JP5464704B2 - 交流信号の位相検出方法 - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 17
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 47
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
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図11の方法によれば、(A)および(B)に示すように、電力系統の交流信号および内部信号として電圧信号が用いられ、(C)〜(E)に示すように、まず、各ゼロクロス検出器で検出した交流電圧および内部電圧の各ゼロクロスポイントの時間差から位相差を検出する。
そして、(F)に示すように、位相差をゼロにするように、内部電圧の内部位相をフィードバック制御して、交流電圧の位相を検出する。
また、この方法では、フィードバック制御を交流電圧のゼロクロスポイント毎に行うが、ゼロクロスポイント間には交流電圧の半周期分または一周期分の時間差があるため、交流電圧の急峻な変化に対する応答性が悪いという問題があった。
図12の方法によれば、まず、3相の交流電圧vU、vV、vWが、dq変換回路11に入力されて、互いに直交する出力信号V1α、V1βに変換される。その後、dq変換回路11の出力信号V1α、V1βと、正弦波信号発生器13および余弦波信号発生器14の各出力信号(フィードバック信号)V2α、V2βとが、演算回路12に入力される。
演算回路12は、これらの出力信号V1α、V1β、V2α、V2βに基づいて所定の演算を行うことにより、位相差Δθを出力する。演算回路12によって出力された位相差Δθは、フィードバック制御回路15を介して、VCO(電圧制御発振回路)16に入力される。
そして、VCO16は、フィードバック制御回路15によってフィードバック制御された所定周波数のパルス信号を出力する。
このパルス信号は、カウンタ17で計数されて、位相θとして検出されるとともに、正弦波信号発生器13および余弦波信号発生器14に入力されて疑似2相に変換される。
このように、演算回路12によって出力された位相差Δθは、フィードバック制御回路15、VCO16、カウンタ17、正弦波信号発生器13および余弦波信号発生器14によって、当該位相差Δθがゼロになるようにフィードバック制御される。このようにして、3相交流の交流信号の各相の瞬時値から、その時々の位相を得ることができる。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の負の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の正の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の負の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の正の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ
この方法によれば、内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差ΔV(t)を算出し、内部位相θi(t)が内部信号g(t)の傾きが正の区間内にあるのか負の区間内にあるのかで場合分けして、ΔV(t)からΔV’(t)を算出し、ΔV’(t)に関する移動平均値ΔV’’(t)を算出し、ΔV’’(t)を偏差とする内部信号のフィードバック制御によって内部位相の位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相としての位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップを、順次繰り返し実行するように構成した。
したがって、内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差から内部位相に関する移動平均値を求めてフィードバック制御するだけの、簡単な計算処理を実行するだけで良く、簡単な演算装置で実現可能で、応答性に優れた、電力系統の1相以上の交流信号の位相検出を行うことができる。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)=VR×cosθi(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)任意の整数をmとし、
2mπ<θi(t)≦(2m+1)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、(2m+1)π<θi(t)≦(2m+2)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
2mπ<θi(t)≦(2m+1)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、(2m+1)π<θi(t)≦(2m+2)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ
この方法によれば、余弦(cos)関数の内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差ΔV(t)を算出し、内部位相θi(t)が2mπ<θi(t)≦(2m+1)πを満たすのか満たさないのかで場合分けして、ΔV(t)からΔV’(t)を算出し、ΔV’(t)に関する移動平均値ΔV’’(t)を算出し、ΔV’’(t)を偏差とする内部信号のフィードバック制御によって内部位相の位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相としての位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップを、順次繰り返し実行するように構成した。
したがって、余弦(cos)関数の内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差から内部位相に関する移動平均値を求めてフィードバック制御するだけの、簡単な計算処理を実行するだけで良く、簡単な演算装置で実現可能で、応答性に優れた、電力系統の1相以上の交流信号の位相検出を行うことができる。
この方法によれば、余弦(cos)関数の内部信号を生成した後、交流信号の実効値演算に基づいて内部信号の振幅が交流信号の振幅に一致または近づくように振幅変換した内部信号を生成し、交流信号と振幅変換された内部信号との差ΔV(t)を算出し、内部位相θi(t)が2mπ<θi(t)≦(2m+1)πを満たすのか満たさないのかで場合分けして、ΔV(t)からΔV’(t)を算出し、ΔV’(t)に関する移動平均値ΔV’’(t)を算出し、ΔV’’(t)を偏差とする内部信号のフィードバック制御によって内部位相の位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相としての位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップを、順次繰り返し実行するように構成した。
したがって、上記と同様の効果が得られる上に、交流信号および内部信号の各振幅が互いに大きく異なる場合であっても、内部信号の振幅が交流信号の振幅に一致または近づくように、内部信号が振幅変換されるので、交流信号と内部信号との差を精度良く検出でき、交流信号の位相を高精度に検出できる。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)=VR×sinθi(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)任意の整数をmとし、
1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ
この方法によれば、正弦(sin)関数の内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差ΔV(t)を算出し、内部位相θi(t)が1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πを満たすのか満たさないのかで場合分けして、ΔV(t)からΔV’(t)を算出し、ΔV’(t)に関する移動平均値ΔV’’(t)を算出し、ΔV’’(t)を偏差とする内部信号のフィードバック制御によって内部位相の位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相としての位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップを、順次繰り返し実行するように構成した。
したがって、正弦(sin)関数の内部信号を生成し、交流信号と内部信号との差から内部位相に関する移動平均値を求めてフィードバック制御するだけの、簡単な計算処理を実行するだけで良く、簡単な演算装置で実現可能で、応答性に優れた、電力系統の1相以上の交流信号の位相検出を行うことができる。
この方法によれば、正弦(sin)関数の内部信号を生成した後、交流信号の実効値演算に基づいて内部信号の振幅が交流信号の振幅に一致または近づくように振幅変換した内部信号を生成し、交流信号と振幅変換された内部信号との差ΔV(t)を算出し、内部位相θi(t)が1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πを満たすのか満たさないのかで場合分けして、ΔV(t)からΔV’(t)を算出し、ΔV’(t)に関する移動平均値ΔV’’(t)を算出し、ΔV’’(t)を偏差とする内部信号のフィードバック制御によって内部位相の位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相としての位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップを、順次繰り返し実行するように構成した。
したがって、上記と同様の効果が得られる上に、交流信号および内部信号の各振幅が互いに大きく異なる場合であっても、内部信号の振幅が交流信号の振幅に一致または近づくように、内部信号が振幅変換されるので、交流信号と内部信号との差を精度良く検出でき、交流信号の位相を高精度に検出できる。
したがって、内部信号と交流信号の差を内部信号の内部位相に応じて場合分けして移動平均するだけの、簡単な計算処理を実行するだけで良く、低コストで応答性に優れた交流信号の位相検出を行うことができる。
図1は本発明の第1実施例による方法のフローチャートであり、図2は本発明の第1実施例による方法のブロック図である。
図1および図2に示すように、この実施例では、電力系統の電圧等、予め周波数の範囲が判っている1相以上の交流信号f(t)を、
なお、内部信号g(t)の振幅(実効値)は、交流信号f(t)と同一レベルであることが原則であるが、定格値±15%等の近接レベルでもよい。内部信号g(t)と交流信号f(t)の振幅差が倍、または半分程度であれば、本発明の位相検出が可能である。
ここで、交流信号および内部信号は、一般的に、図3(A)、(B)に示されるような余弦波信号または正弦波信号であるが、例えば図3(C)、(D)に示されるような三角波信号、方形波信号であってもよい。
さらに、内部信号g(t)の負の傾きの区間、正の傾きの区間とは、それぞれ、図3(A)〜(D)の区間I、区間IIに示される区間を意味する。
そして、上述のステップ(a)〜(f)を順次繰り返し実行する。
この方法によって、時間tの経過とともに内部位相を位相φ(t)に徐々に一致させて、交流信号f(t)の位相φ(t)を検出することができる。
図4は本発明の第2実施例による方法のフローチャートであり、図5は本発明の第2実施例による方法のブロック図である。第2実施例は、内部信号を余弦(cos)関数で生成している点のみが第1実施例と異なる。
図4および図5に示すように、この実施例では、電力系統の電圧等、予め周波数範囲の判っている1相以上の交流信号f(t)を、
そして、上述のステップ(a)〜(f)を順次繰り返し実行する。
この方法によって、時間tの経過とともに内部位相を位相φ(t)に徐々に一致させて、交流信号f(t)の位相φ(t)を検出することができる。
図6は本発明の第3実施例による方法のフローチャートであり、図7は本発明の第3実施例による方法のブロック図である。第3実施例は、ステップ(a)の後にステップ(a’)を追加している点、ステップ(b)をステップ(b’)に置き換えている点のみが第2実施例と異なる。したがって、これらの点に関してのみ、簡単に説明する。
具体的には、交流信号f(t)の実効値VS・rmsを、
この方法によって、時間tの経過とともに内部位相を位相φ(t)に徐々に一致させて、交流信号f(t)の位相φ(t)を検出することができる。
図8は本発明の第4実施例による方法のフローチャートである。第4実施例は、内部信号g(t)を余弦(cos)関数でなく正弦(sin)関数としている点のみが第2実施例と異なる。したがって、この点に関してのみ、簡単に説明する。
この場合、ステップ(a)において、内部信号g(t)として、g(t)=VR×sinθi(t)を生成する。そして、ステップ(c)において、任意の整数をmとし、乗算器2を用いて、1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、または、1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出する。したがって、第4実施例においても上記第1実施例〜第3実施例と同様の効果が得られる。
図9は本発明の第5実施例による方法のフローチャートである。第5実施例は、内部電圧g(t)を余弦(cos)関数でなく正弦(sin)関数としている点のみが第3実施例と異なる。したがって、第5実施例においても上記第1実施例〜第4実施例と同様の効果が得られることは言うまでもない。
本発明の効果を調べるために、第3実施例による方法を用いて、交流信号および内部信号を電圧信号とした場合のシミュレーションを行った。
そして、時刻t=0.075[sec]までは、内部電圧g(t)を交流電圧f(t)に同期させ、時刻t=0.075[sec]において、交流電圧f(t)の位相を半周期だけ変化させて、その後時刻t=0.15[sec](n=1200)まで、交流電圧f(t)の位相の検出状態を調べた。
図10(A)のグラフ中、横軸は時刻t[sec]、縦軸は電圧[V]、実線で示した曲線は交流電圧f(t)、点線で示した曲線は内部電圧g(t)=cosθ(t)をそれぞれ表している。
図10(B)のグラフ中、横軸は時刻t[sec]、縦軸は電圧[V]、2点鎖線で示した曲線はVS・rms、実線で示した曲線はVR、点線で示した曲線はVR’をそれぞれ表している。
図10(C)のグラフ中、横軸は時刻t[sec]、縦軸は電圧差の大きさ[V]、太い実線で示した曲線はΔV(t)、細い実線で示した曲線はΔV(t)’、点線で示した曲線はΔV(t)’’をそれぞれ表している。
図10(D)のグラフ中、横軸は時刻t[sec]、縦軸は位相の大きさ[p.u]、実線で示した曲線はΔθ(t)、点線で示した曲線はθ(t)をそれぞれ表している。
しかしながら、その後、本発明の方法によって、ΔV’’(t)を偏差とする内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて位相制御量Δθ(t)を算出し、内部位相θi(t)を変化させて交流電圧f(t)の位相と一致させることによって、交流電圧f(t)の位相を検出できていることが分かる。
なお、時刻t=0.105[sec]付近で、内部電圧g(t)は交流電圧f(t)にすでに同期しており、応答性が良いことも分かる。
また、本発明によれば、演算が比較的少なく、演算能力の小さい演算装置ですみ、コストダウンを図ることができる。
なお、上記演算システムは、ソフトウェアで構成しているが、ハードウェア/ソフトウェアのいずれか、または両者を適宜組み合わせて構成することができる。
また、交流信号に含まれるノイズを移動平均演算にて除去すると同時に、移動平均処理の積分時間を交流信号の整数倍とすることにより、高調波を効果的に除去することができ、ローパスフィルタ等のフィルタを不要とすることもできる。
また、本発明に係る方法を多相の電力系統の各相の交流信号に適用することもできる。
さらに、本発明に係る方法の基本原理を上記(1)式〜(10)式に示すような形でアナログ的に説明したが、コンピュータ等によるデジタル演算を利用しても本発明に係る方法を実現できることは言うまでもない。
例えば、瞬時電圧低下発生時にインバータとして動作する瞬時電圧低下補償装置において、本発明の方法を用いて、電力系統の交流信号の位相と、当該補償装置のインバータ出力の位相を同期させることができる。
2 乗算器
3 加算器
4 内部信号発生器
4’ 余弦信号発生器
5 乗算器
11 dq変換回路
12 演算回路
13 正弦波信号発生器
14 余弦波信号発生器
15 フィードバック制御回路
16 VCO(電圧制御発振回路)
17 カウンタ
Claims (5)
- 電力系統の1相以上の交流信号f(t)の位相検出方法であって、iを任意の整数として以下のステップ(a)〜(f)を繰り返し実行することを特徴とする位相検出方法。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の負の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の正の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の負の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、前記内部位相θi(t)が前記内部信号g(t)の正の傾きの区間内にあるとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ - 電力系統の1相以上の交流信号f(t)の位相検出方法であって、iを任意の整数として以下のステップ(a)〜(f)を繰り返し実行することを特徴とする位相検出方法。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)=VR×cosθi(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)任意の整数をmとし、
2mπ<θi(t)≦(2m+1)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、(2m+1)π<θi(t)≦(2m+2)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
2mπ<θi(t)≦(2m+1)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、(2m+1)π<θi(t)≦(2m+2)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ - (a’)前記ステップ(a)の後、前記交流信号f(t)の実効値演算に基づいて、前記内部信号g(t)のVRを、前記交流信号f(t)の振幅に一致または近づけるように振幅VR’に変換して、変換された内部信号g(t)’=VR’×cosθi(t)を生成するステップ、をさらに含み、
前記ステップ(b)を、
(b’)前記交流信号f(t)と前記変換された内部信号g(t)’の差ΔV(t)=f(t)−g(t)’を算出するステップ、とし、
前記ステップ(a)、(a’)、(b’)、(c)〜(f)を繰り返し実行することを特徴とする請求項2に記載の位相検出方法。 - 電力系統の1相以上の交流信号f(t)の位相検出方法であって、iを任意の整数として以下のステップ(a)〜(f)を繰り返し実行することを特徴とする位相検出方法。
(a)内部位相θi(t)を有する内部信号g(t)=VR×sinθi(t)を生成するステップ
(b)前記交流信号f(t)と前記内部信号g(t)の差ΔV(t)=f(t)−g(t)を算出するステップ
(c)任意の整数をmとし、
1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するか、
または、
1/2×(2m+1)π<θi(t)≦1/2×(2m+3)πのとき、式ΔV’(t)=−ΔV(t)によってΔV’(t)を算出し、1/2×(2m+3)π<θi(t)≦1/2×(2m+5)πのとき、式ΔV’(t)=ΔV(t)によってΔV’(t)を算出するステップ
(d)前記ΔV’(t)を前記交流信号f(t)の周期の正整数倍の時間にわたって移動平均して、移動平均値ΔV’’(t)を算出するステップ
(e)前記ΔV’’(t)を偏差とする、前記内部位相θi(t)のフィードバック制御に基づいて、前記内部位相θi(t)の位相制御量Δθ(t)を算出するステップ
(f)前記内部位相θi(t)と前記位相制御量Δθ(t)の位相和θi+1(t)=θi(t)+Δθ(t)を算出するステップ - (a’)前記ステップ(a)の後、前記交流信号f(t)の実効値演算に基づいて、前記内部信号g(t)のVRを、前記交流信号f(t)の振幅に一致または近づけるように振幅VR’に変換して、変換された内部信号g(t)’=VR’×sinθi(t)を生成するステップ、をさらに含み、
前記ステップ(b)を、
(b’)前記交流信号f(t)と前記変換された内部信号g(t)’の差ΔV(t)=f(t)−g(t)’を算出するステップ(b’)、とし、
前記ステップ(a)、(a’)、(b’)、(c)〜(f)を繰り返し実行することを特徴とする請求項4に記載の位相検出方法。
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JP2011247852A JP2011247852A (ja) | 2011-12-08 |
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN111546347B (zh) * | 2020-06-03 | 2021-09-03 | 中国人民解放军海军工程大学 | 一种适用于动态环境下的机械臂路径规划方法 |
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---|---|---|---|---|
JP3264612B2 (ja) * | 1995-11-24 | 2002-03-11 | 株式会社日立製作所 | 位相検出装置 |
JPH10200399A (ja) * | 1997-01-06 | 1998-07-31 | Mitsubishi Electric Corp | 位相同期装置 |
JPH10295073A (ja) * | 1997-04-17 | 1998-11-04 | Hitachi Ltd | 位相検出装置及びその方法 |
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JP2011247852A (ja) | 2011-12-08 |
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