JP2010200427A - 電源装置、およびその駆動方法、電源装置を備えた光源装置、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷追従性と回路効率とを両立した電源装置を提供すること。
【解決手段】電源装置１００は、ＡＣ／ＤＣ回路５、ＤＣ／ＤＣコンバーター１、検出回路２、デジタルＩＣ１０１、ゲートドライバー１０６などから構成されている。また、デジタルＩＣ１０１のメモリー１０４には、複数の駆動周波数ごとに位相を補償するための制御式が記憶されている。電源装置１００によれば、起動時には駆動周波数の高い駆動信号で駆動することによって素早く目標電圧を得ることができる。また、目標電圧に達した後は、駆動周波数の低い駆動信号に切り替えることによって回路効率を高めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置、およびその駆動方法、および当該電源装置を備えた光源装置、電子機器に関する。

特許文献１には、アナログ素子で構成されたパルス幅変調によるスイッチング方式の電源装置が開示されている。この電源装置は、アナログ回路からなるフィードバック（ＦＢ）回路を備えており、当該ＦＢ回路によって出力電圧の変化を検出し、検出結果に基づいて出力電圧が目標電圧値に沿って一定になるようにフィードバック制御していた。また、当該文献には、この電源装置を放電ランプの電源として用いるという記載がある。
一般的に、放電ランプのように点灯開始時と点灯時とにおける消費電力が異なる特性を持つ負荷、つまり、負荷変動がある負荷に用いる電源には、負荷変化への追従性が求められていた。また、放電ランプに限らず、例えば、レーザー光源のように、素早く点灯することが要求される固体光源においても、出力電圧を素早く目標電圧値とするための追従性が求められていた。

図１２は、負荷変化に対する追従性を示すグラフである。図１３は、駆動周波数と回路効率の関係を示すグラフである。
スイッチング方式の電源装置で追従性を満たす手段としては、スイッチングの駆動周波数を変化させることが考えられる。図１２において、横軸は時間軸を示し、縦軸は出力電圧を示しており、当該グラフは、レーザー光源をタイミングｔ１において点灯した場合の出力電圧の推移を示している。
例えば、駆動周波数ｆ１でスイッチングした場合には、破線６２で示すように、目標電圧値の電圧αＶに達する時間はタイミングｔ３であった。
これに対して、駆動周波数ｆ１よりも高い駆動周波数ｆ２でスイッチングした場合には、実線６１で示すように、電圧αＶに達する時間がタイミングｔ３よりも早いタイミングｔ２となる。つまり、駆動周波数を高くすることにより、追従性を高めることが可能となり、素早くレーザー光源を点灯させることができる。

他方、駆動周波数を高くすると回路効率が悪くなってしまうという問題があった。
図１３において、横軸は駆動周波数を示し、縦軸は回路効率を示している。当該グラフに示すように、駆動周波数ｆ１のときの回路効率はη２であり、駆動周波数ｆ２のときの回路効率は、回路効率η２よりも低い回路効率η１となっていることが解る。
これは、スイッチング回路（チョッパ回路）のスイッチング素子におけるスイッチング損失によるもので、駆動周波数が高くなるほど、スイッチング損失が大きくなることに起因していた。

特開平７−１５９５２号公報

しかしながら、特許文献１のような、アナログ回路によるフィードバック回路を備えた従来の電源装置では、駆動周波数を変化させた場合に、回路が発振してしまうという課題があった。つまり、駆動周波数を変化させることが困難であるという課題があった。
図１４は、従来の電源装置の代表的な回路構成図であり、従来の電源装置１４０は、ＡＣ／ＤＣ回路５、ＤＣ／ＤＣコンバーター１、検出回路２、ＦＢ（フィードバック）回路３、インバーター４などから構成されていた。
ＡＣ／ＤＣ回路５は、ブリッジ回路などの整流回路であり、交流電圧を直流電圧に変換してＤＣ／ＤＣコンバーター１に出力する。ＤＣ／ＤＣコンバーター１は、当該直流電圧を目標電圧値に沿った電圧に変換して出力するチョッパ回路であり、スイッチング用のＦＥＴ（Field effect transistor）６，７、インダクター８、キャパシター９などから構成されていた。また、キャパシター９の両端には、負荷１０が接続され、その一端は検出回路２に接続されていた。検出回路２は、当該一端から直列に接続された２つの抵抗２１，２２からなり、２つの抵抗の接続点から負荷電圧を分圧した検出電圧Ｖｏの出力線が、ＦＢ回路３に接続されていた。ＦＢ回路３は、位相補償回路１１、オペアンプ１２，１３、基準電圧生成回路１４、三角波発生回路１５などから構成されていた。

オペアンプ１３のマイナス側の入力端子には検出回路２から検出電圧Ｖｏが入力され、プラス端子には基準電圧生成回路１４から基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。また、オペアンプ１３のマイナス端子と出力端子との間には、位相補償回路１１が接続されていた。これらの回路により、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の出力電圧に比例した検出電圧Ｖｏと、基準電圧Ｖｒｅｆとを比較した偏差が反映された出力電圧Ｖｆが出力される。
そして、オペアンプ１２のマイナス側の入力端子には出力電圧Ｖｆが入力され、プラス端子には三角波発生回路１５から三角波Ｖｔが入力されており、オペアンプ１２の出力端子からは、パルス波形が出力されていた。
出力パルス波形は、ＦＥＴ６のゲート端子とインバーター４の入力端子とに入力され、インバーター４の出力端子は、ＦＥＴ７のゲート端子に接続されていた。これにより、ＦＥＴ６がオンしている時はＦＥＴ７がオフし、また、ＦＥＴ７がオンしている時はＦＥＴ６がオフするように制御されていた。
このようにして、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その偏差を反映しながらＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行っていた。

ここで位相補償回路１１は、抵抗１１ａ、およびキャパシター１１ｂから構成されており、これらの回路定数は、回路の伝達関数に応じて負帰還制御となる定数に設定されていた。つまり、特定の駆動周波数を前提として抵抗１１ａ、およびキャパシター１１ｂを選定していたため、駆動周波数を変えると、回路の安定性が低下し、回路が発振してしまうという課題があった。
換言すれば、位相補償回路１１は、電源装置１４０を特定の周波数で駆動するために乗数設定された専用回路であるため、当該周波数を外れた動作は不確定であり、駆動周波数を変更することが困難であるという課題があった。
また、仮に、従来の電源装置で、駆動周波数を変化させることが可能であったとしても、前述したように、追従性を求めれば回路効率が下がってしまい、反対に回路効率を求めれば、追従性が悪くなってしまうという課題があった。換言すれば、トレードオフの関係にある追従性と回路効率とを両立させることが困難であるという課題があった。

本発明では、上記課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の適用例又は形態として実現することが可能である。

（適用例）
直流電源と、直流電源からの出力電圧が入力されるチョッパ回路と、チョッパ回路からの出力電圧値を検出する検出回路と、チョッパ回路を駆動するための駆動信号を生成するデジタルシグナルプロセッサーと、を少なくとも備え、デジタルシグナルプロセッサーは、目標電圧値と、駆動信号を生成するための制御式と、複数の係数の組と、を記憶した記憶部と、目標電圧値に対する出力電圧値の偏差を演算する演算部と、を少なくとも有し、複数の係数の組の各々は、互いに異なる周波数に対応し、デジタルシグナルプロセッサーは、駆動信号の駆動周波数を偏差に応じて決定し、さらに、複数の係数の組のうち駆動周波数に対応した係数の組を制御式に入力して駆動信号を生成することを特徴とする電源装置。

この電源装置によれば、デジタルシグナルプロセッサーにより駆動周波数が異なる複数の駆動信号を生成し、当該複数の駆動信号による駆動を行うことができる。
また、駆動信号を生成するための制御式の係数は、偏差に応じて変化する。ここで、偏差は、負荷変動の状況を表す指標であるため、偏差の変動に合わせて制御式の係数を調整することによって、追従性と回路効率とを両立させることが可能となる。
つまり、この電源装置によれば、偏差が大きく負荷変動が大きい場合には、駆動周波数が高くなるように制御式の係数を変更し、また、偏差が小さく負荷変動が小さい場合には、駆動周波数が低くなるように制御式の係数を変更することができる。換言すれば、負荷変動が大きい場合には追従性を高め、また、負荷変動が小さい場合には回路効率を高めることができる。
従って、この電源装置によれば、追従性と回路効率とを両立させることができる。また、デジタル化により、回路を発振させることなく、駆動周波数を変更することができる。

また、チョッパ回路は、偏差が所定の値よりも大きい場合には、第１の駆動周波数の駆動信号によって駆動され、偏差が所定の値以下になった場合には、第１の駆動周波数よりも低い第２の駆動周波数の駆動信号によって駆動されることが好ましい。
また、直流電源の作動開始時点からの経過時間をカウントする駆動時間積算部をさらに備え、チョッパ回路は、作動開始時点より第１の駆動周波数の駆動信号によって駆動され、経過時間が所定の時間を経過した後は、第１の駆動周波数よりも低い第２の駆動周波数の駆動信号によって駆動されることが好ましい。

上記記載の電源装置と、光を射出する固体光源とを備え、電源装置により固体光源の点灯および消灯を制御することを特徴とする光源装置。
また、固体光源が出射する光の光量を電流値として検出する光量検出部と、光量を表す電流値を出力電圧値に相当する電圧値に変換する変換部と、をさらに備え、演算部は、変換された電圧値を用いて偏差を演算することが好ましい。

上記記載の光源装置と、光源装置が出射した光を画像信号に応じた変調光に変調する光変調部と、を備えたことを特徴とする電子機器。

直流電源からの出力電圧が入力されるチョッパ回路と、チョッパ回路からの出力電圧値を検出する検出回路と、チョッパ回路を駆動するための駆動信号を生成するデジタルシグナルプロセッサーと、を少なくとも備えた電源装置の駆動方法であって、デジタルシグナルプロセッサーは、目標電圧値と、駆動信号を生成するための制御式と、互いに異なる駆動周波数に対応した複数の係数の組とを記憶した記憶部を有してなり、（ａ）出力電圧値を検出して、目標電圧値に対する出力電圧値の偏差を演算する工程と、（ｂ）偏差と、あらかじめ定められた所定の偏差とを比較する工程と、（ｃ）偏差が所定の偏差以下であった場合には、駆動信号を、現在の駆動信号の駆動周波数よりも低い駆動周波数の駆動信号に切り替える工程と、を含むことを特徴とする電源装置の駆動方法。

実施形態１に係る電源装置の回路ブロック図。 ＰＷＭ波形の一態様を示す波形図。 比較図としての従来の電源装置のボード線図。 実施形態１に係る電源装置のボード線図。 駆動方法の流れを示したフローチャート図。 比較例の駆動方法による出力電圧の変化と、実施形態１の駆動方法による出力電圧の変化とを時系列で比較したグラフ図。 実施形態２に係る電源装置の駆動方法の流れを示すフローチャート図。 出力電圧の変化を時系列で示したグラフ図。 第１の光源装置の概略ブロック図。 第２の光源装置の概略ブロック図。 電子機器としてのプロジェクターの概略構成図。 負荷変化に対する追従性を示すグラフ図。 駆動周波数と回路効率の関係を示すグラフ図。 従来の電源装置の回路図。

（実施形態１）
「電源装置の概要」
図１は、本実施形態に係る電源装置の回路ブロック図である。
ここでは、本実施形態の電源装置１００の概略構成について説明する。なお、図１４の従来の電源装置と同一の構成部位については、同一の番号を附し、重複する説明を省略する。
電源装置１００は、検出した出力電圧を離散化するＡＤコンバーターや、離散化されたデータの演算処理を含むデジタル処理を行うデジタルＦＢ回路などを備え、駆動周波数を可変可能なデジタル電源装置である。

電源装置１００は、直流電源としてのＡＣ／ＤＣ回路５、ＤＣ／ＤＣコンバーター１、検出回路２、デジタルＩＣ１０１、ゲートドライバー１０６などから構成されている。
直流電源としてのＡＣ／ＤＣ回路５は、ブリッジ回路などの整流回路であり、交流電圧を直流電圧に変換してＤＣ／ＤＣコンバーター１に出力する。なお、整流回路に限定するものではなく、直流電圧を出力可能な電源であれば良い。例えば、電池であっても良い。
ＤＣ／ＤＣコンバーター１は、チョッパ回路であり、ＦＥＴ６，７をＰＷＭ駆動することでＡＣ／ＤＣ回路５からの入力電圧を目標電圧に変換し、負荷１０に直流電圧を与えている。ＤＣ／ＤＣコンバーター１は、スイッチング素子としてのＮチャンネル型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）ＦＥＴであるＦＥＴ６，７、インダクター８、キャパシター９などから構成されている。
詳しくは、ＦＥＴ６のドレイン端子はＡＣ／ＤＣ回路５のプラス側に接続され、ソース端子はインダクター８の一端に接続されている。インダクター８の他端には、キャパシター９の一端、負荷１０の一端、および検出回路２の一端が接続されている。キャパシター９の他端は、ＡＣ／ＤＣ回路５のマイナス側に接続されるとともに、負荷１０の他端とＦＥＴ７のソース端子とに接続している。また、ＦＥＴ７のドレイン端子は、ＦＥＴ６のソース端子およびインダクター８の一端に接続されている。

検出回路２は、キャパシター９の一端から直列に接続された２つの抵抗２１，２２から構成され、２つの抵抗の接続点から負荷電圧を分圧した検出電圧Ｖｏの出力線が、デジタルＩＣ１０１のＡＤコンバーター１０２に接続されていた。また、抵抗２２における接続点の反対側の端子は、接地されている。また、抵抗２１，２２による分圧比は、後段のＡＤコンバーター１０２の定格に応じて定められている。詳しくは、検出電圧ＶｏがＡＤコンバーター１０２の入力定格内に収まるように設定されている。

デジタルＦＢ回路としてのデジタルＩＣ１０１は、デジタルシグナルプロセッサーであり、ＣＰＵ１０３、メモリー１０４、ＡＤコンバーター１０２、ＰＷＭ１０５などから構成されている。
ＣＰＵ１０３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）であり、メモリー１０４に記憶されている制御プログラムに従い各部を制御する。また、図示は省略しているが、水晶振動子などの振動子を含む発振回路が附属しており、後述する駆動時間積算部、および演算部は、当該発振回路を含むＣＰＵ１０３、およびメモリー１０４などによって実現される。メモリー１０４は、フラッシュメモリーなどの不揮発性メモリーから構成され、目標電圧値に加えて、後述する駆動プログラムや、制御式、および制御式の定数、係数の組を含むパラメーターを規定したデータテーブルなどが記憶されている。
ＡＤコンバーター１０２は、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の出力電圧に比例したアナログ検出電圧Ｖｏをデジタルデータに変換して、ＣＰＵ１０３に送信する。
ＰＷＭ１０５は、駆動プログラムや、制御式に基づいてＣＰＵ１０３で導出された演算結果に沿って、ＰＷＭ制御用の駆動パルスを出力する。例えば、可変の繰り返し周波数内で、３．３Ｖの電圧出力状態と０Ｖの電圧出力状態とを所期の時間間隔で出力する。
このように、デジタルＩＣ１０１は、ＡＤＣ１０２により電圧値を検出し、ＣＰＵ１０３内部でメモリー１０４に保存してある制御式により演算を行い、ＰＷＭ波形を出力する。

ゲートドライバー１０６は、デジタルＩＣ１０１からのＰＷＭ波形が入力される入力端子と、２つの出力端子を備えている。２つの出力端子のうち、一方の出力端子はＦＥＴ６のゲート端子に接続されている。また、他方の出力端子はＦＥＴ７のゲート端子に接続されている。ゲートドライバー１０６は、ＦＥＴ６に対しては受信したＰＷＭ波形をそのまま出力し、ＦＥＴ７に対しては受信したＰＷＭ波形を反転させた波形を出力することにより、２つのＦＥＴが交互に通電状態となるように駆動する。
なお、ドライブ能力が十分であれば、ゲートドライバー１０６に代えて、インバーター４（図１４）を用いる構成であっても良い。

図２は、ＰＷＭ波形の一態様を示す波形図であり、横軸には時間（sec）、縦軸には電圧（Ｖ）を取っている。
図２には、ＦＥＴ６に供給されるＰＷＭ波形の一例が示されており、例えば、３．３Ｖのオンパルスが印加される期間と０Ｖの期間とを１周期ｃとした矩形波が示されている。
ＰＷＭ駆動とは、ある駆動周波数でデューティー制御を行う制御のことである。ここでデューティー値（比）とは、１周期ｃに対してオンパルスが印加される期間の割合を指す。換言すれば、オンパルスの期間長さをｐとすれば、ｐ／ｃがデューティー値となる。このデューティー値を変えることで、出力電圧値は変化する。
理論的には、「出力電圧値＝（ｐ／ｃ）×入力電圧値」で求まるが、実際の出力電圧は、負荷抵抗１０の変動の影響を受けることになる。
そのため電源装置１００では、ＡＤコンバーター１０２によりＤＣ／ＤＣコンバーター１からの出力電圧を検出し、ＣＰＵ１０３によってＰＷＭ波形のデューティー値を演算し、当該デューティー値を有する駆動信号によってＤＣ／ＤＣコンバーター１を駆動することで、ＡＣ／ＤＣ回路５の出力電圧を目標出力電圧に変換する構成としている。

「電源装置の特徴」
図３は、従来の電源装置のボード線図である。
ここでは、電源装置１００の特徴について、従来の電源装置と比較して説明する。
図３は、図１４の従来の電源装置におけるゲイン対周波数の関係と、位相対周波数の関係とをそれぞれ示したボード線図であり、上段のグラフ３０は周波数（横軸）に対するゲイン（縦軸）の特性を示している。また、下段のグラフ３１は周波数（横軸）に対する位相（縦軸）の特性を示している。
一般的にフィードバック制御を行うためには、負帰還になるようにゲインが１．０の時の位相が１８０度とならない安定条件を満足する必要があるが、従来の電源装置の場合、図３に示すように、ゲインが１．０の時（○印）に、その位相が矢印で示すように１８０度近く変化してしまっていた。換言すれば、駆動周波数を変更すると位相が反転してしまっていた。
これは、前述したように位相補償回路１１（図１４）が特定の周波数専用の回路であることに起因しており、従来のアナログ電源装置では、回路が発振してしまうという問題があった。

これに対して本実施形態のデジタル電源（電源装置１００）によれば、デューティー値をデジタル的な制御式によって決定するため、回路を発振させることなく、駆動周波数を変更することができる。具体的には、積分要素や微分要素を加味した後述の制御式（数式（３））により、位相の遅れや進みを制御する。なお、制御式の詳細については、後述する。

図４は、本実施形態に係る電源装置のボード線図であり、図３に対応している。
図４には、制御式によって積分要素（極）と微分要素（零）とを最適な状態に配置した様子が示されている。なお、積分要素、および微分要素の配置は、ＤＣ／ＤＣコンバーター１（図１）の伝達関数を考慮して設定された制御式により定められており、当該グラフにおいて微分要素は×印で積分要素は△印で、それぞれ示している。
ここで、グラフ４０においてゲイン特性が１．０の時（○印）に、その位相はグラフ４１において矢印に示したように略−９０度となっている。これは、安定性条件が十分に満たされた状態を示しており、回路は発振しない。この安定性条件を満たすためには、位相補償がなされたデューティー値を決定するための制御式が重要となる。
この制御式は、ＤＣ/ＤＣコンバーター１の伝達関数や、ＡＤコンバーター１０２のサンプリング時間、ＰＷＭの駆動周波数に応じて定められた係数の組などから求められる。以下、その詳細について説明する。

「制御式について」
数式（１）は、図４の位相補償を得るために用いた原理式である。
数式（１）はｓドメインで表記されており、分母が０となる項が積分要素を示しており、分子が０となる項が微分要素を示している。数式（１）において、ｐ₀とｐ₁とが積分項であり、ｚ₀とｚ₁とが微分項である。
ｓドメインとは、ｊωのことを意味する。すなわちある周波数に対して各項が０になる値を選定していけば、位相補償は可能となる。Ｋはゲインを表す。

ここで、図４で設計した制御式１は、連続式（アナログ値）である。今回はデジタル制御であるため、このアナログ値をデジタル値に離散化させる必要がある。これをｚ変換という。離散化した制御式を数式（２）に示す。

数式（２）において、Ａ₀およびＡ₁は、数式（１）の分母をｚ変換することで得られる定数であり、Ｂ₀，Ｂ₁，Ｂ₂は、分子を変換することで得られる定数である。数式（２）をさらに変化させると、制御式は数式（３）のようになる。

数式（３）において、ｄｕｔｙ［０］は、今回与えるデューティー値を意味し、ｄｕｔｙ［１］、ｄｕｔｙ［２］は、１つ前と２つ前のデューティー値を意味する。
また、ｅ［０］は、現在の出力電圧値と目標出力電圧値の偏差を意味し、ｅ［１］、ｅ［２］は、それぞれ１つ前、２つ前の偏差を意味している。すなわち、位相補償のために設計された係数の組（Ａ₀，Ａ₁，Ｂ₀，Ｂ₁，Ｂ₂）の各値を、デューティー値と偏差とのそれぞれの値に掛け合わせることで、現在のデューティー値を演算できる。
ここで重要なのは、離散化して係数の組（Ａ₀，Ａ₁，Ｂ₀，Ｂ₁，Ｂ₂）を求める際、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の駆動周波数に対して離散化を行うことである。例えば、駆動周波数２５０ＫＨｚで離散化する場合には４μｓ、駆動周波数１ＭＨｚで離散化する場合には１μｓで計算する。そのため、係数の組（Ａ₀，Ａ₁，Ｂ₀，Ｂ₁，Ｂ₂）を周波数毎に設定する必要がある。

図５は、本実施形態に係る駆動方法の流れを示したフローチャートである。
本実施形態の駆動方法は、目標電圧値と出力電圧値との偏差が所定の値以下となったら、駆動周波数を低くすることにより、回路効率を向上させている。
なお、以下説明する駆動方法は、メモリー１０４に記憶されている駆動プログラムが実行され、ＣＰＵ１０３が当該プログラムに沿って各部を制御することによって実現される。

ステップＳ１では、電源装置１００に起動指示がなされたため、目標電圧値の電圧αを出力するために、駆動周波数ｆ２で駆動を開始する。ここでは、メモリー１０４のデータテーブルに記憶されている係数の組のうち、駆動周波数ｆ２に対応した係数の組が選択され、その選択された係数の組が数式（３）に代入されて得られた制御式Ｃ２が用いられる。なお、制御式Ｃ２により位相補償された駆動周波数ｆ２の駆動パルスが、第２の駆動信号に相当する。
ステップＳ２では、検出回路２の検出電圧Ｖｏから出力電圧値を測定する。詳しくは、メモリー１０４に記憶されている検出電圧Ｖｏのデジタルデータと出力電圧値との相関関係を示したデータテーブルから該当する値を参照する。
ステップＳ３では、電圧αとステップＳ２で測定した出力電圧値との誤差（％）を算出し、当該誤差が１０％以下であるか判断する。なお、誤差（％）は、電圧αから出力電圧値を減算した値（偏差）を、電圧αを１００とした百分率で表したものであり、デジタルＩＣ１０１が演算部として機能して算出している。誤差が１０％以下であった場合（Ｓ３：Ｙｅｓ）には、ステップＳ４へ進む。誤差が１０％を超えていた場合（Ｓ３：Ｎｏ）には、ステップＳ１に戻る。
ステップＳ４では、駆動周波数を駆動周波数ｆ２よりも低い駆動周波数ｆ１に切り換えて駆動する。ここでは、メモリー１０４のデータテーブルに記憶されている係数の組のうち、駆動周波数ｆ１に対応した係数の組が選択され、その選択された係数の組が数式（３）に代入されて得られた制御式Ｃ１が用いられる。なお、制御式Ｃ１により位相補償された駆動周波数ｆ１の駆動パルスが、第１の駆動信号に相当する。

図６は、比較例の駆動方法による出力電圧の変化と、上述した駆動方法による出力電圧の変化とを時系列で比較したグラフである。横軸には経過時間（sec）を取り、縦軸には左側に出力電圧（Ｖ）、右側に誤差（％）を取っている。
まず、グラフ５１に示す比較例の駆動方法では、駆動周波数ｆ１の第１の駆動信号のみで駆動している。このため、電圧αに達するのがタイミングｔ１１より遅いタイミングｔ１２となっている。
これに対して、グラフ５２で示される本実施形態の駆動方法では、まず駆動周波数ｆ２の第２の駆動信号で起動し、誤差が１０％以下となった時点で、駆動周波数ｆ１の第１の駆動信号に切り替えている。換言すれば、誤差が１０％以下となったタイミングｔ１１において、第２の駆動信号から駆動周波数ｆ１の第１の駆動信号に切り替えている。なお、グラフ５３は誤差（％）の推移を示しており、タイミングｔ１１で誤差が１０％に達していることが示されている。

例えば、電源装置１００をレーザーやＬＥＤ（Light Emitting Diode）などの固体光源の電源として用いる場合、ＡＣ／ＤＣコンバーター５（図１）からの入力電圧を約１２Ｖ、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の出力電圧を約４Ｖに設定し、駆動周波数ｆ１を約２５０ＫＨｚ、駆動周波数ｆ２を約１ＭＨｚに設定する。
この場合、固体光源の定格にもよるが、タイミングｔ１１までに要する時間は、数十ｍｓから数秒の範囲内となる。
なお、上記においては、指標として誤差を用いた場合について説明したが、目標電圧値に対する出力電圧の偏差を用いても良い。この場合、ステップＳ３では、あらかじめ定めた所定の偏差と、演算して求めた現在の偏差とを比較する。この方法であっても、同様の駆動制御を行うことができる。
また、上記においては、駆動周波数の切り替えは、駆動周波数ｆ２から駆動周波数ｆ１への１段階のみであったが、複数段階行うことであっても良い。例えば、誤差が１５％、８％となったタイミングで、駆動周波数を２段階に下げるように制御しても良い。この方法によれば、よりきめ細かい制御を行うことができる。

上述した通り、本実施形態に係る電源装置１００、およびその駆動方法によれば、以下の効果を得ることができる。
メモリー１０４に制御式を記憶させ、複数の駆動周波数ごとに位相を補償するための専用の制御式を設定可能としたことによって、１つの駆動周波数専用のアナログ位相補償回路を備えていた従来の電源装置と異なり、駆動周波数を変えることができる。換言すれば、デジタルＩＣ１０１によって位相補償をデジタル化したことにより、駆動周波数を変えても、回路の発振を防止することができる。
従って、本実施形態に係る駆動方法によれば、回路を発振させることなく、駆動周波数を変更することができる。また、当該駆動方法を採用した電源装置１００を提供することができる。

図６に示すように、本実施形態の駆動方法によれば、起動するとともに、駆動周波数ｆ２の第２の駆動信号で駆動することによって、比較例で目標電圧値の電圧αに達するタイミングｔ１２よりも早いタイミングｔ１１において、電圧αを得ることができている。つまり、本実施形態の駆動方法は、比較例の駆動方法よりも追従性に優れている。
そして、タイミングｔ１１以降は、駆動周波数ｆ２の第２の駆動信号よりも、駆動周波数の低い駆動周波数ｆ１の第１の駆動信号で駆動する、換言すれば、第２の駆動信号よりも回路効率が良い第１の駆動信号で駆動する。よって、本実施形態の駆動方法では、タイミングｔ１１以降の回路効率は、比較例と同等である。
つまり、本実施形態の駆動方法によれば、起動時は駆動周波数の高い駆動信号で駆動することによって素早く目標電圧を得ることができるとともに、目標電圧に達した後は、駆動周波数の低い駆動信号に切り替えることによって回路効率を高めることができる。
従って、本実施形態の駆動方法によれば、追従性と回路効率とを両立させることができる。また、当該駆動方法を採用した電源装置１００を提供することができる。
また、上記実施形態に限定するものではなく、第１の駆動信号で駆動中に大きな負荷変動があった場合には、一定時間、再度第２の駆動信号に切り替えて駆動させても良い。つまり、負荷変動が大きいときには高い駆動周波数で駆動し、負荷変動が小さいときには低い駆動周波数で駆動することを駆動途中で切り換える駆動方法であれば良く、これらの方法であっても、追従性と回路効率とを両立させることができる。

（実施形態２）
図７は、実施形態２に係る電源装置の駆動方法の流れを示すフローチャートである。
ここでは、実施形態２に係る電源装置の駆動方法について説明する。
また、以下説明において、実施形態１での説明と同じ構成部位には同じ番号を附し、重複する説明は省略する。
実施形態２の電源装置は、実施形態１の電源装置１００（図１）と同一の構成であり、その駆動方法のみ実施形態１と異なる。
詳しくは、メモリー１０４に、実施形態１とは異なる駆動プログラム、および付随する制御式などが記憶されており、当該駆動プログラムにより、駆動周波数を３段階に切り換える制御を行う。また、メモリー１０４に、実施形態１および実施形態１の駆動プログラムを含む複数の駆動プログラムを記憶させておき、その中から選択することであっても良い。

まず、本実施形態では、前述の第１の駆動信号、第２の駆動信号に加えて、第３の駆動信号が用いられる。第３の駆動信号の駆動周波数は、駆動周波数ｆ２よりも高い駆動周波数ｆ３となっている。つまり、第１の駆動信号、第２の駆動信号、第３の駆動信号の順に駆動周波数が高く設定されている。
ステップＳ１１では、電源装置１００に起動指示がなされたため、目標電圧値の電圧αを出力するために、駆動周波数ｆ３で駆動を開始する。また、駆動時間積算部としてのＣＰＵ１０３では、起動指示（コマンド）をトリガにして、経過時間のカウント（計時）を始める。ここでは、メモリー１０４のデータテーブルに記憶されている係数の組のうち、駆動周波数ｆ３に対応した係数の組が選択され、その選択された係数の組が数式（３）に代入されて得られた制御式Ｃ３が用いられる。なお、制御式Ｃ３により位相補償された駆動周波数ｆ３の駆動パルスが、第３の駆動信号に相当する。
ステップＳ１２では、タイミングｔ２１を経過したか判断する。タイミングｔ２１を経過した場合（Ｓ１２：Ｙｅｓ）は、ステップＳ１３へ進む。タイミングｔ２１に満たない場合（Ｓ１２：Ｎｏ）は、ステップＳ１１へ戻る。
ステップＳ１３では、第３の駆動信号を第２の駆動信号に切り替えて駆動する。
ステップＳ１４では、タイミングｔ２２を経過したか判断する。タイミングｔ２２を経過した場合（Ｓ１４：Ｙｅｓ）は、ステップＳ１５へ進む。タイミングｔ２２に満たない場合（Ｓ１４：Ｎｏ）は、ステップＳ１３へ戻る。
ステップＳ１５では、第２の駆動信号を第１の駆動信号に切り替えて駆動する。

なお、タイミングｔ２１，ｔ２２は、あらかじめ駆動プログラムの定数としてメモリー１０４に記憶されている。これらのタイミングは、実験結果から導出されたもので、追従性および回路効率が最適となる時間が設定されている。
電源装置１００をレーザーやＬＥＤなどの固体光源の電源として用いる場合、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバーター５（図１）からの入力電圧を約１２Ｖとしたときに、ＤＣ／ＤＣコンバーター１の出力電圧は、約４Ｖに設定される。
この場合、固体光源の定格にもよるがタイミングｔ２１は、起動後、数十ｍｓから数秒に設定され、タイミングｔ２２は、タイミングｔ２１から数秒後に設定される。

図８は、本実施形態の駆動方法による出力電圧の変化を時系列で示したグラフであり、図６に対応している。なお、縦軸の右側には、回路効率を取っている。
グラフ７１に示すように、駆動開始からタイミングｔ２１までの駆動周波数ｆ３で駆動する間の応答速度は非常に速い。この期間での回路効率は、効率η１である。
駆動周波数ｆ２で駆動するタイミングｔ２１からｔ２２までの間は、タイミングｔ２１までの期間に比べて偏差が少ないため、駆動周波数ｆ３よりも低い駆動周波数であっても、出力電圧は素早く電圧αとなり安定する。この期間での回路効率は、効率η２である。
タイミングｔ２２以降は、安定した電圧αを維持できれば良いため、駆動周波数ｆ２よりも低い駆動周波数ｆ１で駆動する。この期間での回路効率は、効率η３である。
なお、回路効率は、効率η１、効率η２、効率η３の順に高くなる。

上述した通り、本実施形態に係る電源装置、およびその駆動方法によれば、実施形態１の効果に加えて、以下の効果を得ることができる。
本実施形態の駆動方法によれば、積算駆動時間に応じて３段階に駆動周波数を変化させることにより、グラフ７１に示すように、タイミングｔ２１までは駆動周波数ｆ３で駆動することによって、負荷追従性を高めることができる。
さらに、負荷変動の大きさ、換言すれば、偏差の大きさに応じて、駆動周波数ｆ２，ｆ１を順次選択して駆動するため、タイミングｔ２２以降は、回路効率が最大となる低周波数で駆動することができる。
従って、負荷追従性と回路効率との両立性を向上した駆動方法を提供することができる。また、当該駆動方法を採用した電源装置１００を提供することができる。

（第１の光源装置）
図９は、実施形態１の電源装置を搭載した第１の光源装置の概略ブロック図である。
ここでは、実施形態１の電源装置１００を搭載したレーザー光源装置である光源装置１０００について説明する。なお、駆動方法については、実施形態１，２いずれの駆動方法を行うことであっても良い。また、以下説明において、上記各実施形態における説明と同じ構成部位には同じ番号を附し、重複する説明は省略する。

第１の光源装置としての光源装置１０００は、電源装置１１０、固体光源１００１などから構成されている。
電源装置１１０は、実施形態１の電源装置１００の構成を変形させたもので、１つのＡＣ／ＤＣ回路５と、１つのデジタルＩＣ１０１と、３つのＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒ，１Ｇ，１Ｂ、３つの検出回路２Ｒ，２Ｇ，２Ｂ、３つのゲートドライバー１０６Ｒ，１０６Ｇ，１０６Ｂなどから構成されている。つまり、１つのデジタルＩＣ１０１によって、３つのＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒ，１Ｇ，１Ｂの駆動を制御する構成となっている。
固体光源１００１は、赤色光Ｌｒを出射する赤色光源１００１Ｒと、緑色光Ｌｇを出射する緑色光源１００１Ｇと、青色光Ｌｂを出射する青色光源１００１Ｂとから構成されている。固体光源１００１の種類としては、レーザー、ＬＥＤなどを用いることができる。

電源装置１１０と固体光源１００１との接続は、各ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒ，１Ｇ，１Ｂと、各色光源１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂとがそれぞれ対応して接続される。詳しくは、ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒの負荷として赤色光源１００１Ｒが接続され、ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｇの負荷として緑色光源１００１Ｇが接続され、ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｂの負荷として青色光源１００１Ｂが接続されている。
デジタルＩＣ１０１は、各色光源１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂが必要とする電圧を供給するために、各検出回路２Ｒ，２Ｇ，２Ｂからの検出電圧を反映させた駆動信号を生成して、各ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒ，１Ｇ，１ＢをＰＷＭ駆動制御する。

上述した通り、本実施形態に係る光源装置１０００によれば、以下の効果を得ることができる。
光源装置１０００は、追従性と回路効率とを両立させることが可能な電源装置１１０を備えていることから、各色光源１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂを素早く所期の明るさに点灯させることができるとともに、点灯後の回路効率も高めることができる。換言すれば、起動時には、追従性が速いため各色光源１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂを高速に点灯させることができる。また、安定駆動時には、回路効率が良い状態で点灯駆動することができる。
従って、光源装置１０００によれば、点灯起動時における追従性と、点灯後の回路効率とを両立させることができる。

（第２の光源装置）
図１０は、実施形態１の電源装置を搭載した第２の光源装置の概略ブロック図である。
ここでは、実施形態１の電源装置１００を搭載したレーザー光源装置である光源装置１１００について説明する。なお、駆動方法については、実施形態１，２いずれの駆動方法を行うことであっても良い。また、以下説明において、上記各実施形態における説明と同じ構成部位には同じ番号を附し、重複する説明は省略する。
第２の光源装置としての光源装置１１００は、光源をオープンループにより制御していた第１の光源装置１０００と異なり、光源をフィードバック制御に相当するＡＰＣ（Automatic power control）により制御する。換言すれば、光源装置１１００は、第１の光源装置１０００（図９）における検出回路２の代わりに、各色光源が出射する光量を検出して、検出した光量を用いてフィードバック制御を行う点が第１の光源装置１０００と異なる。

光源装置１１００は、電源装置１１１、固体光源１００１、光量検出部１２００などから構成されている。
電源装置１１１は、電源装置１１０（図９）から検出回路２を省略した構成となっている。その代わりに、光量検出部１２００には、各色光源が出射する各色光の一部を反射するハーフミラー１２０１Ｒ，１２０１Ｇ，１２０１Ｂ、およびハーフミラーが反射した各色光の光量を検出する検出回路１２０２Ｒ，１２０２Ｇ，１２０２Ｂを備えている。
例えば、赤色光源１００１Ｒから出射した赤色光は、その一部がハーフミラー１２０１Ｒによって反射され、検出回路１２０２ＲのフォトダイオードＰＤに入射する。フォトダイオードＰＤは、入射した赤色光の光量を電流値として検出し、変換部Ｉ／Ｖに入力する。変換部Ｉ／Ｖは、フォトダイオードＰＤが検出した電流値を電圧値に変換し、デジタルＩＣ１０１のＡＤコンバーター１０２（図１）に入力する。
デジタルＩＣ１０１は、検出回路１２０２Ｒの変換部Ｉ／Ｖから出力される検出信号に基づいて、ＤＣ／ＤＣコントローラ１Ｒをフィードバック制御して、赤色光源１００１Ｒの光量を制御する。この制御は、ＡＰＣ（自動光出力）制御と呼ばれるものである。

また、同様な制御により、緑色光源１００１Ｇ、青色光源１００１ＢもＡＰＣ制御を行うことで、光量一定の映像を視聴者に提供できる。詳しくは、緑色光源１００１Ｇから出射した緑色光、および青色光源１００１Ｂから出射した青色光についても、その一部の光が各色光用の検出回路１２０２Ｇ，１２０２Ｂに入射し、緑色光、または青色光の光量を示す電圧値に変換されてデジタルＩＣ１０１のＡＤコンバーター１０２に入力される。
なお、上記説明においては、電源装置から検出回路２を省略した構成を前提としていたが、光量検出部１２００に加えて、さらに検出回路２も備えた構成であっても良い。この構成の場合、双方からの検出信号を平均した検出データに基づいてフィードバック制御しても良い。または、双方からの検出信号に重み付けをして、加重平均した検出データに基づいてフィードバック制御しても良い。
これらの方法によれば、２つの検出データに基づき、よりフィードバック制御の信頼性を高めることができる。

上述した通り、本実施形態に係る光源装置１１００によれば、第１の光源装置における効果に加えて、以下の効果を得ることができる。
各色光源が出射する光量を検出して、検出した光量を用いてＡＰＣ制御を行う光源装置１１００を提供することができる。
また、光源装置１１００によれば、点灯起動時における追従性と、点灯後の回路効率とを両立させることができる。

（電子機器）
図１１は、上述した光源装置を光源として用いたプロジェクターの概略構成図である。
ここでは、上述した実施形態に係る光源装置１０００，１１００のいずれかを用いた電子機器としてのプロジェクターについて説明する。
また、以下の説明において、上記各実施形態における説明と同じ構成部位には同じ番号を附し、重複する説明は省略する。

プロジェクター５００は、上述した実施形態の光源装置１０００，１１００のいずれかを光源として備えている。なお、以下の説明においては、光源装置１０００を用いて説明するが、光源装置１１００に置き換えても良い。
プロジェクター５００は、光源装置１０００から出射された各色光Ｌｒ，Ｌｇ，Ｌｂを、ライトバルブ駆動回路２００から送られてきた画像信号に応じてそれぞれ変調する液晶ライトバルブ（光変調部）５０４Ｒ，５０４Ｇ，５０４Ｂと、液晶ライトバルブ５０４Ｒ，５０４Ｇ，５０４Ｂから射出された変調光を合成して投写レンズ５０７に導くクロスダイクロイックプリズム５０６と、液晶ライトバルブ５０４Ｒ，５０４Ｇ，５０４Ｂによって形成された像を拡大してスクリーン５１０に投写する投写レンズ５０７とを備えている。

さらに、プロジェクター５００は、光源装置１０００から射出された各色光Ｌｒ，Ｌｇ，Ｌｂの照度分布を均一化させるため、光路下流側に、均一化光学系５０２Ｒ，５０２Ｇ，５０２Ｂを設けており、これらによって照度分布が均一化された光によって、液晶ライトバルブ５０４Ｒ，５０４Ｇ，５０４Ｂを照明している。例えば、均一化光学系５０２Ｒ，５０２Ｇ、５０２Ｂは、ホログラムやフィールドレンズによって構成される。

各液晶ライトバルブ５０４Ｒ，５０４Ｇ，５０４Ｂによって変調された３つの色光は、クロスダイクロイックプリズム５０６に入射する。このプリズムは４つの直角プリズムを貼り合わせて形成され、その内面に赤色光を反射する誘電体多層膜と青色光を反射する誘電体多層膜とが十字状に配置されている。これらの誘電体多層膜によって３つの色光が合成され、カラー画像を表す光が形成される。そして、合成された光は投写光学系である投写レンズ５０７によりスクリーン５１０上に投写され、拡大された画像が表示される。

上述した通り、本実施形態に係るプロジェクター５００によれば、以下の効果を得ることができる。
プロジェクター５００は、上述した光源装置１０００，１１００のいずれかを光源として備えている。よって、所期の明るさの各色光Ｌｒ，Ｌｇ，Ｌｂを素早く得ることができるため、起動後、速やかに画像を投写することができる。また、点灯後の回路効率を高めることができるため、消費電力を抑制することができる。
従って、起動後の素早い画像投写と低消費電力とを両立したプロジェクター５００を提供することができる。

なお、本発明は上述した実施形態に限定されず、上述した実施形態に種々の変更や改良などを加えることが可能である。変形例を以下に述べる。

（変形例）
図９を用いて説明する。
上記実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバーター１Ｒ，１Ｇ，１Ｂと各色光源１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂとが１対１の対応になるように記述してきたが、１つのＤＣ／ＤＣコンバーターによって、３つの光源を駆動する構成であっても良い。詳しくは、１つのＤＣ／ＤＣコンバーターの負荷として、３つの光源を並列に接続し、各光源を１つずつ選択するためのスイッチを追加する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバーターは、３つの光源に時分割で駆動信号を供給することによって、３つの光源を点灯駆動する。
この構成によれば、１つのＤＣ／ＤＣコンバーターによって３つの光源を点灯駆動することができる。よって、構成がシンプルな光源装置を提供することができる。

１，１Ｒ，１Ｇ，１Ｂ…チョッパ回路としてのＤＣ／ＤＣコンバーター、２，２Ｒ，２Ｇ，２Ｂ…検出回路、５…直流電源としてのＡＣ／ＤＣ回路、６，７…スイッチング素子としてのＦＥＴ、１０…負荷、１００，１１０…電源装置、１０１…デジタルシグナルプロセッサーとしてのデジタルＩＣ、１０６…ゲートドライバー、５００…電子機器としてのプロジェクター、１０００，１１００…光源装置、１００１Ｒ，１００１Ｇ，１００１Ｂ…固体光源、１２００…光量検出部。

Claims (7)

1. 直流電源と、
   前記直流電源からの出力電圧が入力されるチョッパ回路と、
   前記チョッパ回路からの出力電圧値を検出する検出回路と、
   前記チョッパ回路を駆動するための駆動信号を生成するデジタルシグナルプロセッサーと、
   を少なくとも備え、
   前記デジタルシグナルプロセッサーは、
   目標電圧値と、前記駆動信号を生成するための制御式と、複数の係数の組と、を記憶した記憶部と、
   前記目標電圧値に対する前記出力電圧値の偏差を演算する演算部と、
   を少なくとも有し、
   前記複数の係数の組の各々は、互いに異なる周波数に対応し、
   前記デジタルシグナルプロセッサーは、前記駆動信号の駆動周波数を前記偏差に応じて決定し、さらに、前記複数の係数の組のうち前記駆動周波数に対応した係数の組を前記制御式に入力して前記駆動信号を生成することを特徴とする電源装置。
2. 前記チョッパ回路は、前記偏差が所定の値よりも大きい場合には、第１の駆動周波数の前記駆動信号によって駆動され、
   前記偏差が前記所定の値以下になった場合には、前記第１の駆動周波数よりも低い第２の駆動周波数の前記駆動信号によって駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記直流電源の作動開始時点からの経過時間をカウントする駆動時間積算部をさらに備え、
   前記チョッパ回路は、前記作動開始時点より第１の駆動周波数の前記駆動信号によって駆動され、
   前記経過時間が所定の時間を経過した後は、前記第１の駆動周波数よりも低い第２の駆動周波数の前記駆動信号によって駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の電源装置と、
   光を射出する固体光源とを備え、
   前記電源装置により前記固体光源の点灯および消灯を制御することを特徴とする光源装置。
5. 前記固体光源が出射する光の光量を電流値として検出する光量検出部と、
   前記光量を表す前記電流値を出力電圧値に相当する電圧値に変換する変換部と、をさらに備え、
   前記演算部は、前記変換された前記電圧値を用いて前記偏差を演算することを特徴とする請求項４に記載の光源装置。
6. 請求項４または５に記載の光源装置と、
   前記光源装置が出射した光を画像信号に応じた変調光に変調する光変調部と、を備えたことを特徴とする電子機器。
7. 直流電源からの出力電圧が入力されるチョッパ回路と、前記チョッパ回路からの出力電圧値を検出する検出回路と、前記チョッパ回路を駆動するための駆動信号を生成するデジタルシグナルプロセッサーと、を少なくとも備えた電源装置の駆動方法であって、
   前記デジタルシグナルプロセッサーは、目標電圧値と、前記駆動信号を生成するための制御式と、互いに異なる駆動周波数に対応した複数の係数の組とを記憶した記憶部を有してなり、
   （ａ）前記出力電圧値を検出して、前記目標電圧値に対する前記出力電圧値の偏差を演算する工程と、
   （ｂ）前記偏差と、あらかじめ定められた所定の偏差とを比較する工程と、
   （ｃ）前記偏差が前記所定の偏差以下であった場合には、前記駆動信号を、現在の駆動信号の駆動周波数よりも低い駆動周波数の駆動信号に切り替える工程と、を含むことを特徴とする電源装置の駆動方法。

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