準正弦波位相信号は、図４に示すＩＧＢＴインバータ５の主回路素子（ＩＧＢＴ）のゲート制御のための基準位相として使用され、この同期制御により、例えば、太陽発電パネルで充電される二次電池２００からＩＧＢＴインバータ５を通した交流電源系統１００への連系電力を同期させる。

他の同期制御の例としては、二次電池２００を電源としてＩＧＢＴインバータ５から交流電源系統に供給する有効電力・無効電力を制御するものがある。図６は、有効電力・無効電力制御装置の例を示す。基準正弦波生成回路２１は、図５の（ａ）中の同期制御回路１３で生成する基準正弦波位相信号と同じ周期のｓｉｎ波，ｃｏｓ波を生成する。乗算器２２はｓｉｎ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、乗算器２３はｃｏｓ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整し、加算器２４は乗算器２２，２３の正弦波出力を合成して電流指令値を得る。電流制御器（ＡＣＲ）２５は、電流指令値とＩＧＢＴインバータ５の出力電流Iｉｎｖとの偏差に応じた有効電力・無効電力の制御電流指令値を求め、これを加算器２６において基準正弦波によるベース分電流ｓｉｎ波に加算してＰＷＭ回路２７の制御電流とし、ＰＷＭ回路２７で生成するＰＷＭ波形のゲート信号でＩＧＢＴインバータ５のゲートをＰＷＭ制御する。

以上のように、交流電源系統に連系する交直変換装置は、同期制御手段によって連系状態を維持している。ここで、交流電源系統に電圧低下や波形歪みなどの異常が発生すると、交直変換装置は、系統保護動作により交直変換装置の運転・制御を停止し、連系遮断器を解列させるようにしている。そして、交流電源系統が正常に復帰したときに、連系遮断器を再投入して、連系運転を再開するようにしている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

特開２００７−１４０６３号公報 特開平９−３３１６７８号公報

前記のように、交直変換装置による系統連系状態で、交流電源系統に波形歪みや高調波発生などの異常が発生した場合、連系遮断器を解列させて交直変換装置を交流電源系統から切り離す。この連系遮断器の解列で対処する場合、系統が正常復帰してから交直変換装置が同期制御状態を得て連系運転するまでの時間が長くなってしまう。

また、現在の技術では、系統電圧が低下した場合には交直変換装置の運転を想定していないため、系統電圧が低下すると、図５の（ａ）に示す同期制御のためのフィルタ処理回路１１の充放電動作による出力電圧も低下し、ゼロクロス検出回路１２では系統電圧と同じ周期でパルスを生成できなくなり、同期状態を維持不能となって連系遮断器を解列させる場合がある。

この系統電圧低下時にも系統電圧と同じ周期でパルスを生成できるようにするためには、フィルタ処理回路１１の充放電時定数を小さくしなければならない。しかし、フィルタ処理回路１１の充放電時定数を小さくすると、系統電圧波形が歪んだ場合に歪み成分を除去できないため、正常な系統電圧と同じ周期でパルスを生成できなくなる。

本発明の目的は、系統電圧に波形歪みや電圧低下が発生した場合にも、交流電源系統との同期状態を確保して、交流電源系統から交直変換装置を解列することなく系統連系を継続できるようにした交直変換装置の同期制御装置を提供することにある。

本発明は、前記の課題を解決するため、系統電圧の１相をＤＦＴ変換と逆ＤＦＴ変換することで系統電圧の波形歪みや高調波発生などにも系統電圧がもつ基本周波数の正弦波波形を抽出できるようにし、さらに系統電圧の低下には系統電圧と同期させておく自走発振回路により基準正弦波位相信号を発生させて連系状態を継続できるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。

（１） 交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させた直流−交流電力変換をして交流電源系統に連系する交直変換装置の同期制御装置であって、
交流電源系統の１相の系統電圧信号をＤＦＴ演算することでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同期した歪みのない系統電圧波形を生成する基本波成分抽出演算部と、
前記逆ＤＦＴ演算した系統電圧波形から、ゼロクロス点を位相とする系統電圧ゼロクロスパルスを生成するゼロクロス検出回路と、
鋸歯状波の基準正弦波位相信号と同じ周期の基準正弦波クロックを作成する基準正弦波クロック作成回路と、
前記基準正弦波クロックと系統電圧ゼロクロスパルスとの位相差を求め、この位相差がゼロになるように傾きを調整した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、この基準正弦波位相信号を系統電圧の同期信号とする同期制御回路を備え、 前記交直変換装置は、
前記基準正弦波位相信号から生成した基準正弦波信号と同じ周期のｓｉｎ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、ｃｏｓ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整する演算手段と、
それぞれ振幅の調整された前記ｓｉｎ波とｃｏｓ波を合成して直流−交流電力変換器の有効電力・無効電力の制御電流指令値とする制御手段と、
前記基準正弦波信号と同じｓｉｎ波に系統電圧実効値を乗じ、この乗算値に前記制御電流指令値を加算して前記直流−交流電力変換器のＰＷＭ制御電流とする制御手段と、
を備えて有効電力・無効電力制御する構成にしたことを特徴とする。

交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させた直流−交流電力変換をして交流電源系統に連系する交直変換装置の同期制御装置であって、
交流電源系統の１相の系統電圧信号をＤＦＴ演算することでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同期した歪みのない系統電圧波形を生成する基本波成分抽出演算部と、
前記逆ＤＦＴ演算した系統電圧波形から、ゼロクロス点を位相とする系統電圧ゼロクロスパルスを生成するゼロクロス検出回路と、
鋸歯状波の基準正弦波位相信号と同じ周期の基準正弦波クロックを作成する基準正弦波クロック作成回路と、
前記基準正弦波クロックと系統電圧ゼロクロスパルスとの位相差を求め、この位相差がゼロになるように傾きを調整した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、この基準正弦波位相信号を系統電圧の同期信号とする同期制御回路を備えると共に、
前記同期制御回路は、
前記系統電圧ゼロクロスパルスと基準正弦波クロックの位相差を演算する位相差演算回路と、
前記系統電圧ゼロクロスパルスに同じ周期で同期して系統電圧周波数を演算する系統電圧周波数演算回路と、
前記系統電圧周波数に応じた鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、前記位相差演算回路による位相差信号に応じて、該基準正弦波位相信号の傾きを調整する基準正弦波傾き演算回路と、
前記系統電圧周波数と同じ周期で同期した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を自走発振し、この基準正弦波位相信号の傾きを前記系統電圧周波数に応じて変化させておく自走発振時の傾き演算回路と、
前記系統電圧ゼロクロスパルスが生成される場合は前記基準正弦波傾き演算回路の出力を前記基準正弦波位相信号とし、前記系統電圧ゼロクロスパルスが生成されない場合は前記自走発振時の傾き演算回路の出力を前記基準正弦波位相信号として切替える切替回路を備え、
前記交直変換装置は、
前記基準正弦波位相信号から生成した基準正弦波信号と同じ周期のｓｉｎ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、ｃｏｓ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整する演算手段と、
それぞれ振幅の調整された前記ｓｉｎ波とｃｏｓ波を合成して制御電流指令値とする制御手段と、
前記基準正弦波信号と同じｓｉｎ波に系統電圧実効値を乗じ、この乗算値に電流制御器からの有効電力・無効電力の前記制御電流指令値を加算して前記直流−交流電力変換器のＰＷＭ制御電流とする制御手段と、
を備えて有効電力・無効電力制御する構成にしたことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、系統電圧の１相をＤＦＴ変換と逆ＤＦＴ変換することで系統電圧の波形歪みや高調波発生などにも系統電圧がもつ基本周波数の正弦波波形を抽出できるようにし、さらに系統電圧の低下には系統電圧と同期させておく自走発振回路により基準正弦波位相信号を発生させて連系状態を継続できるようにしたため、系統電圧に波形歪みや電圧低下が発生した場合にも、交流電源系統との同期状態を確保して、交流電源系統から交直変換装置を解列することなく系統連系を継続できる。

また、系統電圧の変化分は電流制御器（ＡＣＲ）２５のＡＣＲ制御で調整できるが、系統電圧に合わせてベース分を変化させることで、系統電圧変動時の電流制御の応答性を向上させることができる。

実施形態１による同期制御装置の同期制御回路図。 同期制御回路のブロック構成例。 有効電力・無効電力制御装置の回路構成図。 二次電池の充放電装置の回路構成図。 従来の同期制御装置の同期制御回路図。 従来の有効電力・無効電力制御装置の回路構成図。

（実施形態１）
図１は、本実施形態による同期制御装置の同期制御回路図である。同図が図５の（ａ）に示す回路と異なる部分は、フィルタ処理回路１１に代えて、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）と逆ＤＦＴの演算によって系統電圧の基本周波数の正弦波信号のみを抽出する演算部１５を設けた点にある。

基本波成分抽出演算部１５は、系統電圧の１相分（ＲＳ相）波形をＤＦＴ演算するＤＦＴ演算回路１５Ａと、この演算で得られるフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同期した歪みのない系統電圧波形を生成する逆ＤＦＴ演算回路１５Ｂで構成する。この逆ＤＦＴ演算した波形から、ゼロクロス検出回路１２でゼロクロス点を検出する。

同期制御回路１３は、系統電圧ゼロクロスパルスと基準正弦波クロックとの位相差を求め、この位相差がゼロになるように傾きを調整した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、この基準正弦波位相信号を系統電圧と同じ周期で同期した基準正弦波位相信号（鋸歯状波）を生成する。また、この生成した基準正弦波位相信号は基本波成分抽出演算部１５のＤＦＴ演算に供する。

以上のように、系統の１相電圧波形をＤＦＴ演算することでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同じ周波数の歪みのない正弦波信号を生成することができる。この正弦波の抽出は、従来のフィルタ処理回路１１で問題となる時定数に影響されることなく、系統電圧の変動広範囲の周波数歪み成分を除去したものを得ることができる。

したがって、基本波成分抽出演算部１５により得る波形歪みのない正弦波を使って、確実にゼロクロス検出ができ、ひいては同期制御信号（基準正弦波位相信号）を得ることができ、系統電圧に波形歪みや高調波発生がある場合にも系統電圧の位相を確実に検出し、連系系統から交直変換装置を解列することなく、同期制御を継続できる。

図２は、図１における同期制御回路１３のブロック構成例を示し、１３Ａ〜１３Ｃは従来の同期制御回路１３と同等のものである。すなわち、系統電圧ゼロクロスパルスと基準正弦波クロックの位相差を演算する位相差演算回路１３Ａと、系統電圧ゼロクロスパルスに同じ周期で同期して系統電圧周波数を演算する系統電圧周波数演算回路１３Ｂと、前記位相差の演算結果がゼロになるように基準正弦波位相信号の傾き（周期）を調整する基準正弦波傾き演算回路１３Ｃで構成する。

位相差演算回路１３Ａの具体的な構成は、例えば、カウンタは基準正弦波クロックの立ち上がりでクロックの計数を開始し、系統電圧ゼロクロスパルスの立ち上がりで計数を停止し、このときのカウンタの計数値に位相差に比例した値ΔＮを得る。系統電圧周波数演算回路１３Ｂの具体的な構成は、例えば、カウンタは系統電圧ゼロクロスパルスの立ち上がりでクロックの計数を開始し、１周期後の系統電圧ゼロクロスパルスの立ち上がりでクロックの計数を停止し、このときのカウンタの計数値に系統電圧周波数に比例した値Ｎを得る。基準正弦波傾き演算回路１３Ｃの具体的な構成は、例えば、レジスタには前記の位相差ΔＮにゲインＰを乗じた値ΔＮ×Ｐと系統電圧周波数に比例した値Ｎの加算値（Ｎ＋ΔＮ×Ｐ）をセットし、この時点でカウンタはクロックの計数を開始し、このカウンタの計数値がレジスタの設定値と一致したときにカウンタをリセットすることで、カウンタには位相差ΔＮ×Ｐにより傾き（周期）が調整された系統電圧周波数の鋸歯状波パルスを得る。この基準正弦波傾き演算回路１３Ｃの処理は、系統周波数の検出毎に繰り返し、最終的には位相差ΔＮがゼロになることで同期状態を得るもので、ゲインＰの大きさで同期制御の収束性や応答性が設定される。

次に、自走発振時の傾き演算回路１３Ｄは、系統電圧周波数と同じ周期で同期した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を自走発振し、この基準正弦波位相信号の傾き（周期）を系統電圧周波数に応じて変化させておく。自走発振時の傾き演算回路１３Ｄの具体的な構成は、例えば、レジスタには前記の系統電圧周波数に比例した値Ｎをセットし、この時点でカウンタはクロックの計数を開始し、このカウンタの計数値がレジスタの設定値と一致したときにカウンタをリセットすることで、カウンタには系統電圧周波数に一致する周期で同期した鋸歯状波パルスを発生する。この鋸歯状波パルスの発生は、系統電圧が低下してそのゼロクロスパルスを抽出できなくなった場合にもレジスタの設定値が保持される限り、その周期でカウンタのセットとリセットが繰り返され、鋸歯状波パルスを発生し続ける（自走発振）。

切替回路１３Ｅは、系統電圧がそのゼロクロス検出できる電圧範囲内にあるときは基準正弦波傾き演算回路１３Ｃで演算した基準正弦波位相信号を取り出し、系統電圧が低下（系統電圧ゼロクロスパルスが生成されないまでに低下）を検出したときには自走発振時の傾き演算回路１３Ｄの出力に切り替え、自走発振した鋸歯状波パルスを基準正弦波位相信号として取り出す。

したがって、系統電圧が低下、例えばゼロになると、ゼロクロス検出ができなくなるため、同期制御回路１３Ａ〜１３Ｃによる通常の同期制御動作を停止するが、系統電圧が低下する前の系統電圧周波数信号と同じ周期で同期した鋸歯状波の発振動作を継続している傾き演算回路１３Ｄの出力に切替回路１３Ｅが切り替えることで、交直変換装置を系統電源から解列することなくその運転を継続することができ、系統の瞬時停電など、系統電圧が瞬時的に低下する場合にも系統電圧との同期を維持し、交直変換装置の安定した同期制御を継続できる。

なお、同期制御回路１３Ａ〜１３Ｄの具体的な構成は、カウンタを使ったハードウェア構成の例で説明したが、これらの演算を同期制御用マイクロコンピュータにディジタル演算機能（プログラム）として追加することでも実現できる。

（実施形態２）
図３は、本実施形態による有効電力・無効電力制御装置の構成図である。同図が図６と異なる部分は、基準正弦波生成回路２１で生成する基準正弦波のｓｉｎ波に乗算器２８で系統電圧実効値を乗じ、これに加算器２６において電流制御器（ＡＣＲ）２５からの有効電力・無効電力の制御電流指令値を加算したものをＰＷＭ回路２７のＰＷＭ制御電流とする点にある。

有効電力・無効電力制御装置は、系統電圧に対して電圧振幅を大きくしたり位相を調整することで充放電電力を調整する。ここで、系統電圧の変動分に合わせてベース分を変化させた場合、変化させない場合に比べて電流制御器（ＡＣＲ）２５の制御出力の変化量が小さくなる。よって、系統電圧が変化すれば、充放電電力量は同じでも、有効電力・無効電力制御装置の出力する電圧指令値は変化する。その変化分は電流制御器（ＡＣＲ）２５のＡＣＲ制御で調整できるが、系統電圧に合わせてベース分を変化させることで、電流制御の応答性を向上させることができる。

また、系統電圧の変化を制御量に加えることで、系統電圧が低下した場合にも、交流電源系統から交直変換装置を解列することなく、連系状態を安定に継続できる。

１００ 交流電源系統
２００ 二次電池
３００ 充放電装置
１ 連系遮断器
５ ＩＧＢＴインバータ
６ 同期制御装置
１１ フィルタ処理回路
１２ ゼロクロス検出回路
１３ 同期制御回路
１３Ａ 位相差演算回路
１３Ｂ 系統電圧周波数演算回路
１３Ｃ 基準正弦波傾き演算回路
１３Ｄ 自走発振時の傾き演算回路
１３Ｅ 切替回路
１４ 基準正弦波クロック作成回路
１５ 基本波成分抽出演算部
１５Ａ ＤＦＴ演算回路
１５Ｂ 逆ＤＦＴ演算回路
２１ 基準正弦波生成回路
２５ 電流制御器（ＡＣＲ）
２７ ＰＷＭ回路

Claims (2)

1. 交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させた直流−交流電力変換をして交流電源系統に連系する交直変換装置の同期制御装置であって、
   交流電源系統の１相の系統電圧信号をＤＦＴ演算することでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同期した歪みのない系統電圧波形を生成する基本波成分抽出演算部と、
   前記逆ＤＦＴ演算した系統電圧波形から、ゼロクロス点を位相とする系統電圧ゼロクロスパルスを生成するゼロクロス検出回路と、
   鋸歯状波の基準正弦波位相信号と同じ周期の基準正弦波クロックを作成する基準正弦波クロック作成回路と、
   前記基準正弦波クロックと系統電圧ゼロクロスパルスとの位相差を求め、この位相差がゼロになるように傾きを調整した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、この基準正弦波位相信号を系統電圧の同期信号とする同期制御回路を備えると共に、
   前記交直変換装置は、
   前記基準正弦波位相信号から生成した基準正弦波信号と同じ周期のｓｉｎ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、ｃｏｓ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整する演算手段と、
   それぞれ振幅の調整された前記ｓｉｎ波とｃｏｓ波を合成して直流−交流電力変換器の有効電力・無効電力の制御電流指令値とする制御手段と、
   前記基準正弦波信号と同じｓｉｎ波に系統電圧実効値を乗じ、この乗算値に前記制御電流指令値を加算して前記直流−交流電力変換器のＰＷＭ制御電流とする制御手段と、
   を備えて有効電力・無効電力制御する構成にしたことを特徴とする交直変換装置の同期制御装置。
2. 交流電源系統の系統電圧と同じ周期で同期させた直流−交流電力変換をして交流電源系統に連系する交直変換装置の同期制御装置であって、
   交流電源系統の１相の系統電圧信号をＤＦＴ演算することでフーリエ級数に展開し、このフーリエ級数のうち基本波成分のフーリエ級数のみを使った逆ＤＦＴ演算で系統電圧と同期した歪みのない系統電圧波形を生成する基本波成分抽出演算部と、
   前記逆ＤＦＴ演算した系統電圧波形から、ゼロクロス点を位相とする系統電圧ゼロクロスパルスを生成するゼロクロス検出回路と、
   鋸歯状波の基準正弦波位相信号と同じ周期の基準正弦波クロックを作成する基準正弦波クロック作成回路と、
   前記基準正弦波クロックと系統電圧ゼロクロスパルスとの位相差を求め、この位相差がゼロになるように傾きを調整した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、この基準正弦波位相信号を系統電圧の同期信号とする同期制御回路を備えると共に、
   前記同期制御回路は、
   前記系統電圧ゼロクロスパルスと基準正弦波クロックの位相差を演算する位相差演算回路と、
   前記系統電圧ゼロクロスパルスに同じ周期で同期して系統電圧周波数を演算する系統電圧周波数演算回路と、
   前記系統電圧周波数に応じた鋸歯状波の基準正弦波位相信号を生成し、前記位相差演算回路による位相差信号に応じて、該基準正弦波位相信号の傾きを調整する基準正弦波傾き演算回路と、
   前記系統電圧周波数と同じ周期で同期した鋸歯状波の基準正弦波位相信号を自走発振し、この基準正弦波位相信号の傾きを前記系統電圧周波数に応じて変化させておく自走発振時の傾き演算回路と、
   前記系統電圧ゼロクロスパルスが生成される場合は前記基準正弦波傾き演算回路の出力を前記基準正弦波位相信号とし、前記系統電圧ゼロクロスパルスが生成されない場合は前記自走発振時の傾き演算回路の出力を前記基準正弦波位相信号として切替える切替回路を備え、
   前記交直変換装置は、
   前記基準正弦波位相信号から生成した基準正弦波信号と同じ周期のｓｉｎ波に有効電流指令値を乗じて振幅を調整し、ｃｏｓ波に無効電流指令値を乗じて振幅を調整する演算手段と、
   それぞれ振幅の調整された前記ｓｉｎ波とｃｏｓ波を合成して制御電流指令値とする制御手段と、
   前記基準正弦波信号と同じｓｉｎ波に系統電圧実効値を乗じ、この乗算値に電流制御器からの有効電力・無効電力の前記制御電流指令値を加算して前記直流−交流電力変換器のＰＷＭ制御電流とする制御手段と、
   を備えて有効電力・無効電力制御する構成にしたことを特徴とする交直変換装置の同期制御装置。

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