JP2006288196A - パルス波形の電源を制御するための回路および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス波形電源において、制御振動を決して増幅することなく、制御速度を上昇させ、バックインダクタ電流がゼロにならないいわゆる「連続モード」に対しても、バックインダクタ電流が途中でゼロになるいわゆる「断続モード」にも適している、パルス波形の電源を制御するための回路を提供することである。
【解決手段】電子的スイッチに対して制御信号の時間積分を形成し、重みづけされた被制御変数より該時間積分が大きい場合、オン時間を終了する回路によって解決される。
【選択図】図１

Description

本発明は、パルス波形の電源を制御するための回路に関する。本発明はまた、パルス波形の電源を制御するための方法にも関する。

パルス波形の電源は、一般的に周知である。このような電源は、供給される電気エネルギーを負荷の要件に整合するために使用される。このことはたとえば、電圧レベルの整合、または制御電圧源または制御電流源の供給である。パルス波形の電源は基本的に、少なくとも１つの電子的スイッチと、インダクタおよびキャパシタ等のエネルギー蓄積部とを有する。

通常の用途では、いわゆるバックコンバータが使用される。これは、他の変換器の代表格として、本発明を説明するための基本的なものとして使用する。バックコンバータは通常、給電源の電圧より低い電圧を有する電圧源を供給するために使用される。またバックコンバータは、一定の電流または一定の電力を必要とする負荷を電圧源から動作させる場合にも使用される。このことは放電ランプに当てはまる。とりわけ、高圧放電ランプは通常、バックコンバータによって給電される。

バックコンバータは、オン時間の持続時間にわたってスイッチオンまたは閉成されオフ時間の持続時間にわたってスイッチオフまたは開放される電子的スイッチを有する。オン時間中は、エネルギーは給電源からバックインダクタへ流れる。オフ時間中は、バックインダクタに蓄積されたエネルギーが負荷へ流れる。オン時間とオフ時間との比が、いわゆるデューティサイクルを定義する。このデューティサイクルによって、エネルギーの流れひいては負荷電圧または負荷電流が制御される。したがって、パルス波形の電源を制御するために、このケースではバックコンバータを制御するために、次のような回路を設ける必要がある。すなわち、電子的スイッチをスイッチオンするための制御信号を形成し、制御変数に依存するデューティサイクルを制御する回路を設ける必要がある。

このような制御回路の典型的な要件は、制御速度を可能な限り高くして、負荷における変化が被制御出力変数に影響を与えることがないようにすることである。被制御出力変数が所望の時間的なプロフィールを可能な限りフォールトフリーで追従するためのものである場合にも、可能な限り高い制御速度が必要である。このことはとりわけ、投影アプリケーションにおいて高圧放電ランプの電流プロフィールに当てはまる。このようなアプリケーションでは、制御振動が可能な限り低くなければならない。

従来技術から、パルス波形の電源を制御するための次のような回路が公知である。すなわち、いわゆる「平均電流モード」で動作する回路が公知である。電子的スイッチに対する制御信号はこの場合、鋸歯波形のジェネレータの鋸歯波形の電圧と制御変数に依存する閾値とを比較するコンパレータによって形成される。この閾値は、積分差動アンプによって供給され、これによって、バックインダクタを流れる電流が検出される。所望の電流値を基準値として、この差動アンプに入力することができる。その際にはパルス波形の電源は、たとえば放電ランプに対する電流源として機能する。パルス波形電源の出力電圧を基準値として、差動アンプに入力することもできる。この場合、パルス波形電源は電圧源として機能する。

パルス波形電源を制御するための上記の従来技術による回路は、次の欠点を有する：
・制御速度を所望のように上昇させることができない。というのも、制御速度を上昇させると、制御の安定性が保証されなくなるからである。たとえば、いわゆる閉ループゲインを増大させることによって制御速度が上昇することは、従来技術では常に安定性に対して不利であり、制御振動を上昇させることに繋がる。

・閾値に達すると、電子的スイッチは直ちに動作せず、ある程度の遅延後にしか動作しない。この遅延は、不可避の応答時間に起因する。この遅延中に発生するバックインダクタ電流の変化は、該バックインダクタ電流の変化の傾きに依存する。このことは、エネルギー供給源の電圧に依存する。エネルギー供給源の電圧が異なると、バックインダクタ電流のピーク値が異なる。従来技術では、エネルギー供給源の電圧が変化すると原則的に、被制御変数の変化に繋がる。換言すると、エネルギー供給源の電圧の変化を完全に補償することはできない。また、より良好な補償を行うと、必ず安定性の低下に繋がる。

本発明の課題は、従来技術における上記の欠点を回避するパルス波形の電源を制御するための回路を提供すること、すなわち、本発明において制御振動を決して増幅することなく、制御速度を上昇させることである。

また、本発明の別の側面では、マイクロコントローラまたはデジタル論理ユニットを有利に活用できるようにする、パルス波形の電源を制御するための回路を提供しなければならない。

さらに本発明の別の側面では、バックインダクタ電流がゼロにならないいわゆる「連続モード」に対しても、バックインダクタ電流が途中でゼロになるいわゆる「断続モード」にも適している、パルス波形の電源を制御するための回路を提供しなければならない。

前記課題は本発明によれば、次のような回路によって解決される。すなわち、電子的スイッチに対して制御信号の時間積分を形成し、重みづけされた被制御変数より該時間積分が大きい場合、オン時間を終了する回路によって解決される。

本発明の回路によって、有利には、鋸歯波形のジェネレータを省略することができる。その代わり、鋸歯波形または三角波形の電圧は、制御信号の積分によって得られる。従来技術では、鋸歯波形のジェネレータはバックインダクタ電流の時間的プロフィールに依存せずに動作していた。本発明による回路では、制御信号の積分によって形成される鋸歯波形または三角波形の電圧は、バックインダクタ電流が上昇を開始する時点で精確に、上昇を開始する。このようにして、鋸歯波形または三角波形の電圧はバックインダクタ電流と同期される。本発明による同期は、上記の解決手段に相応して、制御信号によってトリガされる従来技術の鋸歯波形のジェネレータによって行うこともできる。

本発明による同期は、閉ループゲインの増大ひいては制御振動の増大を伴うことなく、制御速度の上昇を実現する。

制御信号の時間積分が、重みづけされた被制御変数を上回る場合、オン時間は終了してオフ時間が開始し、電子的スイッチがスイッチオフされる。オフ時間の期間は有利には、２つの装置によって決定され、第１にオフタイマによって、第２に、インダクタを流れる電流のゼロを検出する検出器によって決定される。この検出器は、たとえばバックインダクタである。これら２つの装置は個別に使用されるか、または組み合わせて使用される。

オフタイマはとりわけ、「連続的モード」に適している。電子的スイッチがスイッチオフされた後にインダクタを流れる電流が低減される時間は、オフタイマによって制限される。オフタイマは制御ユニットの一部であり、有利にはマイクロコントローラによって構成される。オン時間が終了されると直ちに、コントロールユニットはオフタイマを開始する。マイクロコントローラにより、オフタイマによって入力される最大オフ時間がフレキシブルにプログラミングされ、動作の途中で変更することができる。

検出器は、とりわけ「断続的モード」に適している。この検出器によってオフ時間は自動的にセットされ、たとえばバックインダクタ電流であるインダクタ電流がゼロになった場合、制御ユニットは電子的ユニットを再びスイッチオンする。検出器は必ずしも、電流が「ゼロ」であることを精確に検出する必要はなく、動作時間の補償を行う目的で、「ゼロ」を上回る電流または「ゼロ」を下回る電流でも応答することもできる。

本回路が検出器およびオフタイマの双方を有する場合、パルス波形の電源は「断続的モード」でも「連続的モード」でも機能する。インダクタ電流がゼロに達する前に最大オフ時間が経過した場合、パルス波形電源は「連続的モード」で動作する。最大オフ時間が経過する前にインダクタ電流がゼロになる場合、パルス波形電源は「断続的モード」で動作する。マイクロコントローラは動作中でも、最大オフ時間がオフタイマによって調節されることによって、これらのモードの間で切り替えられる。このことは、本願で開示された回路の構造により、ハードウェアでもソフトウェアでも少ない手間で実現することができる。

上記の説明によれば、オン時間は制御ユニットによって制限され、制御ユニットが制御信号を介して、重みづけされた被制御変数を該制御信号の時間積分が超えると、電子的スイッチをスイッチオフすることにより制限される。重みづけされた被制御変数を該制御信号の時間積分が超えるまで待機するのは有利ではなく、オン時間を早期に中断するのが有利であるケースもある。このことはたとえば、パルス波形電源の固有振動周波数が望ましいか、またはインダクタ電流が上の方に制限されるようになっている場合に必要である。このことを達成するために有利なのは、次のようなオンタイマである。すなわち、オン時間の開始時に開始し、オンタイマによって設定された最大オン時間が経過したときにオン時間を中断するオンタイマである。オフタイマと同様に、オンタイマは有利には、マイクロコントローラによって実現される。したがって、最大オン時間をフレキシブルにプログラミングし、動作中に変更することもできる。

制御信号の時間積分と比較するために使用される重みづけされた被制御変数は、基本的に次のような信号である。すなわち、インダクタ電流に比例し、制御アンプによって増幅された信号である。この制御アンプは、差動アンプの形態で構成される。差動アンプは、フィードバックを介して積分成分を受け取り、実際の可変の「インダクタ電流」と所望の変数との間の差を形成する。マイクロコントローラは有利には、所望の変数の値を設定する。この場合、所望の変数をマイクロコントローラで、パルス電源の出力変数に依存して計算することができる。このことにより、たとえば、高圧放電ランプの動作中に必要とされるように、電力制御を実施することができる。本願で開示された回路構成により、機能をマイクロコントローラとアナログ構成要素との間で経済的に割り当てることができる。速度においてクリティカルな機能を果たす差動アンプおよびコンパレータは、アナログ回路で実現される。計算上複雑な機能と、フレキシブルにプログラミングされる機能は、マイクロコントローラによって引き継がれる。この機能には、タイマ機能および所望の値の計算が含まれる。また、マイクロコントローラの代わりにデジタル論理回路を使用することもできる。たとえば、いわゆるゲートアレイまたはＦＰＧＡを使用することができる。

ソフトウェアをマイクロコントローラで使用することにより、電子的スイッチ（Ｓ１）を有するパルス波形電源を制御するための本発明による方法が実現される。この方法は、以下のステップを特徴とする：
・最大オン時間をオンタイマで設定するステップ
・最大オフ時間をオフタイマで設定するステップ
・電子的スイッチ（Ｓ１）を制御信号によってスイッチオンし、オンタイマを開始するステップ
・制御信号の時間積分を供給するステップ
・重みづけされた被制御変数を供給するステップ
・制御信号の時間積分と重みづけされた被制御変数との間の差から差分変数を形成して供給するステップ
・差分変数が閾値に到達した場合、たとえばゼロに到達した場合、オンタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオフし、オフタイマを開始するステップ
・オンタイマが最大オン時間に到達した場合、オンタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオフし、オフタイマを開始するステップ
・オフタイマが最大オフ時間に到達した場合、オフタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオンし、オンタイマを開始するステップ
本方法は、パルス波形電源がインダクタ（Ｌ１）を有し、該インダクタ（Ｌ１）を流れる電流が降下して所定の限界値を下回る場合、たとえばゼロを下回る場合、オフタイマをリセットし、電子的スイッチ（Ｓ１）をスイッチオンし、オンタイマを開始する構成を特徴とする。

実施例を使用し、図面を参照して、本発明を詳細に説明する。

以下の記載では、抵抗器をＲの文字で示し、スイッチをＳの文字で示し、ダイオードをＤの文字で示し、キャパシタをＣの文字で示し、ノードをＮの文字で示し、接続部をＪの文字で示し、インダクタをＬの文字で示す。いずれの場合にも、文字の後に数字が続く。

図１に、本発明による回路の実施例が示されている。この回路は、バックコンバータを有する。エネルギー供給源が、接続端子Ｊ１およびＪ２に接続される。このエネルギー供給源は、たとえばいわゆる「力率制御」段である。

バックコンバータは負荷に対して、制御された電圧、または制御された電流、または制御された電力をＪ３およびＪ４で、マイクロコントローラｕＣのプログラミングに依存して供給する。たとえば負荷は、放電ランプである。

公知のように構成されたバックコンバータは、電子的スイッチＳ１、ダイオードＤ１、バックインダクタＬ１および蓄積キャパシタＣ１を有する。

Ｓ１およびＬ１は直列回路として、Ｊ１とＪ３との間にノードＮ１を介して接続されている。Ｓ１は、図１ではＭＯＳＦＥＴの形態で構成される。ＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタ等の別の電子的スイッチを使用することもできる。Ｊ２はアース電位Ｍに接続され、ダイオードＤ１はＮ１とアース電位Ｍとの間に接続され、蓄積キャパシタＣ１はＪ３とＪ４との間に接続される。測定抵抗器Ｒ１がアース電位ＭとＪ４との間に接続され、Ｊ４で、アースに関連する信号が取り出される。このアースに関連する信号は、Ｌ１を流れるインダクタ電流に比例する。

この信号は、制御アンプＣＣＬの反転入力側に入力される。前記制御アンプＣＣＬは差動アンプＡｍｐを有し、この差動アンプＡｍｐの出力端は、キャパシタＣ４および抵抗器Ｒ５を有する直列回路を介して差動アンプＡｍｐの反転入力側に接続されている。差動アンプＡｍｐの反転入力側は、抵抗器Ｒ６を介して制御アンプＣＣＬの反転入力側に接続されている。差動アンプＡｍｐの非反転入力側は、制御アンプＣＣＬの非反転入力側を形成し、制御ユニットＳＥ内のマイクロコントローラｕＣの出力端ＳＧに接続されている。Ｃ４，Ｒ５を介して行われる負帰還により、制御アンプＣＣＬは、測定抵抗器Ｒ１によって形成される被測定電流信号に対する積分アンプとして動作する。それと同時に、マイクロコントローラｕＣは出力端ＳＧを介して所望の変数を設定し、該所望の変数は制御アンプＣＣＬの出力に、加算的に重ねられる。制御アンプＣＣＬの出力端は、コンパレータＣｏｍｐの非反転入力端に接続されている。

マイクロコントローラｕＣは、電子的スイッチＳ１を制御するために制御信号を出力端ＧＡＴＥで形成する。この制御信号は、駆動アンプＧＤを介してＳ１のゲート接続部へ供給される。制御信号は、抵抗器Ｒ３を介してコンパレータＣｏｍｐの反転入力端に接続されている。該コンパレータＣｏｍｐは、抵抗器Ｒ４およびキャパシタＣ３を有する並列回路を介してアース電位Ｍに接続されている。コンパレータＣｏｍｐの出力端は、マイクロコントローラｕＣの入力端ＳＴ ＯＮに接続されており、コンパレータＣｏｍｐ，Ｒ３，Ｒ４およびＣ３はデューティサイクルコントローラＤＣＬを構成する。

マイクロコントローラｕＣは別の入力端ＳＴ ＯＦＦを有し、この入力端ＳＴ ＯＦＦは検出器Ｄｅｔを介してノードＮ１に接続されている。検出器Ｄｅｔは、キャパシタＣ２および抵抗器Ｒ２を有する直列回路を備えている。

マイクロコントローラｕＣはさらに別の入力端ＶＳを有し、この別の入力端ＶＳは出力端子Ｊ３に結合されている。

図１に示された実施例がどのように機能するかを、以下で説明する。

マイクロコントローラｕＣは電子的スイッチＳ１を、オン時間の開始時に出力端ＧＡＴＥを介してスイッチオンする。それと同時に、マイクロコントローラｕＣは内部のオンタイマを開始する。このオンタイマには、最大オン時間が記憶されている。入力端ＳＴ ＯＮがイナクティブ状態にとどまる場合、最大オン時間に到達する。マイクロコントローラｕＣはＳ１をスイッチオフし、内部のオフタイマを始動する。このオフタイマに、最大オフ時間が記憶されている。入力端ＳＴ ＯＦＦがイナクティブ状態にとどまる場合、最大オフ時間に到達し、マイクロコントローラｕＣはスイッチＳ１を再びスイッチオンし、上記のサイクルが新たに開始する。最大オン時間および最大オフ時間はマイクロコントローラのソフトウェアによって設定され、入力端ＶＳで測定されるパルス波形電源の出力電圧に依存して選択することができる。このようにして、制御される電圧源は実現され、この場合、パルス波形電源はいわゆる「電流モード」で動作しない。

上記のサイクルがこのように実施されるのは、マイクロコントローラが、デューティサイクルコントローラＤＣＬまたは検出器Ｄｅｔがアクティブになる前に満了するように、短い最大オン時間および最大オフ時間をセットするときだけである。

最大オン時間が比較的長い場合、以下のことが行われる：
制御信号がキャパシタＣ３で時間的に積分され、Ｃ３に発生する電圧が線形に上昇する。この電圧が、制御アンプＣＣＬによって形成された電圧を上回ると直ちに、デューティサイクルコントローラＤＣＬはマイクロコントローラの入力端ＳＴ ＯＮで信号を供給する。これに基づいて、マイクロコントローラはオン時間を中断し、Ｓ１をスイッチオフし、オフタイマを開始する。制御アンプの出力はインダクタ電流に依存するので、インダクタ電流はＳ１がスイッチオフされる時点を決定する。このようにして「電流モード」が実施される。

この実施例では、Ｃ３に発生する電圧はオン時間中に上昇し、制御アンプＣＣＬの出力端に発生する電圧は低減される。この電圧が低減するのは、インダクタ電流が上昇して、制御アンプＣＣＬはインダクタ電流に対して反転的に動作するからである。また、制御アンプＣＣ１がインダクタ電流に対して非反転的に動作することもできる。しかしこの場合、反転された制御信号を積分して、コンパレータで制御アンプＣＣＬの出力と比較する必要がある。これら比較対象の信号の傾きが、逆の数学的符号を有することは、クリティカルでしかない。

この実施例では、制御アンプＣＣＬの出力端はコンパレータＣｏｍｐの非反転入力端に接続されており、積分キャパシタＣ３は電圧を反転入力端へ供給する。Ｃ３に発生する電圧が制御アンプＣＣＬの出力電圧を上回ると直ちに、コンパレータＣｏｍｐの出力端で負のエッジが形成される。マイクロコントローラは、この負のエッジをデューティサイクルコントローラＤＣＬのアクティブ信号として識別するように構成されている。同様に、コンパレータＣｏｍｐの入力端を交代することができる。この場合、マイクロコントローラは正のエッジに対して応答する必要がある。

この実施例では、マイクロコントローラは所望の信号を、制御アンプの非反転入力端で供給する。この所望の信号が上昇すると、制御アンプＣＣＬの出力信号は上昇される。このことに必要とされる時間は、積分キャパシタＣ３に発生する電圧が制御アンプＣＣＬの出力のレベルに到達するまで、長くなる。それゆえ、オン時間は延長され、電子的スイッチＳ１はさらに長い時間にわたってスイッチオン状態にとどまり、その結果として、インダクタＬ１を流れる最大電流は上昇する。このようにして出力電流は設定されるか、または出力電流の所望の時間的プロフィールが得られる。

インダクタＬ１を流れる電流がゼロになった場合、寄生的な振動がノードＮ１に、短期間の時間に発生する。この寄生的な振動は、マイクロコントローラｕＣの入力端ＳＴ ＯＦＦへ伝達され、その前に検出器Ｄｅｔによってフィルタリングされる。マイクロコントローラｕＣはこの入力をテストして極性反転を行い、インダクタ電流がゼロになる時点を識別する。この機能は、インダクタ電流を一定に測定することによっても実施できる。しかし、このことを等しい速度で行うのは比較的複雑である。入力端ＳＴ ＯＦＦを流れる電流がゼロであることをマイクロコントローラが検出すると直ちに、マイクロコントローラはオフ時間を終了し、Ｓ１をスイッチオンし、オンタイマを開始する。インダクタ電流はゼロまで低減されるので、パルス波形電源はこの場合、「断続的モード」で動作する。

インダクタ電流がゼロまで低減される前に最大オフ時間が経過すると、パルス波形電源はこの場合、「連続的モード」で動作する。

マイクロコントローラに関しては、アナログ回路を組み込むこともできる。したがって、制御アンプＣＣＬまたはデューティサイクルコントローラＤＣＬまたはこれらの各部分をマイクロコントローラに組み込むことができる。

また、マイクロコントローラによって行われる機能を、別個の回路エレメントによって行うこともできる。たとえば、入力端ＶＳにおける実際値および出力端ＳＧにおける所望の値の出力の評価を１つの回路エレメントによって行い、接続部ＳＴ ＯＮ，ＳＴ ＯＦＦおよびＧＡＴＥを使用して行われるＰＷＭ信号の供給を、別の回路エレメントによって行うことができる。

さらに、複数の変換回路を１つのマイクロコントローラによって制御することもできる。たとえば、異なる色の発光ダイオードへエネルギーを供給するための３つのバックコンバータを、共通のマイクロコントローラによって制御することができる。このことは、マイクロコントローラが有する、この目的のために必要な入力端および出力端の数が、該バックコンバータと等しい数である場合に可能である。

図２に、「断続的モード」時の本発明による回路における電流および電圧の典型的な時間的プロフィールが示されている。この図では、曲線１は制御アンプＣＣＬの出力端にわたって発生する電圧を示し、曲線２は電子的スイッチＳ１に対する制御信号を示し、曲線３は積分キャパシタＣ３に発生する電圧を示し、曲線４はＬ１を流れるインダクタ電流を示す。

時点ｔ１で、Ｓ１は制御信号に応答してスイッチオンされる。これに基づいて、インダクタ電流と、Ｃ３に発生する電圧とが上昇する。曲線１、すなわち制御アンプＣＣＬの出力端に発生する電圧は、差動アンプＡｍｐの反転機能に起因して降下する。時点ｔ２で、曲線３は曲線１を上回り、これに応答してマイクロコントローラｕＣの入力端ＳＴ ＯＮは負のエッジを受け取る。オン時間が終了し、マイクロコントローラｕＣによる短時間の遅延後、電子的スイッチＳ１はスイッチオフされる。このことは曲線２に示されている。インダクタ電流およびＣ３に発生した電圧が再び降下し、その間に制御アンプＣＣＬの出力端における電圧は再び上昇する。時点ｔ３で、インダクタ電流はゼロになり、上記の手順が繰り返される。

図３に、「連続的モード」時の本発明による回路における電流および電圧の典型的な時間的プロフィールが示されている。ここに示された曲線は、図２と同じ信号を示す。図２との相違点は、インダクタ電流が未だゼロまで低減されていないにもかかわらず、最大オフ時間が経過していないので、電子的スイッチＳ１が時点ｔ１またはｔ３で再びスイッチオンされることである。曲線１では時点ｔ２の後に、本回路の動作に重要でない制限的な作用が示されている。

本発明による回路の実施例を示す図である。 「断続的モード」時の本発明による回路における電流および電圧の典型的な時間的プロフィールを示す図である。 「連続的モード」時の本発明による回路における電流および電圧の典型的な時間的プロフィールを示す図である。

Claims (15)

1. パルス波形電源を制御するための回路であって、
   重みづけされた被制御変数が設けられ、
   制御信号によってオン時間の持続時間にわたってスイッチオンされ、オフ時間の持続時間にわたってスイッチオフされる電子的スイッチ（Ｓ１）が設けられている形式のものにおいて、
   制御信号の時間積分の値が、重みづけされた被制御変数の値を上回った場合に、オン時間を終了する制御ユニット（ＳＥ）を有することを特徴とする回路。
2. 重みづけされた被制御変数の値は、オン時間を下回る、請求項１記載の回路。
3. パルス波形電源はインダクタ（Ｌ１）を有し、
   前記インダクタ（Ｌ１）を流れる電流が、被制御変数であり、
   制御信号の時間積分と、制御アンプ（ＣＣＬ）によって重みづけされた被制御変数とを比較するコンパレータ（Ｃｏｍｐ）が設けられている、請求項１または２記載の回路。
4. 制御アンプ（ＣＣＬ）は、積分微分アンプ（Ａｍｐ）を有し、
   前記積分微分アンプ（Ａｍｐ）は、被制御変数と所望の変数との間の差を形成する、請求項３記載の回路。
5. 制御ユニットはマイクロコントローラ（ｕＣ）を有し、
   前記マイクロコントローラ（ｕＣ）は、所望の変数を供給する、請求項４記載の回路。
6. 所望の変数が形成されるように、制御ユニット（ＳＥ）はパルス波形電源の出力変数を検出して評価する、請求項５記載の回路。
7. 制御ユニットは、オフタイマをオン時間の終了時に開始し、
   前記オフタイマは、電子的スイッチ（Ｓ１）がスイッチオフされる最大オフ時間を決定し、
   制御ユニット（ＳＥ）は、オフ時間の終了時に電子的スイッチ（Ｓ１）をスイッチオフする、請求項１から６までのいずれか１項記載の回路。
8. 制御ユニットはオンタイマを有し、
   前記オンタイマは最大オン時間を決定し、
   制御ユニット（ＳＥ）は、最大オン時間に到達した場合、電子的スイッチ（Ｓ１）をスイッチオフする、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路。
9. オンタイマおよびオフタイマは、マイクロコントローラ（ｕＣ）によって具現化される、請求項７または８記載の回路。
10. パルス波形電源はインダクタ（Ｌ１）および検出器（Ｄｅｔ）を有し、
    前記インダクタ（Ｌ１）を流れる電流がゼロになった場合、前記検出器（Ｄｅｔ）は信号を制御ユニット（ＳＥ）のストップオフ（ＳＴ ＯＦＦ）入力端へ信号を伝送し、
    ストップオフ入力端（ＳＴ ＯＦＦ）で信号が受け取られた場合、制御ユニット（ＳＥ）はオフ時間を終了し、電子的スイッチ（Ｓ１）をスイッチオンする、請求項１から９までのいずれか１項記載の回路。
11. パルス波形電源はバックコンバータである、請求項１から１０までのいずれか１項記載の回路。
12. 高圧放電ランプの動作のための作動装置において、
    請求項１から１１までのいずれか１項記載の回路を有することを特徴とする作動装置。
13. パルス波形電源において、
    請求項１から１１までのいずれか１項記載の回路を有することを特徴とするパルス波形電源。
14. パルス波形電源を制御する方法であって、
    該パルス波形電源は電子的スイッチ（Ｓ１）を有する形式の方法において、
    ・最大オン時間をオンタイマで設定するステップと、
    ・最大オフ時間をオフタイマで設定するステップと、
    ・電子的スイッチ（Ｓ１）を制御信号によってスイッチオンし、オンタイマを開始するステップと、
    ・制御信号の時間積分を供給するステップと、
    ・重みづけされた被制御変数を供給するステップと、
    ・前記制御信号の時間積分と重みづけされた被制御変数との差から形成された差分変数を供給するステップと、
    ・前記差分変数が閾値に到達した場合、たとえばゼロに到達した場合、オンタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオフし、オフタイマを開始するステップと、
    ・オンタイマが最大オン時間に到達した場合、オンタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオフし、オフタイマを開始するステップと、
    ・オフタイマが最大オフ時間に到達した場合、オフタイマをリセットし、電子的スイッチをスイッチオンし、オンタイマを開始するステップ
    とを有することを特徴とする方法。
15. パルス波形電源はインダクタ（Ｌ１）を有し、
    該インダクタ（Ｌ１）を流れる電流が所定の限界値を下回って降下した場合、オフタイマをリセットし、電子的スイッチ（Ｓ１）をスイッチオンし、オンタイマを開始する、請求項１４記載の方法。

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