JP3264612B2 - 位相検出装置 - Google Patents
位相検出装置Info
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- JP3264612B2 JP3264612B2 JP30556795A JP30556795A JP3264612B2 JP 3264612 B2 JP3264612 B2 JP 3264612B2 JP 30556795 A JP30556795 A JP 30556795A JP 30556795 A JP30556795 A JP 30556795A JP 3264612 B2 JP3264612 B2 JP 3264612B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はサイリスタ変換器な
いしはＧＴＯやＩＧＢＴやトランジスタ素子で構成され
るＰＷＭ変換装置におけるゲート信号の基準を決める電
源の多相交流の位相を検出する同期位相検出装置。特に
多相交流電源の不平衡時においても高速に追従して位相
検出が可能な同期位相検出装置に関する。
いしはＧＴＯやＩＧＢＴやトランジスタ素子で構成され
るＰＷＭ変換装置におけるゲート信号の基準を決める電
源の多相交流の位相を検出する同期位相検出装置。特に
多相交流電源の不平衡時においても高速に追従して位相
検出が可能な同期位相検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】サイリスタ位相制御電力変換器ないしは
ＧＴＯやＩＧＢＴやトランジスタ素子で構成されるＰＷ
Ｍ変換装置においては、点弧位相の変動を少なく、また
電源電圧あるいは周波数の変動に対する追従性の良い位
相制御が必要である。従来このような場合、フェーズロ
ックドループ（ＰＬＬ）を応用した位相検出方式が使用
される。図６は例えば特公昭６０ー３７７１１号公報に
示された従来の位相検出装置の回路図である。図６の従
来装置においては、３相２相変換器の出力である２相交
流信号ｅod、ｅoqと９０度位相差の単位振幅の２相正弦
波信号ｅ1d、ｅ1qを入力とする位相比較器３６と位相比
較器３６で検出された位相差Δθを増幅する制御増幅器
３７と、電圧周波数変換器３８とカウンタ３９と２相交
流基準信号を発生する基準信号発生器（ＲＯＭ）４０か
ら構成され、位相差Δθが小さくなるように単位振幅の
２相正弦波信号ｅ1d、ｅ1qの位相θ1を制御することに
より、入力信号ｅod、ｅoqの位相に追従した単位振幅の
２相正弦波信号を得ている。図６装置の場合は３相２相
変換器の出力である２相交流信号ｅod、ｅoqを取り込
み、それと内部の２相正弦波信号ｅ1d、ｅ1qとから位相
差Δθを演算する。入力側の２相交流信号ｅod、ｅoqの
相互の位相差が９０度であるため、内部側の２相正弦波
信号ｅ1d、ｅ1qの相互の位相差も９０度とする。前者が
１２０度なら後者も１２０度とする。いずれにしても、
入力側の２相交流信号ｅod、ｅoq相互の位相差は一定で
あり、変わらないものとして位相差Δθを演算してい
る。
ＧＴＯやＩＧＢＴやトランジスタ素子で構成されるＰＷ
Ｍ変換装置においては、点弧位相の変動を少なく、また
電源電圧あるいは周波数の変動に対する追従性の良い位
相制御が必要である。従来このような場合、フェーズロ
ックドループ（ＰＬＬ）を応用した位相検出方式が使用
される。図６は例えば特公昭６０ー３７７１１号公報に
示された従来の位相検出装置の回路図である。図６の従
来装置においては、３相２相変換器の出力である２相交
流信号ｅod、ｅoqと９０度位相差の単位振幅の２相正弦
波信号ｅ1d、ｅ1qを入力とする位相比較器３６と位相比
較器３６で検出された位相差Δθを増幅する制御増幅器
３７と、電圧周波数変換器３８とカウンタ３９と２相交
流基準信号を発生する基準信号発生器（ＲＯＭ）４０か
ら構成され、位相差Δθが小さくなるように単位振幅の
２相正弦波信号ｅ1d、ｅ1qの位相θ1を制御することに
より、入力信号ｅod、ｅoqの位相に追従した単位振幅の
２相正弦波信号を得ている。図６装置の場合は３相２相
変換器の出力である２相交流信号ｅod、ｅoqを取り込
み、それと内部の２相正弦波信号ｅ1d、ｅ1qとから位相
差Δθを演算する。入力側の２相交流信号ｅod、ｅoqの
相互の位相差が９０度であるため、内部側の２相正弦波
信号ｅ1d、ｅ1qの相互の位相差も９０度とする。前者が
１２０度なら後者も１２０度とする。いずれにしても、
入力側の２相交流信号ｅod、ｅoq相互の位相差は一定で
あり、変わらないものとして位相差Δθを演算してい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の位相検出装置及
び方法は、以上のように３相平衡時を前提として構成さ
れている。しかし、雷による送電線の地絡事故、欠相等
の３相不平衡時においては、３相交流信号の相間の位相
差は１２０度でなくなる。振幅も各相間で不一致とな
る。この場合は３相２相変換器出力の２相交流信号は位
相差が９０度にならず、振幅も一定でなくなる。このた
め、入力側の２相交流信号と内部の２相正弦波信号とか
ら位相比較器で演算する位相差は誤差が大きくなり、位
相検出が正常に行えないという問題があった。したがっ
て、サイリスタ変換器のゲート信号の位相がずれて転流
失敗を起こし、サイリスタの破壊、変換装置の停止に至
る。またＧＴＯ、ＩＧＢＴを用いたＰＷＭ変換器におい
ては位相ずれ、振幅ずれのため電源電圧に対応したＰＷ
Ｍ変換出力電圧に制御できなくなり、過電流等で停止せ
ざるを得ない事態となることがある。本発明は上記のよ
うな問題を解消するために工夫されたものであり、電源
異常時のたとえば３相不平衡時であっても正常な位相検
出ないしは振幅検出が可能な同期位相検出装置を提供す
ることを目的とする。それによって、地絡欠相等の瞬時
停電の電源異常の期間にも電力変換器を運転継続可能と
する。
び方法は、以上のように３相平衡時を前提として構成さ
れている。しかし、雷による送電線の地絡事故、欠相等
の３相不平衡時においては、３相交流信号の相間の位相
差は１２０度でなくなる。振幅も各相間で不一致とな
る。この場合は３相２相変換器出力の２相交流信号は位
相差が９０度にならず、振幅も一定でなくなる。このた
め、入力側の２相交流信号と内部の２相正弦波信号とか
ら位相比較器で演算する位相差は誤差が大きくなり、位
相検出が正常に行えないという問題があった。したがっ
て、サイリスタ変換器のゲート信号の位相がずれて転流
失敗を起こし、サイリスタの破壊、変換装置の停止に至
る。またＧＴＯ、ＩＧＢＴを用いたＰＷＭ変換器におい
ては位相ずれ、振幅ずれのため電源電圧に対応したＰＷ
Ｍ変換出力電圧に制御できなくなり、過電流等で停止せ
ざるを得ない事態となることがある。本発明は上記のよ
うな問題を解消するために工夫されたものであり、電源
異常時のたとえば３相不平衡時であっても正常な位相検
出ないしは振幅検出が可能な同期位相検出装置を提供す
ることを目的とする。それによって、地絡欠相等の瞬時
停電の電源異常の期間にも電力変換器を運転継続可能と
する。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、多相交流信号
が不平衡であっても同期位相を検出可能とする位相検出
装置であって、各相毎に設けられて、各相独立に同期位
相を検出する位相検出手段を備え、この各位相検出手段
は、第１の位相を持つ第１内部正弦波信号と該第１の位
相と９０°異なる第２の位相を持つ第２内部正弦波信号
とを発生する内部２相正弦波信号発生手段と、位相検出
対象となる自己相交流信号と上記第１、第２内部正弦波
信号とを入力し、（自己相交流信号×第１内部正弦波信
号−第１内部正弦波信号×第２内部正弦波信号）なる演
算を行って自己相交流信号と第１内部正弦波信号との位
相差に相当する信号を求める第１の演算手段と、この位
相差に相当する信号から基準内部位相を求める第２の演
算手段と、この内部基準位相を、上記第１内部正弦波信
号の第１の位相及び上記第２内部正弦波信号用の第２の
位相として利用させるべく、上記２相正弦波信号発生手
段に送出する出力手段と、を備えた位相検出装置を開示
する。
が不平衡であっても同期位相を検出可能とする位相検出
装置であって、各相毎に設けられて、各相独立に同期位
相を検出する位相検出手段を備え、この各位相検出手段
は、第１の位相を持つ第１内部正弦波信号と該第１の位
相と９０°異なる第２の位相を持つ第２内部正弦波信号
とを発生する内部２相正弦波信号発生手段と、位相検出
対象となる自己相交流信号と上記第１、第２内部正弦波
信号とを入力し、（自己相交流信号×第１内部正弦波信
号−第１内部正弦波信号×第２内部正弦波信号）なる演
算を行って自己相交流信号と第１内部正弦波信号との位
相差に相当する信号を求める第１の演算手段と、この位
相差に相当する信号から基準内部位相を求める第２の演
算手段と、この内部基準位相を、上記第１内部正弦波信
号の第１の位相及び上記第２内部正弦波信号用の第２の
位相として利用させるべく、上記２相正弦波信号発生手
段に送出する出力手段と、を備えた位相検出装置を開示
する。
【０００５】更に本発明は、各位相検出手段には、自己
相交流信号と第１内部正弦波信号との振幅差を小さくす
るように上記第１内部正弦波信号の振幅を補正する振幅
補正手段を設けた位相検出装置を開示する。
相交流信号と第１内部正弦波信号との振幅差を小さくす
るように上記第１内部正弦波信号の振幅を補正する振幅
補正手段を設けた位相検出装置を開示する。
【０００６】更に本発明は、第２の演算手段は、位相差
に相当する信号を小さくする位相周波数補正手段と、こ
の補正手段出力と内部基準周波数指令値との加算を行う
加算手段と、加算出力を積分して得られるのこぎり波を
内部基準位相として出力する出力手段と、を備えるもの
とした位相検出装置を開示する。
に相当する信号を小さくする位相周波数補正手段と、こ
の補正手段出力と内部基準周波数指令値との加算を行う
加算手段と、加算出力を積分して得られるのこぎり波を
内部基準位相として出力する出力手段と、を備えるもの
とした位相検出装置を開示する。
【０００７】更に本発明は、加算手段の出力を、自己相
交流信号の周波数検出信号として出力するものとした位
相検出装置を開示する。
交流信号の周波数検出信号として出力するものとした位
相検出装置を開示する。
【０００８】更に本発明は、第２の演算手段の出力であ
る内部基準位相を、自己相交流信号の位相検出信号とし
て出力するものとした位相検出装置を開示する。
る内部基準位相を、自己相交流信号の位相検出信号とし
て出力するものとした位相検出装置を開示する。
【０００９】更に、第２の演算手段は、位相差に相当す
る信号を周波数に変換する電圧周波数変換手段と、この
出力を計数するカウンタと、カウンタ出力を内部基準位
相として出力する出力手段と、を備えるものとした位相
検出装置を開示する。
る信号を周波数に変換する電圧周波数変換手段と、この
出力を計数するカウンタと、カウンタ出力を内部基準位
相として出力する出力手段と、を備えるものとした位相
検出装置を開示する。
【００１０】更に本発明は、交流入力信号各相における
正相分の位相を演算する理想多相同期位相信号作成手段
と、上記第２演算手段の出力たる、内部基準位相である
同期位相検出信号と上記理想多相同期位相信号作成手段
によって得た理想多相同期位相信号とを相毎に比較し、
１相でも両者の位相偏差が規定値を超えた場合は、前記
同期位相検出信号を選択し、その他の場合は後者の理想
多相同期位相信号を選択する選択手段と、を備えてなる
位相検出装置を開示する。
正相分の位相を演算する理想多相同期位相信号作成手段
と、上記第２演算手段の出力たる、内部基準位相である
同期位相検出信号と上記理想多相同期位相信号作成手段
によって得た理想多相同期位相信号とを相毎に比較し、
１相でも両者の位相偏差が規定値を超えた場合は、前記
同期位相検出信号を選択し、その他の場合は後者の理想
多相同期位相信号を選択する選択手段と、を備えてなる
位相検出装置を開示する。
【００１１】
【発明の実施の形態】ここで、本発明による位相差演算
ないしは位相検出の理論的根拠について説明する。位相
検出の対象となる交流入力信号は２相交流でも３相交流
でもその他の多相交流でもよいが、ここでは３相交流を
例にとって説明する。３相交流入力信号の各相の交流信
号ｅaq、ｅbq、ｅcqは次のよう表わせる。
ないしは位相検出の理論的根拠について説明する。位相
検出の対象となる交流入力信号は２相交流でも３相交流
でもその他の多相交流でもよいが、ここでは３相交流を
例にとって説明する。３相交流入力信号の各相の交流信
号ｅaq、ｅbq、ｅcqは次のよう表わせる。
【数１】ｅaq＝Ea×sinθa ｅbq＝Eb×sinθb ｅcq＝Ec×sinθc 単位振幅の第１内部正弦波信号をｅqとする。これに対
して所定位相θ0たとえば９０度（＝π／2）だけ位相の
異なる単位振幅の第２内部正弦波信号をｅdとする。そ
れらは次のようになる。
して所定位相θ0たとえば９０度（＝π／2）だけ位相の
異なる単位振幅の第２内部正弦波信号をｅdとする。そ
れらは次のようになる。
【００１２】
【数２】ｅq＝sinθ1 ｅd＝sin(θ1−π／2)＝cosθ1 ここで第１内部正弦波信号ｅqの振幅を適宜に補正した
信号をｅ1qとすると、次のようになる。
信号をｅ1qとすると、次のようになる。
【数３】ｅ1q＝E1×sinθ1
【００１３】３相の交流入力信号のうちの１相正弦波信
号ｅaqと第１内部正弦波信号をｅqの位相差Δθはθa−
θ1である。それをｅaq、ｅq、ｅ1qを使って次の要領で
求める。
号ｅaqと第１内部正弦波信号をｅqの位相差Δθはθa−
θ1である。それをｅaq、ｅq、ｅ1qを使って次の要領で
求める。
【数４】 ｅaq×ｅd−ｅd×ｅ1q＝Ea×sinθa×cosθ1−cosθ1×E1×sinθ1 ＝（Ea×sin(θa−θ1)）／2＋ （Ea×sin(θa＋θ1)）／2−（E1×sin(2θ1)）／2 上記ｅaq×ｅd−ｅd×ｅ1qの中に第２内部正弦波信号ｅ
dが２度登場するのは、それが疑似交流入力信号として
も兼用されるためである。前方のｅdは疑似交流入力信
号に該当し、後方のｅdは本来の第２内部正弦波信号に
該当する。
dが２度登場するのは、それが疑似交流入力信号として
も兼用されるためである。前方のｅdは疑似交流入力信
号に該当し、後方のｅdは本来の第２内部正弦波信号に
該当する。
【００１４】電圧振幅Ｅａの変動が小さいときはＥａ＝
Ｅ１となるようにＥ１を予めセットすることが可能であ
る。電圧振幅Ｅａの変動が無視できない場合は振幅補正
演算手段でＥ１→Ｅａとなるように制御する。また、θ
１→θａとなるようにループ制御する。この結果を踏ま
えると、以下のようになる。数４は、１相交流信号の振
幅変化が小さいときは、Ｅ１≒Ｅａ（＝１．０ｐ．ｕ）
とできる。また、１相交流信号の振幅変化が無視できな
いときは、振幅補正演算手段によって、Ｅ１≒Ｅａとな
るように制御する。そうすると、数４は次式のようにな
る。
Ｅ１となるようにＥ１を予めセットすることが可能であ
る。電圧振幅Ｅａの変動が無視できない場合は振幅補正
演算手段でＥ１→Ｅａとなるように制御する。また、θ
１→θａとなるようにループ制御する。この結果を踏ま
えると、以下のようになる。数４は、１相交流信号の振
幅変化が小さいときは、Ｅ１≒Ｅａ（＝１．０ｐ．ｕ）
とできる。また、１相交流信号の振幅変化が無視できな
いときは、振幅補正演算手段によって、Ｅ１≒Ｅａとな
るように制御する。そうすると、数４は次式のようにな
る。
【数５】 数５は、△θ＝θａ−θ１が十分小さいとすると、次式
のように近似できる。
のように近似できる。
【数６】
【００１５】数６の示す波形は、振幅が （θａ−
θ１）／２、周波数が入力周波数の薬２倍の正弦波信号
にバイアス（θａ−θ１）／２を加えたものとなる。
θ１）／２、周波数が入力周波数の薬２倍の正弦波信号
にバイアス（θａ−θ１）／２を加えたものとなる。
【００１６】従って、数４は、数６からわかるように位
相差△θ＝θａ−θ１をパラメータとするものである。
これを演算するのが位相差演算回路４である。そして、
この演算出力を小さくするようにθ１を制御し、収束し
た時点のθ１が自己相交流信号の同期位相となる。図１
の演算回路４と各要素８、１０、１１、１２及び内部２
相交流発生手段１３とより成るループ構成によって、こ
の収束を実現する。
相差△θ＝θａ−θ１をパラメータとするものである。
これを演算するのが位相差演算回路４である。そして、
この演算出力を小さくするようにθ１を制御し、収束し
た時点のθ１が自己相交流信号の同期位相となる。図１
の演算回路４と各要素８、１０、１１、１２及び内部２
相交流発生手段１３とより成るループ構成によって、こ
の収束を実現する。
【００１７】図１の本発明の実施形態について説明す
る。これは電圧振幅の変動が小さい３相交流入力信号に
ついての同期位相を検出するものである。図１装置は内
部基準周波数指令値９を積分して得られた計数値に応じ
て、第１内部正弦波信号ｅqと第１内部正弦波信号ｅqに
対して所定位相θ0だけ異なる 第２内部正弦波信号ｅd
を発生する内部２相正弦波信号発生手段１３を有する。
第１内部正弦波信号ｅqおよび第２内部正弦波信号ｅd
を入力し、かつ位相検出対象となる交流入力信号のうち
の１相交流信号ｅaq＝Ea×sinθaを入力し、１相交流信
号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅqとの位相差Δθを演算
する位相差演算手段 ４を有する。さらに位相差演算手
段４で演算される位相差Δθに応じた信号により内部基
準周波数指令値９を補正し、位相差Δθが小さくなるよ
うに制御する位相周波数補正演算手段８を有する。１は
１相交流信号ｅaqについての同期位相検出手段であり、
内部２相正弦波信号発生手段１３・位相差演算手段４・
位相周波数補正演算手段８等を含み、制御ループを構成
する。前記交流入力信号におけるその他の各相ｅbq、ｅ
cqについても前記同様の同期位相検出手段２、３を備え
る。これによって、各相独立に同期位相信号を検出す
る。
る。これは電圧振幅の変動が小さい３相交流入力信号に
ついての同期位相を検出するものである。図１装置は内
部基準周波数指令値９を積分して得られた計数値に応じ
て、第１内部正弦波信号ｅqと第１内部正弦波信号ｅqに
対して所定位相θ0だけ異なる 第２内部正弦波信号ｅd
を発生する内部２相正弦波信号発生手段１３を有する。
第１内部正弦波信号ｅqおよび第２内部正弦波信号ｅd
を入力し、かつ位相検出対象となる交流入力信号のうち
の１相交流信号ｅaq＝Ea×sinθaを入力し、１相交流信
号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅqとの位相差Δθを演算
する位相差演算手段 ４を有する。さらに位相差演算手
段４で演算される位相差Δθに応じた信号により内部基
準周波数指令値９を補正し、位相差Δθが小さくなるよ
うに制御する位相周波数補正演算手段８を有する。１は
１相交流信号ｅaqについての同期位相検出手段であり、
内部２相正弦波信号発生手段１３・位相差演算手段４・
位相周波数補正演算手段８等を含み、制御ループを構成
する。前記交流入力信号におけるその他の各相ｅbq、ｅ
cqについても前記同様の同期位相検出手段２、３を備え
る。これによって、各相独立に同期位相信号を検出す
る。
【００１８】図１装置について補足する。位相差演算手
段４は掛算手段５と６および減算手段７を備え、１相交
流信号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅqとの位相差Δθを
演算する。この演算の一般式は前記のごとくなるが、
段４は掛算手段５と６および減算手段７を備え、１相交
流信号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅqとの位相差Δθを
演算する。この演算の一般式は前記のごとくなるが、
【数９】 Δθ＝2×(ｅaq×ｅd−ｅd×ｅ1q)／(Ea×sinθ0) 本実施形態における第１内部正弦波信号ｅq＝sinθ1と
第２内部正弦 波信号ｅd＝sin(θ1−π／2)＝cosθ1の
位相差θ0は９０度（＝π／2）であり、sinθ0＝１とな
るので、実際には次式を採用する。
第２内部正弦 波信号ｅd＝sin(θ1−π／2)＝cosθ1の
位相差θ0は９０度（＝π／2）であり、sinθ0＝１とな
るので、実際には次式を採用する。
【数１０】Δθ＝2×(ｅaq×ｅd−ｅd×ｅ1q)／Ea １相交流信号ｅaqと第２内部正弦波信号ｅdを掛算手段
５で乗算する。第１内部正弦波信号ｅqと第２内部正弦
波信号ｅdを掛算手段６で乗算する。減算手段７でそれ
らの差を求め、位相差（位相差信号）Δθを得る。
５で乗算する。第１内部正弦波信号ｅqと第２内部正弦
波信号ｅdを掛算手段６で乗算する。減算手段７でそれ
らの差を求め、位相差（位相差信号）Δθを得る。
【００１９】位相差信号Δθは位相周波数補正演算手段
８に入力される。位相周波数補正演算手段８の出力は内
部基準周波数指令値９と加算手段１０で加算されて積分
手段１１に入力される。積分手段１１で積分され、のこ
ぎり波発生手段１２で位相信号θ1aに変換される。この
位相信号θ1aは内部２相正弦波信号発生手段１３に入力
される。内部２相正弦波信号発生手段１３に属する第１
内部正弦波信号発生手段１４・第２内部正弦波信号発生
手段１５によって、前記θ1aをθ1にセットした第１内
部正弦波信号ｅq＝sinθ1と第２内部正弦波信号ｅd＝co
sθ1に改めて変換され、位相差演算手段４に帰還されて
制御ループを構成する。
８に入力される。位相周波数補正演算手段８の出力は内
部基準周波数指令値９と加算手段１０で加算されて積分
手段１１に入力される。積分手段１１で積分され、のこ
ぎり波発生手段１２で位相信号θ1aに変換される。この
位相信号θ1aは内部２相正弦波信号発生手段１３に入力
される。内部２相正弦波信号発生手段１３に属する第１
内部正弦波信号発生手段１４・第２内部正弦波信号発生
手段１５によって、前記θ1aをθ1にセットした第１内
部正弦波信号ｅq＝sinθ1と第２内部正弦波信号ｅd＝co
sθ1に改めて変換され、位相差演算手段４に帰還されて
制御ループを構成する。
【００２０】内部基準周波数指令値９は３相交流入力信
号の周波数（たとえば５０ないしは６０Ｈｚ）に合わせ
て設定されるが、それが合致しない場合でも位相周波数
補正演算手段８に積分機能があれば同様な制御ループは
形成される。以上の制御ループにより、位相差Δθが小
さくなるように位相θ1を制御するので、位相θ1は入力
された１相交流信号の位相θaに追従することになり、
位相θ1（＝θa）を検出位相として使用することができ
る。３相交流入力信号の他の２相交流信号ｅbq、ｅcqを
検出対象とする同期位相検出手段２・３も同様に構成さ
れ、各相の入力位相に追従した位相θb、θcをそれぞれ
独立に得ることができる。
号の周波数（たとえば５０ないしは６０Ｈｚ）に合わせ
て設定されるが、それが合致しない場合でも位相周波数
補正演算手段８に積分機能があれば同様な制御ループは
形成される。以上の制御ループにより、位相差Δθが小
さくなるように位相θ1を制御するので、位相θ1は入力
された１相交流信号の位相θaに追従することになり、
位相θ1（＝θa）を検出位相として使用することができ
る。３相交流入力信号の他の２相交流信号ｅbq、ｅcqを
検出対象とする同期位相検出手段２・３も同様に構成さ
れ、各相の入力位相に追従した位相θb、θcをそれぞれ
独立に得ることができる。
【００２１】図２は他の発明に対応する実施形態を示
す。この説明に前記図１の部品符号ないしは記号をなる
べくそのまま転用し、重複する説明の一部を適宜に割愛
する。図２装置は３相交流入力信号の電圧振幅変動が大
きい場合の対応策である。振幅補正演算手段１９を各相
の同期位相検出手段１６、１７、１８に付加する。その
他の点は図１の同期位相検出手段１、２、３と同様であ
る。同期位相検出手段１６を例にとって、さらに説明す
る。第１内部正弦波信号ｅq＝sinθ1 は１相交流信号ｅ
aq＝Ea×sinθaの振幅Ｅaと同じ振幅Ｅ1になるよう振幅
補正演算手段１９に属する掛算手段２０を介して振幅補
正され、補正後の信号ｅ1q＝E1×sinθ1は位相差演算手
段４に入力される。１相交流信号ｅaqが単位振幅の場合
は１相交流信号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅq＝sinθ1
の振幅の偏差はゼロとな り、振幅係数基準値２１の値
（＝１）が係数としてそのまま加算手段２２の出力とな
り、それが第１内部正弦波信号ｅqに乗算されてｅ1q＝s
inθ1となる。１相 交流信号ｅaqの振幅Ｅaが変化した
ときは振幅補正演算手段１９に属する絶対値 演算手段
２３・絶対値演算手段２４の両出力に偏差を生じ、その
結果が減算手段２５の出力に反映する。これは振幅Ｅ1
とＥaの両絶対値の偏差である。これを振幅補正演算手
段２６を介して振幅偏差がゼロ（Ｅa=Ｅ1）になるよう
に制御する 。かくして、内部正弦波信号ｅ1qは１相交
流信号ｅaqの振幅Ｅaに応じて振幅補 正され、位相差演
算手段４に帰還されて制御ループが構成される。
す。この説明に前記図１の部品符号ないしは記号をなる
べくそのまま転用し、重複する説明の一部を適宜に割愛
する。図２装置は３相交流入力信号の電圧振幅変動が大
きい場合の対応策である。振幅補正演算手段１９を各相
の同期位相検出手段１６、１７、１８に付加する。その
他の点は図１の同期位相検出手段１、２、３と同様であ
る。同期位相検出手段１６を例にとって、さらに説明す
る。第１内部正弦波信号ｅq＝sinθ1 は１相交流信号ｅ
aq＝Ea×sinθaの振幅Ｅaと同じ振幅Ｅ1になるよう振幅
補正演算手段１９に属する掛算手段２０を介して振幅補
正され、補正後の信号ｅ1q＝E1×sinθ1は位相差演算手
段４に入力される。１相交流信号ｅaqが単位振幅の場合
は１相交流信号ｅaqと第１内部正弦波信号ｅq＝sinθ1
の振幅の偏差はゼロとな り、振幅係数基準値２１の値
（＝１）が係数としてそのまま加算手段２２の出力とな
り、それが第１内部正弦波信号ｅqに乗算されてｅ1q＝s
inθ1となる。１相 交流信号ｅaqの振幅Ｅaが変化した
ときは振幅補正演算手段１９に属する絶対値 演算手段
２３・絶対値演算手段２４の両出力に偏差を生じ、その
結果が減算手段２５の出力に反映する。これは振幅Ｅ1
とＥaの両絶対値の偏差である。これを振幅補正演算手
段２６を介して振幅偏差がゼロ（Ｅa=Ｅ1）になるよう
に制御する 。かくして、内部正弦波信号ｅ1qは１相交
流信号ｅaqの振幅Ｅaに応じて振幅補 正され、位相差演
算手段４に帰還されて制御ループが構成される。
【００２２】図３は図２装置についての応答波形例であ
る。横軸の経過時間０．１秒のときに１相交流信号ｅaq
＝Ea×sinθaの周波数が６０Hzから４８Hzに急変し、同
時に位相が６０度進む。また経過時間０．２秒のとき
に、振幅Eaが１から０．８に急変する。このような１相
交流信号ｅaq＝Ｅa×sinθaの周波数、位相、振幅の変
化に対して、補正後の第１内部正弦波信号ｅ1a＝Ｅ1×s
inθ1および位相差Δθ＝（θa−θ1）は１周期以内の
高速で的確に追従していることがわかる。
る。横軸の経過時間０．１秒のときに１相交流信号ｅaq
＝Ea×sinθaの周波数が６０Hzから４８Hzに急変し、同
時に位相が６０度進む。また経過時間０．２秒のとき
に、振幅Eaが１から０．８に急変する。このような１相
交流信号ｅaq＝Ｅa×sinθaの周波数、位相、振幅の変
化に対して、補正後の第１内部正弦波信号ｅ1a＝Ｅ1×s
inθ1および位相差Δθ＝（θa−θ1）は１周期以内の
高速で的確に追従していることがわかる。
【００２３】図４は図１と同等な他の実施形態を例示し
たものである。本図は３相交流入力信号のうちの、１相
分についての同期位相検出手段を示したものである。他
の２相の同期位相検出手段も同様であるが、それらの図
示は省略した。演算回路２９は図２の位相差演算手段４
および振幅補正演算手段１９に相当する回路であり、１
相分の交流信号ｅａｑ＝Ｅａ×ｓｉｎθａについての図
１，図２と同様の位相差、即ち自相分の交流信号と第１
内部正弦波信号との位相差△θ相当の信号を演算出力す
るようになっている。図１，図２における位相周波数補
正演算手段８の代わりに制御増幅器３０を、積分手段１
１の代わりに電圧周波数変換器３１とカウンタ３２を用
いる。また内部２相正弦波信号（第１及び第２内部正弦
波信号）をリードオンメモリ（ＲＯＭ）３３に予め格納
しておき、カウンタ３２の出力信号である計数値により
読み出す構成にしたものである。そして、図１，図２と
同様に、位相差△θを小さくするように前記内部２相正
弦波信号の位相θ１を制御する。これにより、各相毎に
各相の入力位相に追従した位相θａ、θｂ、θｃをそれ
ぞれ独立に得ることができる。
たものである。本図は３相交流入力信号のうちの、１相
分についての同期位相検出手段を示したものである。他
の２相の同期位相検出手段も同様であるが、それらの図
示は省略した。演算回路２９は図２の位相差演算手段４
および振幅補正演算手段１９に相当する回路であり、１
相分の交流信号ｅａｑ＝Ｅａ×ｓｉｎθａについての図
１，図２と同様の位相差、即ち自相分の交流信号と第１
内部正弦波信号との位相差△θ相当の信号を演算出力す
るようになっている。図１，図２における位相周波数補
正演算手段８の代わりに制御増幅器３０を、積分手段１
１の代わりに電圧周波数変換器３１とカウンタ３２を用
いる。また内部２相正弦波信号（第１及び第２内部正弦
波信号）をリードオンメモリ（ＲＯＭ）３３に予め格納
しておき、カウンタ３２の出力信号である計数値により
読み出す構成にしたものである。そして、図１，図２と
同様に、位相差△θを小さくするように前記内部２相正
弦波信号の位相θ１を制御する。これにより、各相毎に
各相の入力位相に追従した位相θａ、θｂ、θｃをそれ
ぞれ独立に得ることができる。
【００２４】図５は他の対応する発明の実施形態を示し
たものである。図中の１（１６）、２（１７）、３（１
８）は、前記図１（図２）における同符号の同期位相検
出手段と同じである。２７は理想多相同期位相信号作成
手段であり、各相の交流信号ｅaq＝Ea×sinθa 、ｅbq
＝Eb×sinθb 、ｅcq＝Ec×sinθcについての正相分の
位相を演算する。演算結果の位相θ2a、θ2b、θ2cは３
相平衡時には３相交流入力信号がもともと正相分に相当
するために同期位相検出手段１、２、３によるそれと同
一となる。３相不平衡時にはその間に位相偏差が発生す
る。２８は出力選択手段であり、理想多相同期位相信号
作成手段２７により作成された理想多相同期位相信号θ
2a、θ2b、θ2cと同期位相検出手段１、２、３で検出さ
れた同期位相信号θ1a、θ1b、θ1cとの位相偏差を各相
毎に検出し、位相偏差が１相でも所定値（たとえば１０
度）を越えた場合は後者の同期位相信号θ1a、θ1b、θ
1cを選択して後段に出力する。各位相偏差が所定値以下
である場合は、前者の理想多相同期位相信号θ2a、θ2
b、θ2cを後段に出力する同期位相信号θa、θb、θcと
して選択する。通常は理想多相同期位相信号θ2a、θ2
b、θ2cを用い、 電源異常時等の３相不平衡時のみ各相
独立に位相検出した同期位相信号θ1a、θ1b、θ1cを用
いることにより、電力変換器を安定して運転継続する。
たものである。図中の１（１６）、２（１７）、３（１
８）は、前記図１（図２）における同符号の同期位相検
出手段と同じである。２７は理想多相同期位相信号作成
手段であり、各相の交流信号ｅaq＝Ea×sinθa 、ｅbq
＝Eb×sinθb 、ｅcq＝Ec×sinθcについての正相分の
位相を演算する。演算結果の位相θ2a、θ2b、θ2cは３
相平衡時には３相交流入力信号がもともと正相分に相当
するために同期位相検出手段１、２、３によるそれと同
一となる。３相不平衡時にはその間に位相偏差が発生す
る。２８は出力選択手段であり、理想多相同期位相信号
作成手段２７により作成された理想多相同期位相信号θ
2a、θ2b、θ2cと同期位相検出手段１、２、３で検出さ
れた同期位相信号θ1a、θ1b、θ1cとの位相偏差を各相
毎に検出し、位相偏差が１相でも所定値（たとえば１０
度）を越えた場合は後者の同期位相信号θ1a、θ1b、θ
1cを選択して後段に出力する。各位相偏差が所定値以下
である場合は、前者の理想多相同期位相信号θ2a、θ2
b、θ2cを後段に出力する同期位相信号θa、θb、θcと
して選択する。通常は理想多相同期位相信号θ2a、θ2
b、θ2cを用い、 電源異常時等の３相不平衡時のみ各相
独立に位相検出した同期位相信号θ1a、θ1b、θ1cを用
いることにより、電力変換器を安定して運転継続する。
【００２５】
【発明の効果】本発明は所要の内部２相正弦波信号発生
手段・位相差演算手段・制御ループを有する同期位相検
出手段を、交流入力信号における各相に設け、各相独立
に同期位相を検出する方式としたものである。これによ
れば、多相交流入力信号の各相不平衡時においても、各
相の同期位相ないしは振幅検出が可能となる。このた
め、地絡、欠相等による不平衡ないしは瞬時停電といっ
た電源異常の期間においてもたとえば電力変換器の運転
継続が可能となる。
手段・位相差演算手段・制御ループを有する同期位相検
出手段を、交流入力信号における各相に設け、各相独立
に同期位相を検出する方式としたものである。これによ
れば、多相交流入力信号の各相不平衡時においても、各
相の同期位相ないしは振幅検出が可能となる。このた
め、地絡、欠相等による不平衡ないしは瞬時停電といっ
た電源異常の期間においてもたとえば電力変換器の運転
継続が可能となる。
【図１】本発明にかかる同期位相検出装置の実施形態を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本発明にかかる同期位相検出装置の別の実施形
態を示すブロック図である。
態を示すブロック図である。
【図３】本発明による周波数、位相、振幅急変時の応答
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図４】本発明にかかる同期位相検出装置の他の実施形
態を示すブロックである。
態を示すブロックである。
【図５】本発明にかかる同期位相検出装置のさらに別の
実施形態を示すブロック図である。
実施形態を示すブロック図である。
【図６】本発明にかかる同期位相検出装置のその他の実
施形態を示すブロック図である。
施形態を示すブロック図である。
１〜３、１６〜１８ 同期位相検出手段 ４ 位相差演算手段 ５、６、２０ 掛算手段 ７、２５ 減算手段 ８ 位相周波数補正演算手段 ９ 内部基準周波数指令 １０、２２ 加算手段 １１ 積分手段 １２ のこぎり波発生手段 １３ 内部２相正弦波発生手段 １４ 第１内部正弦波発生手段 １５ 第２内部正弦波発生手段 １９ 振幅補正演算手段 ２１ 振幅基準値 ２３、２４ 絶対値演算手段 ２７ 理想多相同期位相信号作成手段 ２８ 出力選択手段 ２９ 演算回路 ３０ 制御増幅器 ３１ 電圧周波数変換器 ３２ カウンタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西岡 淳 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭56−27664（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−145978（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−172874（ＪＰ，Ａ) 特公 昭60−37711（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 25/04 H02M 1/08 H03L 7/085
Claims (8)
- 【請求項１】 多相交流信号が不平衡であっても同期位
相を検出可能とする位相検出装置であって、 各相毎に設けられて、各相独立に同期位相を検出する位
相検出手段を備え、この各位相検出手段は、 第１の位相を持つ第１内部正弦波信号と該第１の位相と
９０°異なる第２の位相を持つ第２内部正弦波信号とを
発生する内部２相正弦波信号発生手段と、位相検出対象
となる自己相交流信号と上記第１、第２内部正弦波信号
とを入力し、（自己相交流信号×第１内部正弦波信号−
第１内部正弦波信号×第２内部正弦波信号）なる演算を
行って自己相交流信号と第１内部正弦波信号との位相差
に相当する信号を求める第１の演算手段と、この位相差
に相当する信号から基準内部位相を求める第２の演算手
段と、この内部基準位相を、上記第１内部正弦波信号の
第１の位相及び上記第２内部正弦波信号用の第２の位相
として利用させるべく、上記２相正弦波信号発生手段に
送出する出力手段と、を備えた位相検出装置。 - 【請求項２】 上記各位相検出手段には、自己相交流信
号と第１内部正弦波信号との振幅差を小さくするように
上記第１内部正弦波信号の振幅を補正する振幅補正手段
を設けた請求項１の位相検出装置。 - 【請求項３】 上記第２の演算手段は、位相差に相当す
る信号を小さくする位相周波数補正手段と、この補正手
段出力と内部基準周波数指令値との加算を行う加算手段
と、加算出力を積分して得られるのこぎり波を内部基準
位相として出力する出力手段と、を備えるものとした請
求項１又は２の位相検出装置。 - 【請求項４】 上記加算手段の出力を、自己相交流信号
の周波数検出信号として出力するものとした請求項３の
位相検出装置。 - 【請求項５】 上記第２の演算手段の出力である内部基
準位相を、自己相交流信号の位相検出信号として出力す
るものとした請求項１又は３の位相検出装置。 - 【請求項６】 上記第２の演算手段は、位相差に相当す
る信号を周波数に変換する電圧周波数変換手段と、この
出力を計数するカウンタと、カウンタ出力を内部基準位
相として出力する出力手段と、を備えるものとした請求
項１の位相検出装置。 - 【請求項７】 交流入力信号各相における正相分の位相
を演算する理想多相同期位相信号作成手段と、上記第２
演算手段の出力たる、内部基準位相である同期位相検出
信号と上記理想多相同期位相信号作成手段によって得た
理想多相同期位相信号とを相毎に比較し、１相でも両者
の位相偏差が規定値を超えた場合は、前記同期位相検出
信号を選択し、その他の場合は後者の理想多相同期位相
信号を選択する選択手段と、を備えてなる請求項１の位
相検出装置。 - 【請求項８】 請求項１〜７のいずれかの位相検出装置
を用いてＰＷＭ電力交換を行うＰＷＭ変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30556795A JP3264612B2 (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 位相検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30556795A JP3264612B2 (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 位相検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09145757A JPH09145757A (ja) | 1997-06-06 |
| JP3264612B2 true JP3264612B2 (ja) | 2002-03-11 |
Family
ID=17946708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30556795A Expired - Fee Related JP3264612B2 (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 位相検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3264612B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4627746B2 (ja) | 2005-07-19 | 2011-02-09 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 位相検出回路及びこれを用いたレゾルバ／デジタル変換器並びに制御システム |
| JP5464704B2 (ja) * | 2010-05-31 | 2014-04-09 | ニチコン株式会社 | 交流信号の位相検出方法 |
-
1995
- 1995-11-24 JP JP30556795A patent/JP3264612B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09145757A (ja) | 1997-06-06 |
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