JP4351469B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、速度センサを用いることなく誘導電動機を制御する制御装置に関し、特にフリーラン状態の誘導電動機の周波数検出に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
瞬時停電の発生などによりインバータ装置が停止した後、復電により再起動する場合、またはインバータ装置が停止時に誘導電動機が外力によりフリーに回転している状態から始動する場合、フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数（フリーラン周波数）とインバータ装置の出力周波数とをほぼ一致させて再加速させる必要がある。
従来の誘導電動機のフリーラン状態検出方法は、インバータ外部の３相出力電流を検出して直交する２相座標軸系の電流に変換し、２相電流指令に一致するようにインバータ部の出力電流を制御する制御信号系を備えて、誘導電動機がフリーラン状態にある場合に、電流指令部から一定の指令信号を出力し、上記制御信号系に発生するリップル成分を抽出する。誘導電動機のフリーラン周波数は、上記リップル成分のリップル周波数と比例関係にあり、このリップル周波数を求めることによりフリーラン周波数を求める。また、２相のリップル成分の位相差を検出することで誘導電動機の回転方向を判別する（例えば、特許文献１参照）。
また、従来の別例による誘導電動機の制御装置では、自励発振用の電圧発生手段を設けて、誘導電動機の一次電流を自励発振させ、この自励発振した一次電流の周波数を検出することにより、誘導電動機の回転速度情報を演算する（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平３−３６９４号公報（第１−８頁）
【特許文献２】
特開平１１−３４６５００号公報（第２，６−９頁、第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の誘導電動機の制御装置によるフリーラン状態検出では、電圧指令値や電流値の脈動信号を抽出後、その脈動信号の周波数を検出してフリーラン周波数を算出している。この脈動信号の周波数の検出は、その符号が反転するタイミングをカウントしすることにより行うが、脈動信号の周波数が小さい場合、所定カウント数に達する時間は長くなるという問題点があった。
例えば、周波数が５[Hz]の場合、７点の符号反転（３周期分）の検知にかかる時間は０．６[sec]である。電流指令値を印加した直後には、過渡振動による誤カウントを避ける目的でカウント待機時間を設けるため、この所要時間はさらに長くなる。また、所定カウント数を減らせば、この時間を短くすることは可能であるが、周波数の検出精度が低下すると共に、回転方向判別のために２相の脈動成分の位相差を検知する回数も減り、回転方向の判別精度も低下する。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数および回転方向を、検出所要時間を短縮して高精度で速やかに検出することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機に交流電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の出力電流を検出する検出器と、該検出器にて検出された３相の電流を固定子座標上の直交した２軸上に座標変換した電流帰還値が該２軸上で与えられた電流指令値に一致するように電圧指令値を生成して上記電力変換器を制御する電力状態量制御手段とを備えて、上記誘導電動機を電流制御する。そして、上記電流指令値として上記誘導電動機の周波数を検出するための所定の指令値を与えたときに、上記電力状態量制御手段の上記２軸上の制御信号に発生する脈動成分を抽出し第１の電力状態量脈動信号を生成する電力状態量脈動信号検出手段と、上記第１の電力状態量脈動信号を所定の回転周波数を有する回転座標上の第２の電力状態量脈動信号に変換する回転座標変換手段と、上記第２の電力状態量脈動信号の周波数を検出する周波数検出手段とを備え、上記検出周波数と上記回転周波数とに基づいて、フリーラン状態にある上記誘導電動機の周波数及び回転方向を求めるものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図に示すように、誘導電動機１の制御装置は、電力変換手段２ａおよびフリーラン回転周波数検出手段３ａで構成される。
電力変換手段２ａは、主回路である電力変換器１０、電流検出手段１１および電力状態量制御手段１２ａから構成される。さらに、電力状態量制御手段１２ａは、電流指令値生成手段３１ａおよび電流制御手段３２ａから構成される。また、フリーラン回転周波数検出手段３ａは、脈動周波数検出手段２１、加減算手段２２、および回転座標変換手段としての座標変換手段２３から構成される。
【０００８】
次に、動作について説明する。
まず、電力変換手段２ａの動作、特に電流制御ループによる制御動作について説明する。電力変換手段２ａは、電流制御手段３２ａ、電力変換器１０、電流検出手段１１および誘導電動機１で電流制御ループを構成しており、電流帰還値である誘導電動機１の一次電流値が、電流指令値生成手段３１ａから出力される電流指令値と一致するように、電流制御手段３２ａは電圧指令値を出力して電力変換器１０を制御する。
ここでは、電流指令値、電圧指令値、電流帰還値を固定子座標上の直交した２軸（αβ軸）で与える。
電流検出手段１１では、実際の電流を電流センサなどの電流検出器で検出した３相の電流値iｕ、iｖ、iｗに対し、次の式（１）（２）によりαβ軸での電流帰還値iα、iβに座標変換して電力状態量制御手段１２ａに出力する。
iα＝(2/3)−１・(iｕ−(1/2)・iｖ−(1/2)・iｗ) …（１）
iβ＝(1/2)−（１／２）・iｗ−(1/2)−（１／２）・iｖ …（２）
【０００９】
電力状態量制御手段１２ａでは、電流制御手段３２ａが、電流指令値生成手段３１ａが出力するαβ軸上の電流指令値iα_ref、iβ_ref、および電流帰還値iα、iβを入力とし、次の式（３）（４）によってαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを算出する。ただし、Kp、Kiは、電流制御の応答を決定する比例ゲイン定数、積分ゲイン定数であり、sはラプラス演算子である。
vα_ref＝(Kp＋(Ki/s))・(iα_ref−iα) …（３）
vβ_ref＝(Kp＋(Ki/s))・(iβ_ref−iβ) …（４）
このαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refは、電力変換器１０に出力される。電力変換器１０では、入力されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refに基づく実際の電圧ベクトルを誘導電動機１へ出力する。例えば電力変換器１０に電圧型インバータを用いる場合には、αβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを３相での波形に変換した後、３相のインバータのスイッチングパターンを生成する演算処理を経て、インバータの制御入力にスイッチングパターンを入力することで、誘導電動機１にパルス幅変調された３相電圧が供給される。
このようにして、電流制御ループにより、αβ軸上の電流帰還値iα、iβは、電流指令値生成手段３１ａが出力するαβ軸電流指令値iα_ref、iβ_refに追従するように制御される。
【００１０】
次に、瞬時停電の発生などにより電力変換手段２ａから誘導電動機１へ電力を供給していない状態、即ち誘導電動機１がフリーラン状態の場合に誘導電動機１の回転周波数を検出する際の電流制御ループの動作について説明する。
図２、図３は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、αβ軸上および回転座標（γδ軸）上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、直流の電流指令値をステップ状に出力したときの信号波形を示し、α軸電流指令値iα_ref＝I0（直流値）として与え、β軸電流指令値iβ_ref＝0として与えている。
図２、図３が示すように、上記の電流制御ループの機能が働くことによって、αβ軸上の電流帰還値iα、iβの平均値は、電流指令値生成手段３２ａが出力するαβ軸上の電流指令値iα_ref＝I0、iβ_ref＝0に追従するように制御されるが、電流帰還値iα、iβの信号波形にはフリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数の脈動信号が現れる。これは、誘導電動機１が、回転周波数にピークをもつインピーダンス特性を有しているためであり、電流指令値をステップ状に与えるショックが電流制御ループに印加されることによって電流および電圧指令値に振動が誘起される。振動の持続性は、誘導電動機の回路定数が関係しているが、電流制御手段３２ａのゲインの値によって操作が可能である。なお、便宜上、図２、図３では電流帰還値iα、iβに重畳するαβ軸上の脈動信号の周波数はフリーラン周波数と同じ５[Hz]とする。
【００１１】
このように電力状態量制御手段１２ａのαβ軸上の制御信号である電流帰還値iα、iβに重畳するαβ軸上の脈動信号を、第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとし、以下、この脈動信号Xα、Xβの基づいて誘導電動機１のフリーラン周波数を検出する動作について説明する。
図１に示すように、電力状態量制御手段１２ａでの電流制御誤差を脈動信号Xα、Xβとして抽出し、フリーラン回転周波数検出手段３ａに出力する。この脈動信号Xα、Xβは、次の式（５）（６）により生成される。
Xα＝iα_ref−iα …（５）
Xβ＝iβ_ref−iβ …（６）
【００１２】
フリーラン回転周波数検出手段３ａは、電力変換手段２ａより入力された固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβを、座標変換手段２３にて所定の座標回転周波数w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸座標上へ座標変換し、第２の電力状態量脈動信号として脈動信号Xγ、Xδを生成する。そして、この脈動信号Xγ、Xδの周波数を脈動周波数検出手段２１にて計測する。なお、脈動信号の周波数計測の方法そのものは、従来のものと同様であり、一定期間内の脈動波形の０クロス回数をカウントすることで周波数を算出する。
こうして得られる回転座標上における電力状態量の脈動信号Xγ、Xδの周波数に対し、加減算手段２２にて、回転座標系の座標回転周波数w_axを加算することで、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数を算出する。
上述したように、脈動信号Xα、Xβの周波数と誘導電動機１のフリーラン周波数とは一定の比例関係にあるため、検出された脈動信号Xα、Xβの周波数から誘導電動機１のフリーラン周波数が得られる。
【００１３】
フリーラン回転周波数検出手段３ａの動作の詳細について説明する。
座標変換手段２３では、電流制御手段３２ａから出力された、固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの他、座標回転周波数w_axが指令値として入力される。そして、w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上でとらえた電力状態量の脈動信号Xγ、Xδを以下のように算出する。
θγδ＝(1/s)・w_ax …（７）
Xγ＝cosθγδ・Xα＋sinθγδ・Xβ …（８）
Xδ＝−sinθγδ・Xα＋cosθγδ・Xβ …（９）
フリーラン状態の誘導電動機１が５[Hz]で正転、あるいは−５[Hz]で逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、α軸電流指令値iα_ref＝I0（直流値）、β軸電流指令値iβ_ref＝0として与え、座標回転周波数w_axを−３０[Hz]（−１８８[rad/sec]）で与えたとき、この回転座標上の電力状態量の脈動信号Xγ、Xδは図２、図３に示すような信号波形となる。
【００１４】
即ち、図２、図３に示すように、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の電流帰還値iα、iβには、フリーラン周波数に比例する周波数w_mの脈動が現れる。この場合、脈動の周波数w_mは５[Hz]である。これに対し、w_ax[Hz]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上でとらえた脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、ほぼ(w_m-w_ax)[Hz]として観測される。誘導電動機１が正転している図２の場合は、５−(−３０)＝３５[Hz]となり、誘導電動機１が逆転している図３の場合は、−５−(−３０)＝２５[Hz]となる。
このような回転座標上の脈動信号Xγ、Xδのいずれか一方あるいは双方を脈動周波数検出手段２１に入力し、符号が反転する回数をカウントすることで、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを算出する。具体的には、脈動計測期間をＴ[sec]、この期間中の符号反転の回数Nを脈動周波数検出手段２１にて計測し、以下の式により算出する。
w_γδ＝(N-1)/(2・Ｔ)[Hz] …（１０）
この後、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδに対し、加減算手段２２にて、以下の式により、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを算出する。
w_m＝w_γδ＋w_ax[Hz] …（１１）
【００１５】
誘導電動機１が正転時で、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mが＋5[Hz]である図２の場合、これを座標回転周波数w_axが−３０[Hz]である回転座標で計測すると３５[Hz]の脈動が計測される。この計測周波数と既知の座標回転周波数w_axとにより、式（１１）によって、脈動信号Xα、Xβの周波数w_mである５[Hz]が算出される。
また、誘導電動機が逆転時で、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mが−5[Hz]である図３の場合、これを座標回転周波数w_axが−３０[Hz]である回転座標で計測すると２５[Hz]の脈動が計測される。この計測周波数と既知の座標回転周波数w_axとにより、式（１１）によって、脈動信号Xα、Xβの周波数w_mである−５[Hz]が算出される。この場合、固定子座標上では、図２の場合に対してαβ軸の相順が逆となった脈動波形が現われるものであるが、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを計測して該周波数と座標回転周波数w_axとにより脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを演算すると、演算された周波数w_mは回転方向情報を含んだ数値（この場合−５）となる。このため、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別を行える。
【００１６】
このように、実際に周波数計測を行う脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mに（−w_ax）が加算された周波数となるため、座標回転周波数w_axの設定によっては高い周波数領域で計測でき、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。
この場合、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを５[Hz]とすると、３周期分の検知にかかる時間は０．６[sec]であったが、座標回転周波数w_axを−３０[Hz]（−１８８[rad/sec]）とした回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数は３５[Hz]となり、３周期分の計測にかかる時間は、
1/{5-(-30)}×3＝85.7[msec] となる。
【００１７】
なお、誘導電動機１の回転速度０[Hz]近傍では脈動そのものが発生しないため、式（１１）の演算結果はw_m＝w_axとなり、不適である。このため、演算結果がw_m＜w_ax＋α（α：小さな正の数）の場合には例外処理としてw_m＝０[Hz]と再設定する。
【００１８】
また、この実施の形態によるフリーラン周波数検出は、回転座標系における脈動周波数w_m−w_axの符号が正である領域で利用することが前提である。すなわち方向を判別できる周波数領域は以下の式（１２）により制約されるが、誘導電動機１の使用条件に応じてw_axを設定すれば問題は生じない。
w_ax＜(方向判別可能な周波数領域) …（１２）
例えば、フリーラン周波数検出が必要な周波数領域を、
−|w_MIN|＜w_m＜＋|w_MAX|と表現した場合、
w_ax＜−|w_MIN|と設定すれば、回転方向の判別は可能である。
【００１９】
さらにまた、正転時、逆転時の双方において周波数検出の高速化効果を得るためには、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを、正転、逆転双方のαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mの絶対値に対して高くしなければならない。このためには、座標回転周波数w_axの絶対値を、上記w_MINの絶対値に対して２倍以上すなわち、w_ax＜−2・|w_MIN|と設定する。
ここで、上記w_MINの絶対値は、必ずしも誘導電動機１の最高運転周波数としなくても良い。例えば、鉄道用途や、大容量送風機用途など、大慣性の負荷を一定の回転方向指令に基づいて駆動する場合においては、フリーラン中における回転方向の反転は、低い周波数域で運転している場合に限られる。すなわち、|w_MIN|を想定される逆転周波数の絶対値上限として、最高運転周波数より極端に低い値に限定してw_ax＜−2・|w_MIN|となるようw_axを設定しても、実用上想定される運転領域全体を考慮しつつ、高速なフリーラン周波数検出、および回転方向判別が可能である。
【００２０】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置について説明する。図４は、この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態２では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｂ内の電力状態量制御手段１２ｂの内部に、脈動抽出手段３３を設ける。
上記実施の形態１では、第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとして、式（５）（６）で表される電流制御誤差を用いたが、この実施の形態２では、αβ軸上の電圧指令値から抵抗による電圧降下を差し引いた値を、脈動抽出手段３３により式（１３）（１４）のように算出し、これをXα、Xβとしてフリーラン周波数検出手段３ａに出力する。
Xα＝vα_ref−Rs_n・I0 …（１３）
Xβ＝vβ_ref …（１４）
ここで、I0はα軸電流指令値に印加したステップ指令値のステップ幅であり、Rs_nは一次抵抗値の設定値である。
【００２１】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域においても、高い周波数領域での脈動周波数計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
【００２２】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置について説明する。図５は、この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態３では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｃ内の電力状態量制御手段１２ｃの内部に、固定子αβ軸上での脈動信号Xα、Xβを生成するためのフィルタ手段３４を設ける。
上記実施の形態１、２では、電流帰還値iα、iβまたは電圧指令値vα_ref、v_β_refから脈動信号Xα、Xβを抽出したが、この実施の形態３では、電圧指令値と電流帰還値の少なくともどちらか一方の情報に基づいてフィルタ手段３４によりフィルタ処理を行う。これによりフリーラン回転周波数検出手段３ａの処理に対して外乱となる情報を除去した脈動信号Xα、Xβを生成することができる。
【００２３】
フィルタ手段３４の一例として、固定子αβ軸上の一次磁束推定値Φα、Φβを算出した上で、推定磁束の脈動信号を第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとして抽出するものについて説明する。
フィルタ手段３４では、以下の式（１５）〜（１８）の演算を行い、磁束推定値Φα、Φβを算出し、続いて脈動信号Xα、Xβを算出する。Rs_nは一次抵抗設定値である。
Φα＝(1/s)・（vα_ref−Rs_n・iα） …（１５）
Φβ＝(1/s)・（vβ_ref−Rs_n・iβ） …（１６）
Xα＝(s/(s＋w_a))・Φα …（１７）
Xβ＝(s/(s＋w_a))・Φβ …（１８）
【００２４】
電流指令値生成手段３１ａにおいて、α軸上の電流指令値iα_ref＝I0（直流値）、β軸上の電流指令値iβ_ref＝0としてステップ電流指令値を与えた場合、上述したように、αβ軸上の電流指令値、電流帰還値には、フリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数w_mの脈動信号が重畳される。さらに、式（１5）（１６）から分かるとおり、磁束推定値Φα、Φβにも同様に、同じ周波数w_mの脈動信号が重畳することになる。この磁束推定値Φα、Φβに重畳する脈動信号を、遮断周波数w_a[rad/sec]のハイパスフィルタ演算式である式（１７）（１８）に従って抽出し、これを第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとしてフリーラン回転周波数検出手段３ａへ出力する。
【００２５】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域においても、高い周波数領域での脈動周波数計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、式（１５）〜（１８）で算出される固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβは、式（１５）（１６）の積分演算の効果によって、iαやiβ、或いはvα_ref、vβ_refに対してローパス処理を施していることと等価である。このため、高周波ノイズを除去された脈動波形がフリーラン回転周波数検出手段３ａに入力されることになり、その後、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。このように、フィルタ手段３４によって、脈動信号の周波数計測に外乱となる信号を除去する効果が得られるため、フリーラン周波数の検出精度が向上する。
【００２６】
なお、フィルタ手段３４で用いた固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの演算処理は、上記式（１５）〜（１８）に限るものではなく、電圧指令値vα_ref、v_β_ref、または電流帰還値iα、iβに重畳する脈動信号の位相差情報が保存される処理であれば、如何なるフィルタ処理でもよい。例えば、フィルタ手段３４として、α軸上、β軸上の両方の信号に対してバンドバスフィルタ処理と増幅ゲインを設けて、特定周波数領域の脈動成分を増幅させて、後段のフリーラン回転周波数検出手段３ａ内の脈動周波数検出手段２１における０クロス検知精度の向上を図っても良い。
【００２７】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置について説明する。図６は、この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態４では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｄ内の電力状態量制御手段１２ｄの内部に、電流脈動発振のために自励発振用の電圧発生手段３５ａ、および加算手段３６を設ける。
電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、電流制御ループに対してインパルス状の電流指令値を印加したときに、電流ループの電流帰還値、電圧指令値に重畳する脈動信号が生じ、その脈動信号が電圧発生手段３５ａによって発振、増幅させる。この発振、増幅された電流脈動、この場合電流帰還値iα、iβを得てこれをαβ軸上の第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとし、これらをフリーラン回転周波数検出手段３ａへ出力する。電圧発生手段３５ａによって脈動信号のみが増幅されるため、電流帰還値iα、iβをそのまま脈動信号Xα、Xβとして用いることができる。なお、脈動信号Xα、Xβの抽出精度をさらに向上させるため、直流オフセットなどを除去するハイパスフィルタ処理を行う脈動抽出手段を設けても良い。
【００２８】
図７、図８は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、αβ軸上および回転座標（γδ軸）上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、α軸上の電流指令値iα_refにインパルス指令値を、β軸上の電流指令値iβ_ref＝0を与えて、電圧発生手段３５ａによって脈動信号を発振、増幅させた場合の、αβ軸上の電流帰還値iα、iβと回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの波形を示す。なお、便宜上、図７、図８では電流帰還値iα、iβで示されるαβ軸上の脈動信号の周波数はフリーラン周波数と同じ５[Hz]とする。
図７、図８に示すように、各脈動信号の波形は、インパルス状の電流指令値が印加されて数百[msec]後でも脈動の振幅が減衰せず持続していることが判る。このように、電圧発生手段３５ａによって減衰が抑制されて、脈動を持続させる効果が得られているため、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。
【００２９】
またこの実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
【００３０】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置について説明する。図９は、この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
図に示すように、誘導電動機１の制御装置は、電力変換手段２ｅおよびフリーラン回転周波数検出手段３ｂで構成される。
電力変換手段２ｅは、主回路である電力変換器１０、電流検出手段１１および電力状態量制御手段１２ｅ、電圧座標変換手段１３および電流座標変換手段１４から構成される。さらに、電力状態量制御手段１２ｅは、電流指令値生成手段３１ｂおよび電流制御手段３２ｂから構成される。また、フリーラン回転周波数検出手段３ｂは、脈動周波数検出手段２１、および加減算手段２２から構成される。また、電流制御手段３２ｂは、図１０に示すように、電流PI制御手段１０１、フィードフォワード電圧演算手段１０２、電流制御誤差算出手段１０３および加算手段１０４から構成される。
【００３１】
次に、動作について説明する。
まず、電力変換手段２ｅの動作、特に電流制御ループによる制御動作について説明する。電力変換手段２ｅは、電流制御手段３２ｂ、電圧座標変換手段１３、電流座標変換手段１４、電力変換器１０、電流検出手段１１および誘導電動機１で電流制御ループを構成しており、誘導電動機１の一次電流値から得られた電流帰還値が、電流指令値生成手段３１ｂから出力される電流指令値と一致するように、電流制御手段３２ｂは電圧指令値を出力して電力変換器１０を制御する。
ここでは、電流指令値、電圧指令値、電流帰還値を所定の座標回転周波数w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸座標上で与え、電流制御ループでは、上記回転座標上で電流帰還値が電流指令値と一致するように制御する。
【００３２】
電流検出手段１１では、実際の電流を電流センサなどの電流検出器で検出した３相の電流値iｕ、iｖ、iｗに対し、上記実施の形態１で示した同様の演算式（１）（２）によりαβ軸上の電流帰還値iα、iβに座標変換して電流座標変換手段１４に出力する。
iα＝(2/3)−１・(iｕ−(1/2)・iｖ−(1/2)・iｗ) …（１）
iβ＝(1/2)−（１／２）・iｗ−(1/2)−（１／２）・iｖ …（２）
電流座標変換手段１４は、αβ軸上の電流帰還値iα、iβの他、座標回転周波数w_axが入力される。そして、w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上の電流帰還値iγ、iδに、次の式（１９）（２０）（２１）により座標変換して電流制御制御手段３２ｂに出力する。
θγδ＝(1/s)・w_ax …（１９）
iγ＝cosθγδ・iα＋sinθγδ・iβ …（２０）
iδ＝−sinθγδ・iα＋cosθγδ・iβ …（２１）
【００３３】
電流制御手段３２ｂでは、回転座標上の電流帰還値iγ、iδと電流指令値iγ_ref、iδ_refとを電流制御誤差算出手段１０３に入力して、次の式（２２）（２３）のように回転座標上の電流制御誤差err_iγ、err_iδを算出し、電流PI制御手段１０１に出力する。
err_iγ＝iγ_ref−iγ …（２２）
err_iδ＝iδ_ref−iδ …（２３）
電流PI制御手段１０１では、以下の比例積分演算によって制御電圧vγ_PI、vδ_PIを算出し、加算手段１０４に出力する。ただし、Kp、Kiは、電流制御の応答を決定する比例ゲイン定数、積分ゲイン定数である。
vγ_PI＝（Kp＋(Ki/s)）・err_iγ …（２４）
vδ_PI＝（Kp＋(Ki/s)）・err_iδ …（２５）
【００３４】
また、フィードフォワード電圧演算手段１０２は、回転座標上で電流制御を行う際に必要な誘起電圧演算を行なう。この手段の必要性について以下に説明する。
座標回転周波数w_ax[Hz]で回転する回転座標上で直流の電流指令値、例えばγ軸上の電流指令値iγ_ref＝I0（直流値）、δ軸電流指令値iδ_ref＝０のように与えた場合、固定子αβ軸上には漏れインダクタンスによって周波数w_axの誘起電圧が発生する。これによって、電流制御ループには、フリーラン周波数に関係して脈動する信号の他、上記の周波数w_axの誘起電圧によって発生する信号成分が含まれる。フリーラン周波数検知のために、フリーラン周波数に関係して脈動するαβ軸上の脈動信号の周波数のみを検出するのが目的であるため、周波数w_axの脈動成分をキャンセルすることが必要である。
【００３５】
具体的には、電流指令値生成手段３１ｂから出力される回転座標上の電流指令値iγ_ref、iδ_refと、座標回転周波数w_axとに基づいて、次の式（２６）（２７）により誘導電動機１の漏れインダクタンスによる誘起電圧vγ_FF、vδ_FFを演算する。なお、座標回転周波数w_axで回転するγδ軸上では、誘起電圧は直流量で算出できる。このとき、一次抵抗による電圧降下のオフセット成分もまとめて算出すれば、αβ軸上のw_m[Hz]の脈動信号の抽出がより精度良く行える。
vγ_FF＝Rs_n・iγ_ref−w_ax・σLs_n・iδ_ref …（２６）
vδ_FF＝w_ax・σLs_n・iγ_ref＋Rs_n・iδ_ref …（２７）
ここで、Rs_nは一次抵抗値の設定値であり、σLs_nは漏れインダクタンスの設定値である。
加算手段１０４は、以下の加算を行い、電圧指令値vγ_ref、vδ_refを算出し、電圧指令座標変換手段１３に出力する。
vγ_ref＝vγ_PI＋vγ_FF …（２８）
vδ_ref＝vδ_PI＋vδ_FF …（２９）
上記式（２６）〜（２９）による演算処理によって、電流制御ループに重畳するw_mとw_axとの２つの周波数の脈動成分を分離できる。具体的には式（２８）（２９）において、vγ_PI、vδ_PIがフリーラン周波数検出に必要な成分、vγ_FF、vδ_FFが漏れインダクタンスによる誘起電圧成分である。
【００３６】
電圧座標変換手段１３は、回転座標上の電圧指令値vγ_ref、vδ_refを入力として式（１９）で算出した回転座標の基準位相角θγδと、次の式（３０）（３１）を用いて、電圧指令値vγ_ref、vδ_refを固定子座標のαβ軸上へ座標変換を行う。
vα_ref＝cosθγδ・vγ_ref−sinθγδ・vδ_ref …（３０）
vβ_ref＝sinθγδ・vγ_ref＋cosθγδ・vδ_ref …（３１）
このように算出されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refは、電力変換器１０に出力される。電力変換器１０では、入力されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refに基づく実際の電圧ベクトルを誘導電動機１へ出力する。例えば電力変換器１０に電圧型インバータを用いる場合には、αβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを３相での波形に変換した後、３相のインバータのスイッチングパターンを生成する演算処理を経て、インバータの制御入力にスイッチングパターンを入力することで、誘導電動機１にパルス幅変調された３相電圧が供給される。
このようにして、回転座標上で構成された電流制御ループによって、回転座標上の電流帰還値iγ、iδは電流指令値iγ_ref、iδ_refに追従するように制御される。
【００３７】
次に、瞬時停電の発生などにより電力変換手段２ｅから誘導電動機１へ電力を供給していない状態、即ち誘導電動機１がフリーラン状態の場合に誘導電動機１の回転周波数を検出する際の電流制御ループの動作について説明する。
図１１、図１２は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、回転座標（γδ軸）上およびαβ軸上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ｂからフリーラン周波数検出用に、直流の電流指令値をステップ状に出力したときの信号波形を示し、γ軸電流指令値iγ_ref＝I0（直流値）として与え、δ軸電流指令値iδ_ref＝０として与えている。
図１１、図１２が示すように、上記の電流制御ループの機能が働くことによって、回転座標上の電流帰還値iγ、iδの平均値は、電流指令値生成手段３２ｂが出力する回転座標上の電流指令値iγ_ref＝I0、iδ_ref＝０に追従するように制御される。
【００３８】
これによって、固定子αβ軸上で捉えた電流帰還値iα、iβの主成分は、上記式（２０）（２１）に対する逆変換の関係から、以下の式（３２）（３３）で表せる。
iα＝cosθγδ・iγ−sinθγδ・iδ
≒cosθγδ・iγ_ref−sinθγδ・iδ_ref
＝cosθγδ・I0 …（３２）
iβ＝sinθγδ・iγ＋cosθγδ・iδ
≒sinθγδ・iγ_ref＋cosθγδ・iδ_ref
＝sinθγδ・I0 …（３３）
上記式（３２）（３３）、および図１１、図１２で示すように、αβ軸上で捉えた電流帰還値iα、iβは、座標回転周波数w_axの正弦波となる主成分が支配的であるが、実際のiα、iβには、フリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数w_mで脈動する微小な脈動成分が重畳する。これは、誘導電動機１が回転周波数でピークをもつインピーダンス特性を有しているため、電流指令値をステップ状に与えるショックが電流制御ループに印加されることによって電流および電圧指令値に脈動信号が誘起されるためである。
【００３９】
この脈動成分が、上記式（２０）（２１）によって周波数w_ax(この場合−３０[Hz])で回転する回転座標系へ変換される結果、回転座標上の電流帰還値iγ、iδは、図１１、図１２に示すように、電流指令値iγ_ref、iδ_refに、周波数が（w_m−w_ax）、この場合、正転時３５[Hz]，逆転時２５[Hz]の脈動成分が重畳した波形となる。すなわち、電流制御誤差err_iγ、err_iδが電力状態量脈動信号Xγ、Xδとなり、図に示す波形となる。
なお、この脈動信号Xγ、Xδの収束性は、電流PI制御手段１０１の比例ゲインKpおよび積分ゲインKiにて操作することが可能である。
【００４０】
このようにして発生する、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδ、すなわち電流制御誤差err_iγ、err_iδのいずれか一方、あるいは双方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力する。
このような回転座標上の脈動信号Xγ、Xδのいずれか一方あるいは双方を脈動周波数検出手段２１に入力し、符号が反転する回数をカウントすることで、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを算出する。具体的には、脈動計測期間をＴ[sec]、この期間中の符号反転の回数Nを脈動周波数検出手段２１にて計測し、上記実施の形態と同様の以下の式により算出する。
w_γδ＝(N-1)/(2・Ｔ)[Hz] …（１０）
この後、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδに対し、加減算手段２２にて、以下の式により、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを算出する。
w_m＝w_γδ＋w_ax[Hz] …（１１）
【００４１】
この実施の形態では、回転座標軸上で電流制御ループを構成して、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを計測する。脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、上記実施の形態１と同様に、フリーラン周波数と一定の比例関係にある固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mに対して、座標回転周波数w_axが加算された値となっている。このため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
さらに、フィードフォワード電圧演算手段１０２を備えて、座標回転周波数の誘起電圧により発生する信号成分をキャンセルするようにしたため、フリーラン周波数に関係して脈動する信号のみを信頼性良く抽出して周波数を検出できるため、フリーラン周波数の検出が信頼性良く高精度に行える。
【００４２】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置について説明する。図１３は、この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態６では、上記図９で示した実施の形態５の構成に対し、電力変換手段２ｆ内の電力状態量制御手段１２ｆの内部に、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδを生成するためのフィルタ手段３４を設ける。
上記実施の形態５では、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδとして電流制御誤差err_iγ、err_iδのいずれか一方、あるいは双方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力したが、この実施の形態では、電圧指令値と電流帰還値の少なくともどちらか一方の情報に基づいてフィルタ手段３４によりフィルタ処理を行う。これによりフリーラン回転周波数検出手段３ｂの処理に対して外乱となる情報を除去した脈動信号Xγ、Xδを生成することができる。
【００４３】
フィルタ手段３４の一例として、バンドパス処理と増幅処理を挙げる。フィルタ手段３４では、以下の式（３４）（３５）どちらかの演算を行い、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδとして、どちらか一方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力する。
Xγ＝Kbpf・(s/(s＋wa))・(wb/(s＋wb))・iγ …（３４）
Xδ＝Kbpf・(s/(s＋wa))・(wb/(s＋wb))・iδ …（３５）
（ラプラス変換表記）
ただし、Kbpfは脈動増幅ゲイン、waは低域遮断周波数、wbは高域遮断周波数であり、脈動を増幅させたい周波数帯域と増幅利得に応じて設定する。
【００４４】
このように得られる脈動成分Xγ、Xδをフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力することで、上記実施の形態５と同様の効果を得ることができる。即ち、この実施の形態においても、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２での演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、上記式（３４）（３５）で算出される脈動成分Xγ、Xδは、回転座標上の電流帰還値iγ、iδに対して直流オフセット、高周波ノイズが除去された脈動波形となっているため、脈動周波数検出手段２１における０クロス検知の精度が向上し周波数の検出が高精度に行える。
なお、所望のバンドパス・増幅処理を行えるのであれば、如何なるフィルタ処理を用いても良く、例えばさらに遮断特性が良好な高次数のバンドパスフィルタを用いるなどしても良い。
【００４５】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置について説明する。図１４は、この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態７では、上記図９で示した実施の形態５の構成に対し、電力変換手段２ｇ内の電力状態量制御手段１２ｇの内部に、電流脈動発振のために自励発振用の電圧発生手段３５ｂ、および加算手段３６を設ける。
電流指令値生成手段３１ｂからフリーラン周波数検出用に、電流制御ループに対してインパルス状の電流指令値を印加したときに、上記実施の形態５で説明したように、電流制御ループの制御信号に脈動信号が重畳するが、その脈動信号を電圧発生手段３５ｂによって発振、増幅させる。この発振、増幅された電流脈動を得て電力状態量脈動信号Xγ、Xδとし、これらをフリーラン回転周波数検出手段３ｂへ出力する。
【００４６】
この実施の形態においても、上記実施の形態５と同様の効果を得ることができる。すなわち、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２での演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、電圧発生手段３５ｂによって脈動信号の減衰が抑制されて、脈動を持続させる効果が得られているため、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機に交流電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の出力電流を検出する検出器と、該検出器にて検出された３相の電流を固定子座標上の直交した２軸上に座標変換した電流帰還値が該２軸上で与えられた電流指令値に一致するように電圧指令値を生成して上記電力変換器を制御する電力状態量制御手段とを備えて、上記誘導電動機を電流制御する。そして、上記電流指令値として上記誘導電動機の周波数を検出するための所定の指令値を与えたときに、上記電力状態量制御手段の上記２軸上の制御信号に発生する脈動成分を抽出し第１の電力状態量脈動信号を生成する電力状態量脈動信号検出手段と、上記第１の電力状態量脈動信号を所定の回転周波数を有する回転座標上の第２の電力状態量脈動信号に変換する回転座標変換手段と、上記第２の電力状態量脈動信号の周波数を検出する周波数検出手段とを備え、上記検出周波数と上記回転周波数とに基づいて、フリーラン状態にある上記誘導電動機の周波数及び回転方向を求めるものである。このため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数の計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、容易で信頼性良くフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図３】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図４】 この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図８】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図９】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の部分構成を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図１２】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図１３】 この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】 この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機、３ａ，３ｂ フリーラン回転周波数検出手段、
１０ 電力変換器、１１ 電流検出手段、
１２ａ〜１２ｇ 電力状態量制御手段、１３ 電圧座標変換手段、
１４ 電流座標変換手段、２１ 脈動周波数検出手段、２３ 座標変換手段、
３１ａ，３１ｂ 電流指令値生成手段、３２ａ，３２ｂ 電流制御手段、
３３ 脈動検出手段、３４ 脈動信号検出手段としてのフィルタ手段、
３５ａ，３５ｂ 電圧発生手段、３６ 加算手段、αβ 固定子座標上の２軸、
γδ 回転座標上の２軸、Xα，Xβ 固定座標系脈動信号、
Xγ，Xδ 回転座標系脈動信号。
【発明の属する技術分野】
この発明は、速度センサを用いることなく誘導電動機を制御する制御装置に関し、特にフリーラン状態の誘導電動機の周波数検出に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
瞬時停電の発生などによりインバータ装置が停止した後、復電により再起動する場合、またはインバータ装置が停止時に誘導電動機が外力によりフリーに回転している状態から始動する場合、フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数（フリーラン周波数）とインバータ装置の出力周波数とをほぼ一致させて再加速させる必要がある。
従来の誘導電動機のフリーラン状態検出方法は、インバータ外部の３相出力電流を検出して直交する２相座標軸系の電流に変換し、２相電流指令に一致するようにインバータ部の出力電流を制御する制御信号系を備えて、誘導電動機がフリーラン状態にある場合に、電流指令部から一定の指令信号を出力し、上記制御信号系に発生するリップル成分を抽出する。誘導電動機のフリーラン周波数は、上記リップル成分のリップル周波数と比例関係にあり、このリップル周波数を求めることによりフリーラン周波数を求める。また、２相のリップル成分の位相差を検出することで誘導電動機の回転方向を判別する（例えば、特許文献１参照）。
また、従来の別例による誘導電動機の制御装置では、自励発振用の電圧発生手段を設けて、誘導電動機の一次電流を自励発振させ、この自励発振した一次電流の周波数を検出することにより、誘導電動機の回転速度情報を演算する（例えば、特許文献２参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平３−３６９４号公報（第１−８頁）
【特許文献２】
特開平１１−３４６５００号公報（第２，６−９頁、第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の誘導電動機の制御装置によるフリーラン状態検出では、電圧指令値や電流値の脈動信号を抽出後、その脈動信号の周波数を検出してフリーラン周波数を算出している。この脈動信号の周波数の検出は、その符号が反転するタイミングをカウントしすることにより行うが、脈動信号の周波数が小さい場合、所定カウント数に達する時間は長くなるという問題点があった。
例えば、周波数が５[Hz]の場合、７点の符号反転（３周期分）の検知にかかる時間は０．６[sec]である。電流指令値を印加した直後には、過渡振動による誤カウントを避ける目的でカウント待機時間を設けるため、この所要時間はさらに長くなる。また、所定カウント数を減らせば、この時間を短くすることは可能であるが、周波数の検出精度が低下すると共に、回転方向判別のために２相の脈動成分の位相差を検知する回数も減り、回転方向の判別精度も低下する。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数および回転方向を、検出所要時間を短縮して高精度で速やかに検出することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機に交流電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の出力電流を検出する検出器と、該検出器にて検出された３相の電流を固定子座標上の直交した２軸上に座標変換した電流帰還値が該２軸上で与えられた電流指令値に一致するように電圧指令値を生成して上記電力変換器を制御する電力状態量制御手段とを備えて、上記誘導電動機を電流制御する。そして、上記電流指令値として上記誘導電動機の周波数を検出するための所定の指令値を与えたときに、上記電力状態量制御手段の上記２軸上の制御信号に発生する脈動成分を抽出し第１の電力状態量脈動信号を生成する電力状態量脈動信号検出手段と、上記第１の電力状態量脈動信号を所定の回転周波数を有する回転座標上の第２の電力状態量脈動信号に変換する回転座標変換手段と、上記第２の電力状態量脈動信号の周波数を検出する周波数検出手段とを備え、上記検出周波数と上記回転周波数とに基づいて、フリーラン状態にある上記誘導電動機の周波数及び回転方向を求めるものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図に示すように、誘導電動機１の制御装置は、電力変換手段２ａおよびフリーラン回転周波数検出手段３ａで構成される。
電力変換手段２ａは、主回路である電力変換器１０、電流検出手段１１および電力状態量制御手段１２ａから構成される。さらに、電力状態量制御手段１２ａは、電流指令値生成手段３１ａおよび電流制御手段３２ａから構成される。また、フリーラン回転周波数検出手段３ａは、脈動周波数検出手段２１、加減算手段２２、および回転座標変換手段としての座標変換手段２３から構成される。
【０００８】
次に、動作について説明する。
まず、電力変換手段２ａの動作、特に電流制御ループによる制御動作について説明する。電力変換手段２ａは、電流制御手段３２ａ、電力変換器１０、電流検出手段１１および誘導電動機１で電流制御ループを構成しており、電流帰還値である誘導電動機１の一次電流値が、電流指令値生成手段３１ａから出力される電流指令値と一致するように、電流制御手段３２ａは電圧指令値を出力して電力変換器１０を制御する。
ここでは、電流指令値、電圧指令値、電流帰還値を固定子座標上の直交した２軸（αβ軸）で与える。
電流検出手段１１では、実際の電流を電流センサなどの電流検出器で検出した３相の電流値iｕ、iｖ、iｗに対し、次の式（１）（２）によりαβ軸での電流帰還値iα、iβに座標変換して電力状態量制御手段１２ａに出力する。
iα＝(2/3)−１・(iｕ−(1/2)・iｖ−(1/2)・iｗ) …（１）
iβ＝(1/2)−（１／２）・iｗ−(1/2)−（１／２）・iｖ …（２）
【０００９】
電力状態量制御手段１２ａでは、電流制御手段３２ａが、電流指令値生成手段３１ａが出力するαβ軸上の電流指令値iα_ref、iβ_ref、および電流帰還値iα、iβを入力とし、次の式（３）（４）によってαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを算出する。ただし、Kp、Kiは、電流制御の応答を決定する比例ゲイン定数、積分ゲイン定数であり、sはラプラス演算子である。
vα_ref＝(Kp＋(Ki/s))・(iα_ref−iα) …（３）
vβ_ref＝(Kp＋(Ki/s))・(iβ_ref−iβ) …（４）
このαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refは、電力変換器１０に出力される。電力変換器１０では、入力されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refに基づく実際の電圧ベクトルを誘導電動機１へ出力する。例えば電力変換器１０に電圧型インバータを用いる場合には、αβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを３相での波形に変換した後、３相のインバータのスイッチングパターンを生成する演算処理を経て、インバータの制御入力にスイッチングパターンを入力することで、誘導電動機１にパルス幅変調された３相電圧が供給される。
このようにして、電流制御ループにより、αβ軸上の電流帰還値iα、iβは、電流指令値生成手段３１ａが出力するαβ軸電流指令値iα_ref、iβ_refに追従するように制御される。
【００１０】
次に、瞬時停電の発生などにより電力変換手段２ａから誘導電動機１へ電力を供給していない状態、即ち誘導電動機１がフリーラン状態の場合に誘導電動機１の回転周波数を検出する際の電流制御ループの動作について説明する。
図２、図３は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、αβ軸上および回転座標（γδ軸）上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、直流の電流指令値をステップ状に出力したときの信号波形を示し、α軸電流指令値iα_ref＝I0（直流値）として与え、β軸電流指令値iβ_ref＝0として与えている。
図２、図３が示すように、上記の電流制御ループの機能が働くことによって、αβ軸上の電流帰還値iα、iβの平均値は、電流指令値生成手段３２ａが出力するαβ軸上の電流指令値iα_ref＝I0、iβ_ref＝0に追従するように制御されるが、電流帰還値iα、iβの信号波形にはフリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数の脈動信号が現れる。これは、誘導電動機１が、回転周波数にピークをもつインピーダンス特性を有しているためであり、電流指令値をステップ状に与えるショックが電流制御ループに印加されることによって電流および電圧指令値に振動が誘起される。振動の持続性は、誘導電動機の回路定数が関係しているが、電流制御手段３２ａのゲインの値によって操作が可能である。なお、便宜上、図２、図３では電流帰還値iα、iβに重畳するαβ軸上の脈動信号の周波数はフリーラン周波数と同じ５[Hz]とする。
【００１１】
このように電力状態量制御手段１２ａのαβ軸上の制御信号である電流帰還値iα、iβに重畳するαβ軸上の脈動信号を、第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとし、以下、この脈動信号Xα、Xβの基づいて誘導電動機１のフリーラン周波数を検出する動作について説明する。
図１に示すように、電力状態量制御手段１２ａでの電流制御誤差を脈動信号Xα、Xβとして抽出し、フリーラン回転周波数検出手段３ａに出力する。この脈動信号Xα、Xβは、次の式（５）（６）により生成される。
Xα＝iα_ref−iα …（５）
Xβ＝iβ_ref−iβ …（６）
【００１２】
フリーラン回転周波数検出手段３ａは、電力変換手段２ａより入力された固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβを、座標変換手段２３にて所定の座標回転周波数w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸座標上へ座標変換し、第２の電力状態量脈動信号として脈動信号Xγ、Xδを生成する。そして、この脈動信号Xγ、Xδの周波数を脈動周波数検出手段２１にて計測する。なお、脈動信号の周波数計測の方法そのものは、従来のものと同様であり、一定期間内の脈動波形の０クロス回数をカウントすることで周波数を算出する。
こうして得られる回転座標上における電力状態量の脈動信号Xγ、Xδの周波数に対し、加減算手段２２にて、回転座標系の座標回転周波数w_axを加算することで、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数を算出する。
上述したように、脈動信号Xα、Xβの周波数と誘導電動機１のフリーラン周波数とは一定の比例関係にあるため、検出された脈動信号Xα、Xβの周波数から誘導電動機１のフリーラン周波数が得られる。
【００１３】
フリーラン回転周波数検出手段３ａの動作の詳細について説明する。
座標変換手段２３では、電流制御手段３２ａから出力された、固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの他、座標回転周波数w_axが指令値として入力される。そして、w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上でとらえた電力状態量の脈動信号Xγ、Xδを以下のように算出する。
θγδ＝(1/s)・w_ax …（７）
Xγ＝cosθγδ・Xα＋sinθγδ・Xβ …（８）
Xδ＝−sinθγδ・Xα＋cosθγδ・Xβ …（９）
フリーラン状態の誘導電動機１が５[Hz]で正転、あるいは−５[Hz]で逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、α軸電流指令値iα_ref＝I0（直流値）、β軸電流指令値iβ_ref＝0として与え、座標回転周波数w_axを−３０[Hz]（−１８８[rad/sec]）で与えたとき、この回転座標上の電力状態量の脈動信号Xγ、Xδは図２、図３に示すような信号波形となる。
【００１４】
即ち、図２、図３に示すように、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の電流帰還値iα、iβには、フリーラン周波数に比例する周波数w_mの脈動が現れる。この場合、脈動の周波数w_mは５[Hz]である。これに対し、w_ax[Hz]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上でとらえた脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、ほぼ(w_m-w_ax)[Hz]として観測される。誘導電動機１が正転している図２の場合は、５−(−３０)＝３５[Hz]となり、誘導電動機１が逆転している図３の場合は、−５−(−３０)＝２５[Hz]となる。
このような回転座標上の脈動信号Xγ、Xδのいずれか一方あるいは双方を脈動周波数検出手段２１に入力し、符号が反転する回数をカウントすることで、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを算出する。具体的には、脈動計測期間をＴ[sec]、この期間中の符号反転の回数Nを脈動周波数検出手段２１にて計測し、以下の式により算出する。
w_γδ＝(N-1)/(2・Ｔ)[Hz] …（１０）
この後、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδに対し、加減算手段２２にて、以下の式により、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを算出する。
w_m＝w_γδ＋w_ax[Hz] …（１１）
【００１５】
誘導電動機１が正転時で、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mが＋5[Hz]である図２の場合、これを座標回転周波数w_axが−３０[Hz]である回転座標で計測すると３５[Hz]の脈動が計測される。この計測周波数と既知の座標回転周波数w_axとにより、式（１１）によって、脈動信号Xα、Xβの周波数w_mである５[Hz]が算出される。
また、誘導電動機が逆転時で、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mが−5[Hz]である図３の場合、これを座標回転周波数w_axが−３０[Hz]である回転座標で計測すると２５[Hz]の脈動が計測される。この計測周波数と既知の座標回転周波数w_axとにより、式（１１）によって、脈動信号Xα、Xβの周波数w_mである−５[Hz]が算出される。この場合、固定子座標上では、図２の場合に対してαβ軸の相順が逆となった脈動波形が現われるものであるが、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを計測して該周波数と座標回転周波数w_axとにより脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを演算すると、演算された周波数w_mは回転方向情報を含んだ数値（この場合−５）となる。このため、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別を行える。
【００１６】
このように、実際に周波数計測を行う脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mに（−w_ax）が加算された周波数となるため、座標回転周波数w_axの設定によっては高い周波数領域で計測でき、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。
この場合、αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを５[Hz]とすると、３周期分の検知にかかる時間は０．６[sec]であったが、座標回転周波数w_axを−３０[Hz]（−１８８[rad/sec]）とした回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数は３５[Hz]となり、３周期分の計測にかかる時間は、
1/{5-(-30)}×3＝85.7[msec] となる。
【００１７】
なお、誘導電動機１の回転速度０[Hz]近傍では脈動そのものが発生しないため、式（１１）の演算結果はw_m＝w_axとなり、不適である。このため、演算結果がw_m＜w_ax＋α（α：小さな正の数）の場合には例外処理としてw_m＝０[Hz]と再設定する。
【００１８】
また、この実施の形態によるフリーラン周波数検出は、回転座標系における脈動周波数w_m−w_axの符号が正である領域で利用することが前提である。すなわち方向を判別できる周波数領域は以下の式（１２）により制約されるが、誘導電動機１の使用条件に応じてw_axを設定すれば問題は生じない。
w_ax＜(方向判別可能な周波数領域) …（１２）
例えば、フリーラン周波数検出が必要な周波数領域を、
−|w_MIN|＜w_m＜＋|w_MAX|と表現した場合、
w_ax＜−|w_MIN|と設定すれば、回転方向の判別は可能である。
【００１９】
さらにまた、正転時、逆転時の双方において周波数検出の高速化効果を得るためには、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを、正転、逆転双方のαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mの絶対値に対して高くしなければならない。このためには、座標回転周波数w_axの絶対値を、上記w_MINの絶対値に対して２倍以上すなわち、w_ax＜−2・|w_MIN|と設定する。
ここで、上記w_MINの絶対値は、必ずしも誘導電動機１の最高運転周波数としなくても良い。例えば、鉄道用途や、大容量送風機用途など、大慣性の負荷を一定の回転方向指令に基づいて駆動する場合においては、フリーラン中における回転方向の反転は、低い周波数域で運転している場合に限られる。すなわち、|w_MIN|を想定される逆転周波数の絶対値上限として、最高運転周波数より極端に低い値に限定してw_ax＜−2・|w_MIN|となるようw_axを設定しても、実用上想定される運転領域全体を考慮しつつ、高速なフリーラン周波数検出、および回転方向判別が可能である。
【００２０】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置について説明する。図４は、この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態２では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｂ内の電力状態量制御手段１２ｂの内部に、脈動抽出手段３３を設ける。
上記実施の形態１では、第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとして、式（５）（６）で表される電流制御誤差を用いたが、この実施の形態２では、αβ軸上の電圧指令値から抵抗による電圧降下を差し引いた値を、脈動抽出手段３３により式（１３）（１４）のように算出し、これをXα、Xβとしてフリーラン周波数検出手段３ａに出力する。
Xα＝vα_ref−Rs_n・I0 …（１３）
Xβ＝vβ_ref …（１４）
ここで、I0はα軸電流指令値に印加したステップ指令値のステップ幅であり、Rs_nは一次抵抗値の設定値である。
【００２１】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域においても、高い周波数領域での脈動周波数計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
【００２２】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置について説明する。図５は、この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態３では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｃ内の電力状態量制御手段１２ｃの内部に、固定子αβ軸上での脈動信号Xα、Xβを生成するためのフィルタ手段３４を設ける。
上記実施の形態１、２では、電流帰還値iα、iβまたは電圧指令値vα_ref、v_β_refから脈動信号Xα、Xβを抽出したが、この実施の形態３では、電圧指令値と電流帰還値の少なくともどちらか一方の情報に基づいてフィルタ手段３４によりフィルタ処理を行う。これによりフリーラン回転周波数検出手段３ａの処理に対して外乱となる情報を除去した脈動信号Xα、Xβを生成することができる。
【００２３】
フィルタ手段３４の一例として、固定子αβ軸上の一次磁束推定値Φα、Φβを算出した上で、推定磁束の脈動信号を第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとして抽出するものについて説明する。
フィルタ手段３４では、以下の式（１５）〜（１８）の演算を行い、磁束推定値Φα、Φβを算出し、続いて脈動信号Xα、Xβを算出する。Rs_nは一次抵抗設定値である。
Φα＝(1/s)・（vα_ref−Rs_n・iα） …（１５）
Φβ＝(1/s)・（vβ_ref−Rs_n・iβ） …（１６）
Xα＝(s/(s＋w_a))・Φα …（１７）
Xβ＝(s/(s＋w_a))・Φβ …（１８）
【００２４】
電流指令値生成手段３１ａにおいて、α軸上の電流指令値iα_ref＝I0（直流値）、β軸上の電流指令値iβ_ref＝0としてステップ電流指令値を与えた場合、上述したように、αβ軸上の電流指令値、電流帰還値には、フリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数w_mの脈動信号が重畳される。さらに、式（１5）（１６）から分かるとおり、磁束推定値Φα、Φβにも同様に、同じ周波数w_mの脈動信号が重畳することになる。この磁束推定値Φα、Φβに重畳する脈動信号を、遮断周波数w_a[rad/sec]のハイパスフィルタ演算式である式（１７）（１８）に従って抽出し、これを第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとしてフリーラン回転周波数検出手段３ａへ出力する。
【００２５】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域においても、高い周波数領域での脈動周波数計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、式（１５）〜（１８）で算出される固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβは、式（１５）（１６）の積分演算の効果によって、iαやiβ、或いはvα_ref、vβ_refに対してローパス処理を施していることと等価である。このため、高周波ノイズを除去された脈動波形がフリーラン回転周波数検出手段３ａに入力されることになり、その後、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。このように、フィルタ手段３４によって、脈動信号の周波数計測に外乱となる信号を除去する効果が得られるため、フリーラン周波数の検出精度が向上する。
【００２６】
なお、フィルタ手段３４で用いた固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの演算処理は、上記式（１５）〜（１８）に限るものではなく、電圧指令値vα_ref、v_β_ref、または電流帰還値iα、iβに重畳する脈動信号の位相差情報が保存される処理であれば、如何なるフィルタ処理でもよい。例えば、フィルタ手段３４として、α軸上、β軸上の両方の信号に対してバンドバスフィルタ処理と増幅ゲインを設けて、特定周波数領域の脈動成分を増幅させて、後段のフリーラン回転周波数検出手段３ａ内の脈動周波数検出手段２１における０クロス検知精度の向上を図っても良い。
【００２７】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置について説明する。図６は、この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態４では、上記図１で示した実施の形態１の構成に対し、電力変換手段２ｄ内の電力状態量制御手段１２ｄの内部に、電流脈動発振のために自励発振用の電圧発生手段３５ａ、および加算手段３６を設ける。
電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、電流制御ループに対してインパルス状の電流指令値を印加したときに、電流ループの電流帰還値、電圧指令値に重畳する脈動信号が生じ、その脈動信号が電圧発生手段３５ａによって発振、増幅させる。この発振、増幅された電流脈動、この場合電流帰還値iα、iβを得てこれをαβ軸上の第１の電力状態量脈動信号Xα、Xβとし、これらをフリーラン回転周波数検出手段３ａへ出力する。電圧発生手段３５ａによって脈動信号のみが増幅されるため、電流帰還値iα、iβをそのまま脈動信号Xα、Xβとして用いることができる。なお、脈動信号Xα、Xβの抽出精度をさらに向上させるため、直流オフセットなどを除去するハイパスフィルタ処理を行う脈動抽出手段を設けても良い。
【００２８】
図７、図８は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、αβ軸上および回転座標（γδ軸）上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ａからフリーラン周波数検出用に、α軸上の電流指令値iα_refにインパルス指令値を、β軸上の電流指令値iβ_ref＝0を与えて、電圧発生手段３５ａによって脈動信号を発振、増幅させた場合の、αβ軸上の電流帰還値iα、iβと回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの波形を示す。なお、便宜上、図７、図８では電流帰還値iα、iβで示されるαβ軸上の脈動信号の周波数はフリーラン周波数と同じ５[Hz]とする。
図７、図８に示すように、各脈動信号の波形は、インパルス状の電流指令値が印加されて数百[msec]後でも脈動の振幅が減衰せず持続していることが判る。このように、電圧発生手段３５ａによって減衰が抑制されて、脈動を持続させる効果が得られているため、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。
【００２９】
またこの実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、固定子αβ軸上で得た脈動信号Xα、Xβに対して、所定の座標回転周波数を有する回転座標上への座標変換を施す構成により、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測するため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
【００３０】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置について説明する。図９は、この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
図に示すように、誘導電動機１の制御装置は、電力変換手段２ｅおよびフリーラン回転周波数検出手段３ｂで構成される。
電力変換手段２ｅは、主回路である電力変換器１０、電流検出手段１１および電力状態量制御手段１２ｅ、電圧座標変換手段１３および電流座標変換手段１４から構成される。さらに、電力状態量制御手段１２ｅは、電流指令値生成手段３１ｂおよび電流制御手段３２ｂから構成される。また、フリーラン回転周波数検出手段３ｂは、脈動周波数検出手段２１、および加減算手段２２から構成される。また、電流制御手段３２ｂは、図１０に示すように、電流PI制御手段１０１、フィードフォワード電圧演算手段１０２、電流制御誤差算出手段１０３および加算手段１０４から構成される。
【００３１】
次に、動作について説明する。
まず、電力変換手段２ｅの動作、特に電流制御ループによる制御動作について説明する。電力変換手段２ｅは、電流制御手段３２ｂ、電圧座標変換手段１３、電流座標変換手段１４、電力変換器１０、電流検出手段１１および誘導電動機１で電流制御ループを構成しており、誘導電動機１の一次電流値から得られた電流帰還値が、電流指令値生成手段３１ｂから出力される電流指令値と一致するように、電流制御手段３２ｂは電圧指令値を出力して電力変換器１０を制御する。
ここでは、電流指令値、電圧指令値、電流帰還値を所定の座標回転周波数w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸座標上で与え、電流制御ループでは、上記回転座標上で電流帰還値が電流指令値と一致するように制御する。
【００３２】
電流検出手段１１では、実際の電流を電流センサなどの電流検出器で検出した３相の電流値iｕ、iｖ、iｗに対し、上記実施の形態１で示した同様の演算式（１）（２）によりαβ軸上の電流帰還値iα、iβに座標変換して電流座標変換手段１４に出力する。
iα＝(2/3)−１・(iｕ−(1/2)・iｖ−(1/2)・iｗ) …（１）
iβ＝(1/2)−（１／２）・iｗ−(1/2)−（１／２）・iｖ …（２）
電流座標変換手段１４は、αβ軸上の電流帰還値iα、iβの他、座標回転周波数w_axが入力される。そして、w_ax[rad/sec]で回転する回転座標である直交二軸γδ軸上の電流帰還値iγ、iδに、次の式（１９）（２０）（２１）により座標変換して電流制御制御手段３２ｂに出力する。
θγδ＝(1/s)・w_ax …（１９）
iγ＝cosθγδ・iα＋sinθγδ・iβ …（２０）
iδ＝−sinθγδ・iα＋cosθγδ・iβ …（２１）
【００３３】
電流制御手段３２ｂでは、回転座標上の電流帰還値iγ、iδと電流指令値iγ_ref、iδ_refとを電流制御誤差算出手段１０３に入力して、次の式（２２）（２３）のように回転座標上の電流制御誤差err_iγ、err_iδを算出し、電流PI制御手段１０１に出力する。
err_iγ＝iγ_ref−iγ …（２２）
err_iδ＝iδ_ref−iδ …（２３）
電流PI制御手段１０１では、以下の比例積分演算によって制御電圧vγ_PI、vδ_PIを算出し、加算手段１０４に出力する。ただし、Kp、Kiは、電流制御の応答を決定する比例ゲイン定数、積分ゲイン定数である。
vγ_PI＝（Kp＋(Ki/s)）・err_iγ …（２４）
vδ_PI＝（Kp＋(Ki/s)）・err_iδ …（２５）
【００３４】
また、フィードフォワード電圧演算手段１０２は、回転座標上で電流制御を行う際に必要な誘起電圧演算を行なう。この手段の必要性について以下に説明する。
座標回転周波数w_ax[Hz]で回転する回転座標上で直流の電流指令値、例えばγ軸上の電流指令値iγ_ref＝I0（直流値）、δ軸電流指令値iδ_ref＝０のように与えた場合、固定子αβ軸上には漏れインダクタンスによって周波数w_axの誘起電圧が発生する。これによって、電流制御ループには、フリーラン周波数に関係して脈動する信号の他、上記の周波数w_axの誘起電圧によって発生する信号成分が含まれる。フリーラン周波数検知のために、フリーラン周波数に関係して脈動するαβ軸上の脈動信号の周波数のみを検出するのが目的であるため、周波数w_axの脈動成分をキャンセルすることが必要である。
【００３５】
具体的には、電流指令値生成手段３１ｂから出力される回転座標上の電流指令値iγ_ref、iδ_refと、座標回転周波数w_axとに基づいて、次の式（２６）（２７）により誘導電動機１の漏れインダクタンスによる誘起電圧vγ_FF、vδ_FFを演算する。なお、座標回転周波数w_axで回転するγδ軸上では、誘起電圧は直流量で算出できる。このとき、一次抵抗による電圧降下のオフセット成分もまとめて算出すれば、αβ軸上のw_m[Hz]の脈動信号の抽出がより精度良く行える。
vγ_FF＝Rs_n・iγ_ref−w_ax・σLs_n・iδ_ref …（２６）
vδ_FF＝w_ax・σLs_n・iγ_ref＋Rs_n・iδ_ref …（２７）
ここで、Rs_nは一次抵抗値の設定値であり、σLs_nは漏れインダクタンスの設定値である。
加算手段１０４は、以下の加算を行い、電圧指令値vγ_ref、vδ_refを算出し、電圧指令座標変換手段１３に出力する。
vγ_ref＝vγ_PI＋vγ_FF …（２８）
vδ_ref＝vδ_PI＋vδ_FF …（２９）
上記式（２６）〜（２９）による演算処理によって、電流制御ループに重畳するw_mとw_axとの２つの周波数の脈動成分を分離できる。具体的には式（２８）（２９）において、vγ_PI、vδ_PIがフリーラン周波数検出に必要な成分、vγ_FF、vδ_FFが漏れインダクタンスによる誘起電圧成分である。
【００３６】
電圧座標変換手段１３は、回転座標上の電圧指令値vγ_ref、vδ_refを入力として式（１９）で算出した回転座標の基準位相角θγδと、次の式（３０）（３１）を用いて、電圧指令値vγ_ref、vδ_refを固定子座標のαβ軸上へ座標変換を行う。
vα_ref＝cosθγδ・vγ_ref−sinθγδ・vδ_ref …（３０）
vβ_ref＝sinθγδ・vγ_ref＋cosθγδ・vδ_ref …（３１）
このように算出されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refは、電力変換器１０に出力される。電力変換器１０では、入力されたαβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refに基づく実際の電圧ベクトルを誘導電動機１へ出力する。例えば電力変換器１０に電圧型インバータを用いる場合には、αβ軸上の電圧指令値vα_ref、vβ_refを３相での波形に変換した後、３相のインバータのスイッチングパターンを生成する演算処理を経て、インバータの制御入力にスイッチングパターンを入力することで、誘導電動機１にパルス幅変調された３相電圧が供給される。
このようにして、回転座標上で構成された電流制御ループによって、回転座標上の電流帰還値iγ、iδは電流指令値iγ_ref、iδ_refに追従するように制御される。
【００３７】
次に、瞬時停電の発生などにより電力変換手段２ｅから誘導電動機１へ電力を供給していない状態、即ち誘導電動機１がフリーラン状態の場合に誘導電動機１の回転周波数を検出する際の電流制御ループの動作について説明する。
図１１、図１２は、それぞれ正転、逆転にてフリーラン状態の誘導電動機１の回転周波数を検出する際の、回転座標（γδ軸）上およびαβ軸上の信号波形を示すものである。ここでは、誘導電動機１のフリーラン周波数が５[Hz]で正転、あるいは逆転している状況で、電流指令値生成手段３１ｂからフリーラン周波数検出用に、直流の電流指令値をステップ状に出力したときの信号波形を示し、γ軸電流指令値iγ_ref＝I0（直流値）として与え、δ軸電流指令値iδ_ref＝０として与えている。
図１１、図１２が示すように、上記の電流制御ループの機能が働くことによって、回転座標上の電流帰還値iγ、iδの平均値は、電流指令値生成手段３２ｂが出力する回転座標上の電流指令値iγ_ref＝I0、iδ_ref＝０に追従するように制御される。
【００３８】
これによって、固定子αβ軸上で捉えた電流帰還値iα、iβの主成分は、上記式（２０）（２１）に対する逆変換の関係から、以下の式（３２）（３３）で表せる。
iα＝cosθγδ・iγ−sinθγδ・iδ
≒cosθγδ・iγ_ref−sinθγδ・iδ_ref
＝cosθγδ・I0 …（３２）
iβ＝sinθγδ・iγ＋cosθγδ・iδ
≒sinθγδ・iγ_ref＋cosθγδ・iδ_ref
＝sinθγδ・I0 …（３３）
上記式（３２）（３３）、および図１１、図１２で示すように、αβ軸上で捉えた電流帰還値iα、iβは、座標回転周波数w_axの正弦波となる主成分が支配的であるが、実際のiα、iβには、フリーラン周波数と一定の比例関係にある周波数w_mで脈動する微小な脈動成分が重畳する。これは、誘導電動機１が回転周波数でピークをもつインピーダンス特性を有しているため、電流指令値をステップ状に与えるショックが電流制御ループに印加されることによって電流および電圧指令値に脈動信号が誘起されるためである。
【００３９】
この脈動成分が、上記式（２０）（２１）によって周波数w_ax(この場合−３０[Hz])で回転する回転座標系へ変換される結果、回転座標上の電流帰還値iγ、iδは、図１１、図１２に示すように、電流指令値iγ_ref、iδ_refに、周波数が（w_m−w_ax）、この場合、正転時３５[Hz]，逆転時２５[Hz]の脈動成分が重畳した波形となる。すなわち、電流制御誤差err_iγ、err_iδが電力状態量脈動信号Xγ、Xδとなり、図に示す波形となる。
なお、この脈動信号Xγ、Xδの収束性は、電流PI制御手段１０１の比例ゲインKpおよび積分ゲインKiにて操作することが可能である。
【００４０】
このようにして発生する、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδ、すなわち電流制御誤差err_iγ、err_iδのいずれか一方、あるいは双方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力する。
このような回転座標上の脈動信号Xγ、Xδのいずれか一方あるいは双方を脈動周波数検出手段２１に入力し、符号が反転する回数をカウントすることで、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを算出する。具体的には、脈動計測期間をＴ[sec]、この期間中の符号反転の回数Nを脈動周波数検出手段２１にて計測し、上記実施の形態と同様の以下の式により算出する。
w_γδ＝(N-1)/(2・Ｔ)[Hz] …（１０）
この後、脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδに対し、加減算手段２２にて、以下の式により、固定子座標上の２軸であるαβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mを算出する。
w_m＝w_γδ＋w_ax[Hz] …（１１）
【００４１】
この実施の形態では、回転座標軸上で電流制御ループを構成して、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδを計測する。脈動信号Xγ、Xδの周波数w_γδは、上記実施の形態１と同様に、フリーラン周波数と一定の比例関係にある固定子αβ軸上の脈動信号Xα、Xβの周波数w_mに対して、座標回転周波数w_axが加算された値となっている。このため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２にて上記の式（１１）の演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
さらに、フィードフォワード電圧演算手段１０２を備えて、座標回転周波数の誘起電圧により発生する信号成分をキャンセルするようにしたため、フリーラン周波数に関係して脈動する信号のみを信頼性良く抽出して周波数を検出できるため、フリーラン周波数の検出が信頼性良く高精度に行える。
【００４２】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置について説明する。図１３は、この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態６では、上記図９で示した実施の形態５の構成に対し、電力変換手段２ｆ内の電力状態量制御手段１２ｆの内部に、回転座標上の脈動信号Xγ、Xδを生成するためのフィルタ手段３４を設ける。
上記実施の形態５では、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδとして電流制御誤差err_iγ、err_iδのいずれか一方、あるいは双方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力したが、この実施の形態では、電圧指令値と電流帰還値の少なくともどちらか一方の情報に基づいてフィルタ手段３４によりフィルタ処理を行う。これによりフリーラン回転周波数検出手段３ｂの処理に対して外乱となる情報を除去した脈動信号Xγ、Xδを生成することができる。
【００４３】
フィルタ手段３４の一例として、バンドパス処理と増幅処理を挙げる。フィルタ手段３４では、以下の式（３４）（３５）どちらかの演算を行い、回転座標上の脈動成分Xγ、Xδとして、どちらか一方をフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力する。
Xγ＝Kbpf・(s/(s＋wa))・(wb/(s＋wb))・iγ …（３４）
Xδ＝Kbpf・(s/(s＋wa))・(wb/(s＋wb))・iδ …（３５）
（ラプラス変換表記）
ただし、Kbpfは脈動増幅ゲイン、waは低域遮断周波数、wbは高域遮断周波数であり、脈動を増幅させたい周波数帯域と増幅利得に応じて設定する。
【００４４】
このように得られる脈動成分Xγ、Xδをフリーラン回転周波数検出手段３ｂに出力することで、上記実施の形態５と同様の効果を得ることができる。即ち、この実施の形態においても、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２での演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、上記式（３４）（３５）で算出される脈動成分Xγ、Xδは、回転座標上の電流帰還値iγ、iδに対して直流オフセット、高周波ノイズが除去された脈動波形となっているため、脈動周波数検出手段２１における０クロス検知の精度が向上し周波数の検出が高精度に行える。
なお、所望のバンドパス・増幅処理を行えるのであれば、如何なるフィルタ処理を用いても良く、例えばさらに遮断特性が良好な高次数のバンドパスフィルタを用いるなどしても良い。
【００４５】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置について説明する。図１４は、この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
この実施の形態７では、上記図９で示した実施の形態５の構成に対し、電力変換手段２ｇ内の電力状態量制御手段１２ｇの内部に、電流脈動発振のために自励発振用の電圧発生手段３５ｂ、および加算手段３６を設ける。
電流指令値生成手段３１ｂからフリーラン周波数検出用に、電流制御ループに対してインパルス状の電流指令値を印加したときに、上記実施の形態５で説明したように、電流制御ループの制御信号に脈動信号が重畳するが、その脈動信号を電圧発生手段３５ｂによって発振、増幅させる。この発振、増幅された電流脈動を得て電力状態量脈動信号Xγ、Xδとし、これらをフリーラン回転周波数検出手段３ｂへ出力する。
【００４６】
この実施の形態においても、上記実施の形態５と同様の効果を得ることができる。すなわち、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数が計測可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、加減算手段２２での演算処理のみによって回転方向判別が可能となるため、容易にフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。また、低速域においても、計測時間を短縮しつつ信頼性良く回転方向判別が行える。
また、電圧発生手段３５ｂによって脈動信号の減衰が抑制されて、脈動を持続させる効果が得られているため、脈動周波数検出手段２１において回転座標上の脈動信号Xγ、Xδの周波数を計測する際に、０クロス検知の精度が向上する効果が得られる。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る誘導電動機の制御装置は、誘導電動機に交流電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の出力電流を検出する検出器と、該検出器にて検出された３相の電流を固定子座標上の直交した２軸上に座標変換した電流帰還値が該２軸上で与えられた電流指令値に一致するように電圧指令値を生成して上記電力変換器を制御する電力状態量制御手段とを備えて、上記誘導電動機を電流制御する。そして、上記電流指令値として上記誘導電動機の周波数を検出するための所定の指令値を与えたときに、上記電力状態量制御手段の上記２軸上の制御信号に発生する脈動成分を抽出し第１の電力状態量脈動信号を生成する電力状態量脈動信号検出手段と、上記第１の電力状態量脈動信号を所定の回転周波数を有する回転座標上の第２の電力状態量脈動信号に変換する回転座標変換手段と、上記第２の電力状態量脈動信号の周波数を検出する周波数検出手段とを備え、上記検出周波数と上記回転周波数とに基づいて、フリーラン状態にある上記誘導電動機の周波数及び回転方向を求めるものである。このため、誘導電動機が低速域であっても高い周波数領域に変換して脈動周波数の計測が可能となり、検出精度を低下することなく周波数検出が大幅に高速化できる。また、脈動信号の位相差を検出する必要がなく、容易で信頼性良くフリーラン状態の誘導電動機の回転方向の判別が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図３】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図４】 この発明の実施の形態２による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態３による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図６】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図８】 この発明の実施の形態４による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図９】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の部分構成を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図１２】 この発明の実施の形態５による誘導電動機の制御装置の動作を説明する制御信号波形である。
【図１３】 この発明の実施の形態６による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】 この発明の実施の形態７による誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機、３ａ，３ｂ フリーラン回転周波数検出手段、
１０ 電力変換器、１１ 電流検出手段、
１２ａ〜１２ｇ 電力状態量制御手段、１３ 電圧座標変換手段、
１４ 電流座標変換手段、２１ 脈動周波数検出手段、２３ 座標変換手段、
３１ａ，３１ｂ 電流指令値生成手段、３２ａ，３２ｂ 電流制御手段、
３３ 脈動検出手段、３４ 脈動信号検出手段としてのフィルタ手段、
３５ａ，３５ｂ 電圧発生手段、３６ 加算手段、αβ 固定子座標上の２軸、
γδ 回転座標上の２軸、Xα，Xβ 固定座標系脈動信号、
Xγ，Xδ 回転座標系脈動信号。
Claims (3)
- 誘導電動機に交流電力を供給する電力変換器と、該電力変換器の出力電流を検出する検出器と、該検出器にて検出された３相の電流を固定子座標上の直交した２軸上に座標変換した電流帰還値が該２軸上で与えられた電流指令値に一致するように電圧指令値を生成して上記電力変換器を制御する電力状態量制御手段とを備えて、上記誘導電動機の電流を制御する誘導電動機の制御装置において、上記電流指令値として上記誘導電動機の周波数を検出するための所定の指令値を与えたときに、上記電力状態量制御手段の上記２軸上の制御信号に発生する脈動成分を抽出し第１の電力状態量脈動信号を生成する電力状態量脈動信号検出手段と、上記第１の電力状態量脈動信号を所定の回転周波数を有する回転座標上の第２の電力状態量脈動信号に変換する回転座標変換手段と、上記第２の電力状態量脈動信号の周波数を検出する周波数検出手段とを備え、上記検出周波数と上記回転周波数とに基づいて、フリーラン状態にある上記誘導電動機の周波数及び回転方向を求めることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
- 上記電力状態量制御手段に、自励発振用の電圧発生手段を備えて該発生電圧を上記電圧指令値に加算し、発生する上記脈動成分を発振増幅させることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御装置。
- 上記回転座標の回転周波数は、上記誘導電動機の運転中に想定される逆転周波数の絶対値の上限より絶対値が大きくなるように設定することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導電動機の制御装置。
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