JP4673174B2 - 半導体スイッチの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流系統に設置され、無効電力補償、交流電圧制御などを行う静止型無効電力補償装置（以下ＳＶＣと略称する）などに適用される例えばサイリスタスイッチからなる半導体スイッチの制御装置に関する。

従来、導体スイッチを適用した代表的な装置として、サイリスタスイッチリアクトル（ＴＣＲ）を使用したＳＶＣがある。

図１３は、上記ＳＶＣの概略を示す回路構成図である。

図１３において、１は交流系統、２は交流系統１に繋がる交流母線、４は交流母線２に変圧器３を介して接続された２次母線で、この２次母線４にはサイリスタ制御リアクトル（ＴＣＲ）と交流フィルタ（ＦＣ）６が接続されている。

一方、１０は交流母線２に接続された計器用変圧器７により検出される交流電圧と交流母線２と変圧器３との間の電路に設けられた変流器８により検出される電流がそれぞれ入力されるＳＶＣ制御装置で、このＳＶＣ制御装置１０は上記交流電圧及び電流をもとに位相制御パルスＰＨＳを作成し、この位相制御パルスＰＨＳによりＴＣＲ５のサイリスタスイッチの点弧位相を制御することで、ＴＣＲ５の無効電力出力を調整するようにしている。

図１４は、図１３のＴＣＲ５部分を中心に三相回路で示す３線結線図である。図１４に示すようにＴＣＲ５は、３相各相に対応させてそれぞれ設けられ、一対のバルブＵＸ，ＶＹ，ＷＺをそれぞれ逆並列に接続してなるサイリスタスイッチ５１と、これら各相のサイリスタスイッチ５１の両側にそれぞれ設けられたリアクトル５２とからなる直列回路をΔ結線して３相各相に対応する２次母線（ａ，ｂ，ｃ）４に接続する構成となっている。

図１５は、図１３のＳＶＣ制御装置１０の一例を示すブロック図である。

このＳＶＣ制御装置１０は、図１５に示すように電圧制御回路１１、無効電力／制御角変換回路１２、位相制御回路１３、交流電圧検出回路１４、交流電流検出回路１５及び位相検出回路１６から構成される。

ここで、無効電力／制御角変換回路１２は、詳細を後述する電圧制御回路１１から出力される無効電力基準ＱｒｅｆからＴＣＲ５を位相制御するための制御角αに変換するものである。

上記位相制御回路１３は、交流系統電圧から電圧位相を検出する位相検出回路１６の出力θと制御角αとが一致したときに、位相制御パルスＰＨＳをＴＣＲ５に出力し、ＴＣＲ５を構成するサイリスタスイッチ５１の位相制御を行うものである。

上記交流電圧検出回路１４は、図１３の計器用変圧器７より入力される電圧信号から基本波交流電圧実効値Ｖａｃを演算するものであり、交流電流検出回路１５は、図１３の変流器８より入力される電流信号からＳＶＣの交流電流実効値Ｉｓｖｃを演算するものである。

上記位相検出回路１６は、既に知られている周知の技術（例えば、特許文献１）により構成されている。

また、上記電圧制御回路１１は、交流母線２の交流電圧を一定に保つようにするためのものであり、ここではその一例として、ゲイン１０１、積分回路１０２、スロープゲイン１０３及び加算回路１０４からなる構成について説明する。

なお、積分回路１０２の代えて比例積分、進み遅れ関数、１次遅れ関数等の関数を用いても良く、またその組合せとしても良い。

電圧制御回路１１は、交流電圧の基準電圧Ｖref、交流電圧検出値Ｖac、さらにＳＶＣの出力電流Ｉsvcとスロープゲイン１０３との積を加算回路１０４に入力し、電圧偏差信号ΔＶを下式に基づき作成する。

ΔＶ＝Ｖac＋Ｋｄ×Ｉsvc−Ｖref
電圧制御回路１１はこの電圧偏差信号ΔＶを用いて、ＳＶＣの出力すべき無効電力基準Ｑrefを決定する。

この無効電力基準Ｑrefは、無効電力／制御角変換回路１２により制御角αに変換され、このαに応じＴＣＲ５が位相制御され、ＴＣＲ５を流れる電流が決定される。ＴＣＲ５と交流フィルタ６の無効電力の和がＳＶＣの無効電力となる。

以下に電圧制御回路１１により、交流電圧が制御される動作について説明する。

事前状態では、交流電圧基準Ｖrefと交流電圧Ｖacとが一致しており、ＳＶＣの出力電流Ｉsvcが零であると想定する。

ここで、交流電圧基準Ｖrefが増加する場合の動作を説明する。交流電圧基準Ｖref＞交流電圧Ｖacとなるので、電圧偏差ΔＶ＞０となり、その偏差がゲイン１０１を介して積分回路１０２により積算される。この積分回路１０２の出力は、ＳＶＣの無効電力基準Ｑrefになる。したがって、ＴＣＲ５はＳＶＣの出力電流がこの無効電力基準Ｑrefとなるように制御される。

ＳＶＣの出力がＱrefに応じた値になると、交流電圧が上昇し、交流電圧基準Ｖrefとの偏差が減少して積分回路１０２への入力信号が減少する。このような制御ループが連続的に繰返されることで、定常状態になる。

以上説明したようなＳＶＣの制御回路を構成することは公知の技術である。

なお、図１５においては、説明の簡単化のため、電圧制御回路１１がゲイン１０１と積分回路１０２とから構成される場合を示したが、他の適切な伝達関数、１次遅れ、１次進み遅れ等を使用しても上述同様の機能、性能が満足されることは明らかである。
特開昭５５−３４８５１号公報

このようなＳＶＣの制御において、交流系統の状態が変化し、特に系統の短絡容量が小さくなり、調相用コンデンサ等の容量性インピーダンスとの共振周波数が低くなり、第２あるいは第４調波等の偶数調波電圧成分が増加すると、ＳＶＣを構成するＴＣＲ５のサイリスタスイッチ５１の通電電流が正方向、負方向で非対称になる場合がある。

図１６は、２次高調波電圧成分重畳時のＴＣＲ電流波形の一例であり、Ｕ相電流が多く流れ、Ｘ相電流が少ない状況を示している。

このようにサイリスタスイッチ５１の通電電流が正負非対称になると、ＵＸ相バルブに流れる電流には直流電流成分が重畳することになる。この直流電流成分が変圧器３に継続して流入すると、変圧器３が直流偏磁に至り、変圧器３の騒音増大や過熱状態となり、やがては破損に至る恐れがある。

また、交流系統１からの励磁電流が正負非対称となり、交流系統電圧に偶数次の歪成分を誘起することになり、交流系統１内に設置されている調相用コンデンサ、フィルタ等の過熱や破損に至る恐れがある。

このように従来のＳＶＣ制御方式では、交流電圧や交流電流の基本波実効値のみを使用して、交流電圧を一定に制御するだけであり、交流系統電圧に重畳する偶数次の高調波等により発生する直流電流成分に対して、適切な制御ができないという不具合があった。

本発明は上記の不具合を解決し、ＳＶＣ等の電力系統の安定化装置に使用される半導体スイッチから交流回路側に流出する直流電流成分を抑制し、安定な運転を継続させることができる半導体スイッチの制御装置を提供することを目的とする。

本発明は上記の目的を達成するため、電力系統に設置される無効電力補償装置などの系統安定化装置に使用される複数相からなる半導体スイッチの制御装置において、前記半導体スイッチに印加する交流電圧に含まれる偶数調波電圧成分の振幅と位相の情報を検出する偶数調波検出手段と、この偶数調波検出手段より得られる偶数調波電圧成分の情報と前記半導体スイッチの点弧位相から直流電流成分を推定する直流電流成分推定手段と、この直流電流成分推定手段により推定された直流電流成分の推定値に基づいて該直流電流成分がゼロになるように前記半導体スイッチの制御角を変調して点弧タイミングを調整する変調手段とを備える。

本発明によれば、偶数調波成分により発生した直流電流成分をほぼ零にすることにより、ＳＶＣ等の電力系統の安定化装置に使用される半導体スイッチから交流回路側に流出する直流電流成分を抑制し、安定な運転を継続させることができる。

まず、本発明による交流半導体スイッチの制御装置の理論について説明する。

ここでは、一例として図１４に示すＴＣＲサイリスタスイッチにおいて、３相交流のうちのａｂ線間電圧に２次の高調波が重畳し、ＵＸ相バルブに直流電流成分が流れた場合について述べる。

図１４では、ＵＸ相バルブにおいて、正方向のＵ相バルブが通電する期間、２次高調波電圧は基本波交流電圧から減算される例を示している。Ｕ相バルブ電流ｉ_U（ｔ）は、下式に示すように交流電圧の電圧時間積で決まり、電圧の瞬時値が小さくなるので、正方向の電流は小さくなる。

但し、Ｌはリアクトルのインダクタンス、Ｖ₁は交流電圧基本波成分振幅、Ｖ₂は第２調波成分振幅、ωは交流電圧基本波角周波数、φは第２調波の位相
一方、負方向のＸ相バルブが通電する機関では、２次高調波電圧は基本波電圧に加算される方向になる。すなわち、Ｘ相バルブの通電電流は、（１）式の１８０°（πラジアン）後に流れる電流なので、

となり、２次高調波成分を表すＶ₂項が基本波成分を表すＶ₁の項と符号が逆になり、Ｘ相バルブが通電している期間の２次調波成分の電流に対する影響は、Ｕ相バルブが通電している間逆方向となる。したがって、正方向、負方向で電流の大きさに相違が生じ、直流電流成分が発生する。

リアクトル電流の計算式（１）において、基本波電圧振幅Ｖ₁は電圧制御に使用するため、検出されている。また、Ｌ、ωは既知の値なので、リアクトル電流ｉ（ｔ）を推定するためには、第２調波成分振幅Ｖ₂と位相φを検出すれば良い。その手段としては、第２調波成分について瞬時ｄｑ変換を行う、フーリエ分析を行うなど、種々の方式が考えられる。図１５中のθは交流系統基本波電圧の位相である。従来制御でも、この位相θと制御角αが一致したときに、ＴＣＲのサイリスタスイッチに点弧パルスを与える目的で、既に検出されている信号である。また、交流電圧はＶ_UVは、サイリスタスイッチに印加する電圧であり、電圧制御のための電圧検出あるいは位相制御のための位相検出などのために、従来制御でも既に用いている信号である。

２次調波成分の大きさが小さいとすると、Ｕ相バルブ電流はωｔ＝α〜２π−αの期間流れる。したがって、その平均値は、基本波の周期をＴとして、

となる。
また、時間変数ｔをπだけシフトした時間変数ｔ´を用いると、Ｘ相バルブ電流もωｔ＝α〜２π−αの期間流れることになり、Ｕ相バルブ電流と同様な計算ができ、

となる。
リアクトルを流れる電流の１サイクルでの平均電流が直流電流成分I_DCとなり、それはＵ相バルブ電流とＸ相バルブ電流の平均値の和で計算できる。（２），（２ａ）式から、基本波電流の平均値は、符号が逆で互いに打消す方向となるが、第２調波成分の平均値は符号が同じであり、加算されることが分かる。したがって、次の（３）式となる。

周期Ｔ、角周波数ω、リアクトルのインダクタンスＬは既知の値なので、第２調波成分による直流電流成分Ｉ_DCは、２次調波の振幅Ｖ₂、位相φ、制御角αが与えられれば、計算できることが分かる。最近では、ＳＶＣの制御にディジタル制御装置が用いられているので、（３）式に示す計算を行うことにはリアルタイムで容易に可能である。

ＴＣＲの特性として、制御角を進めると通電電流が増加し、また制御角を遅らすと通電電流は増加する。したがって、Ｕ相バルブを流れる正方向電流は増加し、Ｘ相バルブを流れる負方向電流は減少する。この動作により、正方向電流と負方向電流の大きさが平衡し、直流電流成分がほぼ零に制御することができる。

Ｕ相バルブの制御角を変調角Δα進めたとき、Ｕ相バルブの電流は（１）式において、αをα−Δαに置換えて計算することができる。したがって、この電流ｉ_u’（ｔ）は、（４）式で計算することができる。

この式の第１項は定数であり、第２項は変調をしない場合のＵ相バルブ電流に等しい。したがって、Δαだけ変調した場合のＵ相バルブ電流は、変調のない場合のバルブ電流に、上式の第１項の電流Ｉ_Δαだけ、かさ上げされた電流となる。

Δαが小さいとし、積分の内部がωｔ＝αの時の値でほぼ一定とすると、（５）式は次のように近似できる。

Ｖ₂、Δαは共に小さいので、第２項は無視すると、

となる。

したがって、Δα変調したときの平均電流Ｉ’_LUは、変調しない場合の平均電流Ｉ_LUに、α〜２π−αの区間のこのかさ上げ分Ｉ_Δαの平均電流を加えれば良い。したがって、

となる。

一方、Ｘ相バルブ電流がα＋Δαから通電した場合の電流の平均値は、（６）式でΔαを−Δαと置けば良いので、同様に

となる。

したがって、変調角Δαで制御角を変調すると、（６）式と（７）式を加算することで、（８）式に示す直流電流成分Ｉ_DCCを補償できることが分かる。

（８）式を用い、補償したい直流電流Ｉ_DCCと制御角αが与えられたときに、逆に変調角Δαを（９）式で計算することができる。

（９）式において補償したい直流電流Ｉ_DCCとして、（３）式で推定した直流電流成分Ｉ_DCを代入することで、第２調波成分により発生する直流電流成分を打消すための変調角Δαを計算できる。

以上説明したように、交流電圧に第２調波成分が重畳したことで、サイリスタスイッチに直流電流成分が発生した場合、その直流電流の推定が可能であり、また正負のバルブの制御角の変調角を得ることができるので、第２調波成分により発生した直流電流成分をほぼ零にすることができる。

上述では、第２調波成分を想定した場合であるが、第４調波成分などの偶数調波についても同様に直流電流成分が発生することは（３）式で、２ωを４ωとすれば良いことは明らかである。また、制御角を変調することで直流電流成分をほぼ零にすることができることは、第２調波成分の場合と同様である。

次に上記理論に基づく本発明の第１の実施形態を図１乃至図３を参照して説明する。

図１は本発明による交流半導体スイッチの制御装置の第１の実施形態が適用される系統構成図である。

図１に示すように、交流母線２に変圧器３を介して２次母線４が接続され、この２次母線４にＴＣＲ５及び交流フィルタ６がそれぞれ接続されている。また、２次母線４の３相各相ａ，ｂ，ｃに第２調波検出のための計器用変圧器７がそれぞれ接続され、その２次側よりａ，ｂ，ｃ相の相電圧が取出せるようになっている。

図２は本発明の第１の実施形態における第２調波電圧検出回路を示すブロック図である。

図２において、１９は図１の計器用変圧器７より取出されたａ相電圧とｂ相電圧からａｂ相の線間電圧Ｖ_abを検出する線間電圧検出回路で、この線間電圧検出回路１９は加算回路１９１とこの加算回路１９１の出力Ｖ_abを基本波定格電圧Ｖ₁₀で除算する割算回路１９２とから構成されている。

また、２０は線間電圧Ｖ_abに含まれる第２調波成分の振幅ｋ_abと位相φ_abを検出する第２調波成分検出回路で、この第２調波成分検出回路２０は係数回路２０１、正弦波発生回路２０２、余弦波発生回路２０３、乗算回路２０４、ローパスフィルタ２０５、振幅演算回路２０６、位相演算回路２０７から構成されている。

図３は同実施形態における１相分の直流成分抑制回路を示すブロック図である。

この直流成分抑制回路は図２より得られるａｂ相第２調波成分振幅ｋ_ab、ａｂ相第２調波成分位相φ_ab及び位相制御角αを取込んで、Ｕ相制御角αｕ、Ｘ相制御角αｘを求めるもので、加算回路２１、変調角演算回路２２、加算回路２３１，２３２を備えた制御角変調回路２３から構成されている。

次に上記のように構成された半導体スイッチの制御装置の作用について述べる。

ＴＣＲ５を構成するサイリスタスイッチのＵＸ相の交流電圧に第２調波成分が重畳していると、既に説明したようにリアクトル電流波形が正負非対称となる。図１に示すように、通常の計測用変圧器７は、相電圧を計測するので、ａｂ線間電圧は図２に示すように線間電圧検出回路１９の減算器１９１によりａ相電圧とｂ相電圧の差から求められる。さらに、図２の例の線間電圧検出回路１９では、割算回路１９２で線間電圧Ｖ_abを基本定格電圧Ｖ₁₀で割算することで、線間電圧の基本波電圧に対する比率を求めている。

図２には示されていないが、図１５に示された位相検出器１６より出力される基本波電圧位相信号θを取込んで、係数回路２０１により係数を掛けて第２調波の位相信号２θとする。この２θを正弦波発生回路２０２、余弦波発生回路２０３に入力し、sin２θ、cos２θを得る。これらの信号と線間電圧検出回路１９からの信号とを乗算器２０４で乗算し、ローパスフィルタ２０５を通すと、第２調波成分余弦成分に比例する信号（１／２）ｋ_abcosφ_ab、正弦成分（１／２）ｋ_absinφ_abを得ることができる。

これらの成分の自乗和の平方を取り２倍する演算を振幅演算回路２０６で実施することで、第２調波成分の振幅ｋ_abを得ることができる。また、正弦波成分を余弦成分で除算して、逆正接を取る演算を位相演算回路２０７で行うことにより、第２調波成分の位相φ_abを得ることができる。

図３により、図２で得られた第２調波の成分の振幅ｋ_ab及び位相φ_abを用いて、ＵＸ相の直流電流成分を補償する方法を説明する。

第２調波の成分の振幅ｋ_ab及び位相φ_abは、制御角αとともに直流電流成分推定回路２１に入力される。この直流電流成分推定回路２１では、（３）式で示される計算を行い、直流電流成分Ｉ_dabを推定する。

次にこの推定値と制御角を変調角演算回路２２に入力し、（９）式で示される演算を行い、直流電流成分を補償するための変調角Δα_UXを演算する。この変調角αをＵ相バルブでは加算回路２３１で加算し、α_U＝α＋Δα_UXとし、またＸ相バルブでは加算回路２３２で減算し、α_x＝α−Δα_UXとしてＵ相制御角α_U、Ｘ相制御角α_xを得る。

これらの制御角を用いて、Ｕ相バルブとＸ相バルブとを個別に異なる制御角で制御することで、直流電流成分を補償し、ほぼ零にすることができる。

このように本発明の第１の実施形態によれば、交流電圧に第２調波成分が重畳することでリアクトルに流れる直流電流成分が発生した場合に、直流電流成分を抑制することが可能であり、リアクトルの直流励磁、変圧器の直流励磁、高調波の発生、各種危機の過負荷等の不具合を防止することができる。

次に本発明の第２の実施形態を図４及び図５を参照して説明する。

図４は本発明による交流半導体スイッチの制御装置の第２の実施形態が適用される系統構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。

本実施形態において、図１と異なる部分は計器用変圧器７を変圧器３の１次側の交流母線２に接続し、その２次側よりＡ，Ｂ，Ｃ相の相電圧を取出すようにしている。

また、図５は同実施形態における第２調波電圧検出回路を示すブロック図であり、図２と異なる部分は交流母線２のＡ相電圧ＶＡを計器用変圧器７より取出して線間電圧検出回路１９の割算回路１９２に入力している点である。

それ以降のＵＸ相バルブに流れる直流電流成分推定と図３に示される直流電流成分抑制制御については第１の実施形態と同様である。

上記構成の第２の実施形態では、変圧器３の結線がスターデルタであるため、バルブの接続する側の母線ａとｂとの間の交流線間電圧Ｖabは、計起用変圧器７で検出される交流電圧信号ＶＡに比例する。これを基本波定格電圧Ｖ₁₀で除算することにより、線間電圧の基本波電圧に対する比率を得ることができる。

以降は、第１の実施形態と同様な作用により、直流電流成分の推定と補償を行うことができる。

このように本発明の第２の実施形態としても、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

次に本発明の第３の実施形態を図６及び図７を参照して説明する。

図６は、第２調波電圧成分正相分検出回路を示すブロック図であり、ここでは図２と異なる部分について述べる。

第３の実施形態では、交流電圧の第２調波の正相成分を検出検出するため、３相の線間電圧を三相二相変換回路２４に入力し、加算回路２４１，２４２及び係数回路２４３，２４４、割算回路２４５を用いて、正相成分を含む信号を作成する構成としたもので、それ以外は図２の構成と同じである。

この場合、第２調波成分検出回路２０は、三相二相変換回路２４の出力信号を用いるので、交流電圧第２調波の正相成分の振幅と位相となる。

ここで、上記構成の作用について述べる。

図６に示す三相二相変換回路２４中、加算回路２４１と係数回路２４３により、ａｂ相電圧に平行な成分、加算回路２４２と係数回路２４４により、ａｂ相電圧に直交する成分が得られる。これを割算回路２４５にて正規化する。

ａｂ相電圧に平行な成分と直交する成分に、第２調波成分検出回路２０の正弦波発生回路２０２、余弦波発生回路２０３からの第２調波の正弦波・余弦波を乗算回路２０４により乗算すると、正相成分は直流量となり、逆相成分は第２調波のさらに２倍の第４調波で振動する成分に軸変換されることは良く知られている。

したがって、乗算回路２０４の出力信号からローパスフィルタ２０５を用いて直流成分を取出すことで、第２調波成分の正相分に比例する信号（１／２）ｋ₂₁cosφ₂₁、正弦波成分（１／２）ｋ₂₁sinφ₂₁を得ることができる。

これら各成分の自乗和の平方を取り２倍する演算を振幅演算回路２０６で実施することで第２調波成分の振幅ｋ₂₁を得ることができる。また、正弦波成分を余弦成分で割算して、逆正接を取る演算を位相演算回路２０７で行うことで、第２調波成分の位相φ₂₁を得ることができる。

図７は同実施形態における三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図で、図３と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。

以下図７により、図６で得られた第２調波正相分の振幅ｋ₂₁及び位相φ₂₁を用いて、三つの相の直流電流成分を補償する方法を説明する。

第２調波の振幅ｋ₂₁及び位相φ₂₁は、制御角αとともに直流電流成分推定回路２１に入力されると、この直流電流成分推定回路２１では、（３）式で示される計算を行い、直流電流成分Ｉ_dabを推定する。

次に、この推定値と制御角を変調角演算回路２２に入力し、（９）式で示される計算を行い、直流電流を補償するための変調角Δα_UXを演算する。この変調角αをＵ相バルブでは加算回路２３１で加算し、α_u＝α＋Δα_UXとしてＵ相制御角α_U、またＸ相バルブではα_uX＝α−Δα_UXとしてＸ相制御角α_Xを得る。

ＶＹ相バルブについては、正相分の位相が定数回路２４より出力される定数に示される１２０°（２π／３）だけ遅れるので、加算回路２５により位相をずらし、直流成分推定回路２１に入力することで、ＶＹ相バルブに流れる直流電流成分Ｉ_dbcを推定する。

また、ＷＺ相バルブでは、位相ずれが１２０°進みであることを考慮し、加算回路２６により位相を進め、直流成分推定回路２１に入力することで、ＷＺ相バルブに流れる直流電流成分Ｉ_dcaを推定する。

さて、ここで推定された直流電流成分は、第２調波正相分からの推定なので、ＵＸ相バルブ、ＶＹ相バルブ、ＷＺ相バルブに流れる直流電流成分そのものではなく、その一部となる。しかし、以下に説明するように、この直流電流成分は、図１に示すようにＴＣＲ５のデルタ接続部から変圧器３に流れる線電流Ｉa，Ｉb，Ｉcに含まれる直流電流成分の推定値である。

したがって、この推定値に応じて、各相の変調角Δα_UX，Δα_VY，Δα_WZを得て、直流電流成分を補償することで、ＴＣＲ５から変圧器３に流出する直流電流成分を抑制することができる。

交流電圧の三相の第２調波成分Ｖ_ab2，Ｖ_bc2，Ｖ_ca2は、その正相分振幅をｋ₂₁、位相をφ₂₁、逆相成分振幅をｋ₂₂、位相をφ₂₂とすると、下式のように表される。

基本波成分の位相に着眼して、（１１）式、（１２）式を変形すると、次式のようになる。

（１１ａ）（１２ａ）式から、第２調波成分の逆相成分は、各相の基本波成分と同一の位相差を有することが分かる。

ＵＸ相バルブで発生する直流電流成分は、（３）式で示される。ＶＷ相バルブの通電期間は、ＵＸ相バルブから基本波ベースで１２０°（２π／３ラジアン）遅れた期間になるので、（３）式の積分範囲を１２０°ずらして計算すればよいが、第２調波逆相成分の電圧も、同様に基本波ベースで１２０°遅れるので、計算結果はＵＸ相バルブの直流電流成分と同じ大きさ・極性になることが分かる。ＷＺ相バルブについても同様であり、結局、三相とも同じ大きさ・極性の直流電流成分となることが分かる。この状況を図８に示す。

図８において、交流電圧第２調波成分により発生する直流電流成分Ｉd2は、ＴＣＲ５のデルタ結線中を循環する成分となり、外部には流出しない。したがって、この直流電流成分は、変圧器３には影響を与えない。

一方、交流電圧第２調波成分の正相成分により発生する直流電流成分は、三相で異なる大きさ・極性となり、Ｉ_dab1，Ｉ_dbc1，Ｉ_dca1となり、ＴＣＲ５のデルタ結線から流出し、変圧器３に影響を与える可能性がある。つまり、図８でＩda，Ｉdb，Ｉdcは次のようになる。

Ｉda＝Ｉ_dab1−Ｉ_dbc1
Ｉdb＝Ｉ_dbc1−Ｉ_dca1
Ｉdc＝Ｉ_dca1−Ｉ_dab1
このように本発明の第３の実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果が得られ、さらに第１の実施形態と比較して、変圧器の直流偏磁抑制に必要最小限の制御を行うので、高調波の増加などへの影響が少ないという利点がある。

次に本発明の第４の実施形態を説明する。

第３の実施形態では、三相個々に第２調波成分の正相成分から直流電流成分の推定とその抑制のための変調角を求めたが、本実施形態では、第２調波成分の正相分の三相の合計がゼロになることに着目し、二相の直流電流成分の推定値から第３相目の直流電流成分を推定するか、二相の変調角から第３相目の変調角を得ることが可能である。

図９は、後者の三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図で、図７と同一部分には同一符号を付してその説明を省略する。

ここで、その作用について述べる。

前記した（１０），（１１ａ），（１２ａ）式の正相成分に着目すると、第２調波の正相分は、各相の基本波成分の位相を基準とすると、三相間で１２０°（２π／３ラジアン）づつ位相がずれていることが示される。（３）式で各相の直流電流成分を計算することを考えると、積分内の正弦波の位相が各相間で１２０°ずれることになり、三相の直流電流成分の和がゼロになることが分かる。

したがって、例えばＷＺ相バルブの直流電流成分推定値は、Ｉ_dca1＝−Ｉ_dab1−Ｉ_dbc1で得ることができる。さらに、（９）式から変調角は、補償したい直流電流成分に比例するので、直流電流成分と同様に、例えば図９に示すようにＷＺバルブの変調角Δα_WZ1＝−Δα_dUX1−Δα_dVY1で得ることができる。

このような第４の実施形態においても、第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

次に本発明の第５の実施形態について図１０を参照して説明する。

図１０は三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図である。

図１０において、入力側は図示していないが、図２に示す第２調波成分検出回路を三相分個々に設け、その出力信号を入力するようにしている。図１０において、２１は直流電流成分推定回路、２２は変調角演算回路、２３は加算回路２３１，２３２からなる制御角変調回路、２７は加算回路２７１及び係数回路２７２からなる平均値演算回路、２８は加算回路である。

本実施形態では、第２調波成分検出回路からの出力信号により、各相ごとに直流電流成分を推定する構成とし、さらにその推定値の平均値を平均値演算回路２７により演算し、加算回路２８により平均値演算回路２７の出力を各相の直流電流推定値から減算して変調角演算回路２２に入力する構成としたものである。

このような構成の直流成分抑制回路の作用を述べる。

第４の実施形態で説明したように、第２調波成分の正相分の三相の合計がゼロになること、また第３の実施形態で説明したように逆相成分については三相とも値が等しいことに着目し、各相の直流電流成分の推定値から、逆相成分による直流電流成分を推定し、それを各相の直流電流推定値から減算することにより、各相の第２調波成分の正相電圧成分による直流電流成分が推定できる。

したがって、その推定値を用いれば、第３の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

なお、図１０に示す実施形態では、直流電流推定値につき、平均値を各相の直流電流推定値から減算するようにしたが、直流電流推定値と変調角とは線形の関係にあるので、同様な構成を変調角で行っても良い。つまり、３相の変調角の平均値を求め、各相の変調角から減算した信号を用いて、抑制制御を行っても第３の実施形態と同様の効果が得られることは明らかである。

次に本発明の第６の実施形態について図１１を参照して説明する。

図１１は一相分の直流成分抑制回路の構成例を示すブロック図である。

本実施形態は、既に述べた実施形態の構成とほぼ同様であるが、さらに交流系統事故を検出する事故検出回路２９、パターン発生回路３０、リミット回路３１を設け、直流成分抑制制御のための変調角を系統の交流系統の事故時にリミット可能な構成としたものである。

この場合、交流系統事故を検出する回路としては、交流電圧低下を検出する回路、自己電流が流れることを検出する回路、事故除去用遮断器が動作したことを検出する回路等、一般に交流系統自己を検出・除去するための回路が適用できる。

交流系統に事故が発生した場合は、交流系統電圧には、非常に大きな歪が生じるので、直流成分推定回路２１が通常よりも大きな直流電流成分を推定することになる。そのまま放置すると、変調角演算回路２２の出力である変調角が大きく変化し、制御角に不要に変調してしまう恐れがある。

本実施形態では、このような現象が発生する可能性のある期間は、事故検出回路２９の出力信号で、変調角をリミットすることにより、不要な制御角変調を防止することができる。また、事故が除去された後は、緩やかに変調角を戻すことで、急激な変調を防止することができる。

このように本発明の第６の実施形態によれば、交流系統事故が発生した場合でも、不要な動作を防止でき、さらに安定した直流電流成分抑制制御が可能になる。

なお、上記では変調角をリミットする構成を示したが、直流電流成分推定値をリミットすることでも、上記実施形態と同様の効果が得られることは明らかである。

また、図１１では一相分の構成を示したが、三相全てで同様に実施することも可能である。

次に本発明の第７の実施形態について図１２を参照して説明する。

図１２は、一相分の直流成分抑制回路の構成例を示すブロック図である。

本実施形態は、既に述べた実施形態の構成とほぼ同様であるが、変調角演算回路２２の出力を制御角変調回路２３にローパスフィルタ３２を通して入力する構成としたものである。

上記ローパスフィルタ３２としては、一次遅れ回路、二次のローパスフィルタ回路などで構成できる。

交流系統に事故が発生した場合は、交流系統電圧には、非常に大きな歪が生じるので、直流成分推定回路２１が通常よりも大きな直流電流成分を推定することになる。そのまま放置すると、変調角演算回路２２の出力である変調角が大きく変化し、制御角に不要に変調してしまう恐れがある。

本実施形態では、このような現象が発生する可能性のある期間に対し、応答時間が十分長いローパスフィルタを設けることで、交流系統事故による不要な動作を防止することができ、さらに安定に直流電流成分抑制制御が可能になる。

なお、上記では変調角をローパスフィルタに通す構成を示したが、直流電流成分推定値をローパスフィルタに通すことでも上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

上記構成の直流成分抑制回路において、
また、図１２では一相分の構成を示したが、三相全てで同様に実施することも可能である。

なお、前述した各実施形態では、半導体スイッチとしてサイリスタスイッチを用いたが、スイッチを構成できるものであればどのようなものでも良く、例えばトランジスタ、トライアック、ＧＴＯ、ＩＧＢＴ等を用いたものでも良い。

本発明による交流半導体スイッチの制御装置の第１の実施形態が適用される系統構成図。 本発明の第１の実施形態における第２調波電圧検出回路を示すブロック構成図。 同実施形態における１相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 本発明による交流半導体スイッチの制御装置の第２の実施形態が適用される系統構成図。 同実施形態における第２調波電圧検出回路を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態における第２調波電圧成分正相分検出回路を示すブロック図。 同実施形態における三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 同実施形態において、正相分・逆相分による直流電流成分の分布状況を示す系統構成図。 本発明の第４の実施形態における三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 本発明の第５の実施形態における三相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 本発明の第６の実施形態における一相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 本発明の第７の実施形態における一相分の直流成分抑制回路を示すブロック図。 ＳＶＣの概略を示す回路構成図。 ＴＣＲ５部分を中心に三相回路で示す３線結線図。 従来のＳＶＣ制御装置１０の一例を示すブロック図。 ２次高調波電圧成分重畳時のＴＣＲ電流波形の一例を示す図。

符号の説明

１…交流系統、２…交流母線、３…変圧器、４…２次母線、５…ＴＣＲ、６…交流フィルタ、７…計器用変圧器、８…変流器、１０…ＳＶＣ制御装置、１１…電圧制御回路、１２…無効電力／制御角変換回路、１３…位相制御回路、１４…電圧検出回路、１５…電流検出回路、１６…位相検出回路、１９…線間電圧検出回路、２０…第２調波成分検出回路、２１…直流電流成分推定回路、２２…変調角演算回路、２３…制御角変調回路、２４…三相二相変換回路、２５，２６，２８…加算回路、２７…平均値演算回路、２９…事故検出回路、３０…パターン作成回路、３１…リミット回路、３２…ローパスフィルタ、５１…サイリスタスイッチ、５２…リアクトル

Claims (7)

1. 電力系統に設置される無効電力補償装置などの系統安定化装置に使用される複数相からなる半導体スイッチの制御装置において、
   前記半導体スイッチに印加する交流電圧に含まれる偶数調波電圧成分の振幅と位相の情報を検出する偶数調波検出手段と、
   この偶数調波検出手段より得られる偶数調波電圧成分の情報と前記半導体スイッチの点弧位相から直流電流成分を推定する直流電流成分推定手段と、
   この直流電流成分推定手段により推定された直流電流成分の推定値に基づいて該直流電流成分がゼロになるように前記半導体スイッチの制御角を変調して点弧タイミングを調整する変調手段と、
   を備えたことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
2. 請求項１記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記直流電流成分推定手段は、前記電力系統の交流電圧検出点と前記半導体スイッチとの間に変圧器が存在する場合には該変圧器の巻線構成を考慮して、交流電圧検出信号から前記半導体スイッチに印加する電圧を推定する
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
3. 請求項１記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記偶数調波検出手段は、交流電圧の偶数調波電圧成分を三相二相変換し、その信号から正相分を抽出する
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
4. 請求項３記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記変調手段は、三相のスイッチアーム内の二相の点弧タイミング調整を演算し、残りの一相については演算した二相の点弧タイミング調整から導き出す
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
5. 請求項１記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記直流電流成分推定手段は、前記偶数調波検出手段により検出された偶数調波電圧成分から、三相各々の直流電流成分を推定するとともに、その平均値を演算し、
   前記変調手段は、各相の直流電流成分から前記平均値を減算した信号を用いて前記半導体スイッチの点弧タイミングを調整する
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記交流系統の事故時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間を検出する手段と、この手段からの検出信号により前記変調手段による点弧タイミングの調整をリミットする手段とを設けた
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
7. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の半導体スイッチの制御装置において、
   前記交流系統の事故時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間を前記変調手段の応答時間を引延ばすための手段を設けた
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。

Images