JP2000276243A - 半導体スイッチの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のＳＶＣ制御方式では、交流電圧の基本
波実効値あるいは交流電流の基本波実効値のみを使用
し、交流電圧を一定に制御するだけであり、高調波成
分、直流電流成分に対し、適切な制御が出来ない。 【解決手段】 検出手段により各相に流れる直流電流成
分を検出し、この直流電流成分が所定の制御目標値とほ
ぼ一致するように各相の半導体スイッチの制御角を変調
する。これにより、各相間で同じ直流電流成分が流れる
状態となるので、直流電流成分は複数のスイッチアーム
間を還流するだけとなり、サイリスタスイッチから外部
の交流回路に流出する直流電流成分を抑制することが可
能で、変圧器の直流偏磁、高調波の発生、各種機器の過
負荷等の不具合を防止することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流系統に設置さ
れ、無効電力補償、交流電圧制御等を行う静止型無効電
力補償装置（以下ＳＶＣ）等に使用されるサイリスタス
イッチ等の半導体スイッチを適用した装置の制御方式に
関する。

【０００２】

【従来の技術】以下に於いては、半導体スイッチ適用装
置の代表的な物であるサイリスタスイッチリアクトル
（ＴＣＲ）を使用したＳＶＣを例に説明するが、他の半
導体スイッチについても同様に本発明が適用できる。ま
た、交流相数は３相で説明するが、本発明は３相以外の
相数の場合にも適用が可能である。

【０００３】また、半導体としては、スイッチを構成す
ることの出来るものであれば、どのような物でもよく、
例えば、トランジスタ、トライアック、ＧＴＯ、ＩＧＢ
Ｔ等々でも構わない。

【０００４】図１３にＳＶＣの概略構成図を示す。図１
３において、１は交流系統、２は交流母線、３は変圧
器、４は２次母線である。ＳＶＣは、リアクトルに流れ
る電流をサイリスタスイッチで制御するサイリスタ制御
リアクトル（ＴＣＲ）５と交流フィルタ（ＦＣ）６から
構成される。

【０００５】さらに、ＳＶＣ制御のために、計器用変成
器７、変流器８、ＳＶＣ制御装置１０が設けられ、ＳＶ
Ｃ制御装置１０からの位相制御パルスＰＨＳにより、サ
イリスタスイッチの点弧位相が制御され、ＴＣＲ５の無
効電力出力が調整される。

【０００６】図１４は、図１３のＴＣＲ５部の３線結線
図である。ＴＣＲ５は、サイリスタスイッチ５１、リア
クトル５２から構成されており、各相のサイリスタスイ
ッチは、各々Ｕ・Ｘサイリスタバルブ、Ｖ・Ｙサイリス
タバルブ、Ｗ・Ｚサイリスタバルブから構成される。

【０００７】図１５に図１３のＳＶＣの従来の制御装置
１０の１例を示す。この制御装置１０は、電圧制御回路
１１、無効電力／制御角変換回路１２、位相制御回路１
３、交流電圧検出回路１４、交流電流検出回路１５から
構成される。

【０００８】無効電力／制御角変換回路１２は、電圧制
御回路１１から出力される無効電力基準ＱｒｅｆをＴＣ
Ｒ５を位相制御するための制御角αに変換する。位相制
御回路１３は、交流系統電圧に同期した制御角αの位相
制御パルスＰＨＳをＴＣＲ５に出力し、ＴＣＲ５を構成
するサイリスタスイッチの位相制御を行う。

【０００９】交流電圧検出回路は１４は、図１３の計器
用変成器７からの電圧信号から交流電圧実効値Ｖａｃを
演算する。交流電流検出回路１５は、図１３の変流器８
からの電流信号からＳＶＣの交流電流実効値ｌｓｖｃを
演算する。

【００１０】電圧制御回路１１は、交流母線２の交流電
圧を一定に保つことを目的にする制御ブロックである。
電圧制御回路１１の１例として、ゲイン１０１、積分回
路１０２、スロープゲイン１０３、加算回路１０４から
構成される例について説明する。尚、積分回路１０２の
代わりに、比例積分、進み遅れ関数、１次遅れ関数等の
関数を用いても良いし、また、その組合せとしても良
い。

【００１１】電圧制御回路１１は、交流電圧の基準電圧
Ｖｒｅｆ、交流電圧検出値Ｖａｃ、さらに、ＳＶＣの出
力電流Ｉｓｖｃとスロープゲイン１０３との積を加算回
路１０４に入力し、電圧偏差信号△Ｖを下式に基づき作
成する。

【００１２】

【数１】 △Ｖ＝Ｖａｃ＋Ｋｄ×Ｉｓｖｃ−Ｖｒｅｆ…（１） 電圧制御回路１１は、この電圧偏差信号△Ｖを用いて、
ＳＶＣの出力すべき無効電力基準Ｑｒｅｆを決定する。

【００１３】無効電力基準Ｑｒｅｆは無効電力／制御角
変換回路１２により制御角αに変換され、このαに応じ
ＴＣＲ５が位相制御され、ＴＣＲ５を流れる電流が決定
される。そして、ＴＣＲ５と交流フィルタ６の無効電力
の和がＳＶＣの無効電力となる。

【００１４】以下に電圧制御回路１１により、交流電圧
が制御される動作を説明する。事前状態では、交流電圧
基準Ｖｒｅｆと交流電圧Ｖａｃとが一致しており、ＳＶ
Ｃの出力電流Ｉｓｖｃは零であったと想定する。ここ
で、交流電圧基準Ｖｒｅｆが増加する場合の動作を説明
する。

【００１５】交流電圧基準Ｖｒｅｆが増加すると、交流
電圧基準Ｖｒｅｆ＞交流電圧Ｖａｃとなるので、電圧偏
差△Ｖ＞０となり、ゲイン１０１を介して積分回路１０
２により偏差が積算される。積分回路１０２からの出力
は、ＳＶＣの無効電力基準Ｑｒｅｆになる。ＳＶＣの出
力電流がこのＱｒｅｆとなるようＴＣＲ５が制御され
る。

【００１６】ＳＶＣの出力がＱｒｅｆに応じた値になる
と、交流電圧が上昇するので、電圧偏差△Ｖは減少し、
積分回路１０２への入力信号が減少する。このようなル
ープが連続的に繰り返され、定常状態に落ち着く。

【００１７】以上説明したようにＳＶＣの制御回路を構
成することは公知の技術である。図１５においては、説
明の簡単化のため、電圧制御回路がゲイン１０１と積分
回路１０２とから構成されているとしたが、他の適切な
伝達関数、１次遅れ、１次進み遅れ等、を使用しても同
様な機能・性能が満足されることは明らかである。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】このようなＳＶＣの制
御において、交流系統の状態が変化し、特に、系統の短
絡容量が小さくなり、調和用コンデンサ等の容量性イン
ピーダンスとの共振周波数が低くなり、第２あるいは第
４調波等の偶数調波電圧成分が増加すると、ＳＶＣを構
成するＴＣＲ５のサイリスタスイッチ５１の通電電流
が、正方向、負方向で非対称になる場合がある。この状
況を図１６に示す。図１６では、Ｕ相電流が多く流れ、
Ｘ相電流が少ない状況を示している。

【００１９】電流が正負非対称になると、Ｕ−Ｘ相サイ
リスタスイッチに流れる電流には直流電流成分が重畳す
ることになる。この直流電流成分が変圧器３に継続して
流入すると、変圧器３が直流偏磁に至り、変圧器３の騒
音増大、過熱に至り、破損に至るおそれがある。また、
交流系統１からの励磁電流が正負非対称となり、交流系
統電圧に偶数次の歪成分を誘起することになり、交流系
統１内に設置されている調和用コンデンサ、フィルタ等
の過熱、破損に至るおそれがある。

【００２０】従来のＳＶＣ制御方式では、交流電圧の基
本波実効値あるいは交流電流の基本波実効値のみを使用
し、交流電圧を一定に制御するだけであり、高調波成
分、直流電流成分に対し、適切な制御が出来ない。

【００２１】以上説明したように、従来のＳＶＣ制御方
式では、交流系統電圧に重畳する偶数次の高調波等によ
り発生する直流電流成分に対し、適切な制御が取れない
という不具合があった。

【００２２】よって、本発明の目的は、上記の不具合を
解決するものであり、半導体スイッチから交流回路側に
流出する直流電流成分を抑制し、ＳＶＣ等の半導体スイ
ッチを応用した装置の安定な運転を継続させることので
きる制御装置を提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る半導体スイッチの制御装置
では、複数のスイッチアームから交流回路に流出する直
流電流成分をほぼ零にするように半導体スイッチの点弧
タイミングを制御することにより、サイリスタスイッチ
から外部の交流回路に流出する直流電流成分を抑制する
ことが可能であり、変圧器の直流偏磁、高調波の発生、
各種機器の過負荷等の不具合を防止することができる。

【００２４】本発明の請求項２に係る半導体スイッチの
制御装置では、検出手段により各相に流れる直流電流成
分を検出し、この直流電流成分が所定の制御目標値とほ
ぼ一致するように各相の半導体スイッチの制御角を変調
する。これにより、各相間で同じ直流電流成分が流れる
状態となるので、直流電流成分は複数のスイッチアーム
間を還流するだけとなり、サイリスタスイッチから外部
の交流回路に流出する直流電流成分を抑制することが可
能で、変圧器の直流偏磁、高調波の発生、各種機器の過
負荷等の不具合を防止することができる。

【００２５】本発明の請求項３に係る半導体スイッチの
制御装置では、制御目標値を、半導体スイッチの複数の
相を流れる直流電流成分の平均値とすることにより、任
意に制御目標値を設定した場合と比較し、各相の制御角
の変調量の和を小さくすることができる。

【００２６】本発明の請求項４に係る半導体スイッチの
制御装置では、制御目標値を、半導体スイッチの複数の
相を流れる直流電流成分内の最大値と最小値の平均値と
することにより、任意に制御目標値を設定した場合と比
較し、各相の制御角の変調量の和を小さくすることがで
きる。

【００２７】本発明の請求項５に係る半導体スイッチの
制御装置では、制御目標値を、半導体スイッチの複数の
相を流れる直流電流成分内の中間値とすることにより、
任意に制御目標値を設定した場合と比較し、各相の制御
角の変調量の和を小さくすることができる。

【００２８】本発明の請求項６に係る半導体スイッチの
制御装置では、検出手段を半導体スイッチと交流回路と
の接続部に配置し、線電流中の直流電流成分を検出す
る。この線電流中の直流電流成分を基に各相に流れる直
流電流成分が所定の制御目標値とほぼ一致するように各
相の半導体スイッチの制御角を変調することにより、サ
イリスタスイッチから外部の交流回路に流出する直流電
流成分を抑制することが可能となり、変圧器の直流偏
磁、高調波の発生、各種機器の過負荷等の不具合を防止
することができる。

【００２９】本発明の請求項７に係る半導体スイッチの
制御装置では、制御手段の数をスイッチアームの相数よ
り１つ少なく設け、制御手段の無いスイッチアームに
は、他相のスイッチアームの制御手段の出力信号を合成
する合成手段の出力により制御する。制御手段が線形回
路である場合には、１相の制御変調量は、他相の制御変
調量から演算することができるので、制御手段の数を相
数より１つ少なくしても請求項１と同様の効果を得るこ
とができる。

【００３０】本発明の請求項８に係る半導体スイッチの
制御装置では、交流系統事故時等の擾乱時及び擾乱が継
続している期間は、制御手段の制御をリセットすること
により、事故直前に流れていた電流がサイリスタスイッ
チを循環することで、直流電流成分が検出され、制御角
変調量が大きく変化するという現象を防止することがで
きる。

【００３１】本発明の請求項９に係る半導体スイッチの
制御装置では、交流系統事故時等の擾乱時及び擾乱が継
続している期間は、検出手段の検出をリセットすること
により、事故直前に流れていた電流がサイリスタスイッ
チを循環することで、直流電流成分が検出され、制御角
変調量が大きく変化するという現象を防止することがで
きる。

【００３２】本発明の請求項１０に係る半導体スイッチ
の制御装置では、制御手段の応答時間を、交流系統事故
時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間をより十分長
くすることにより、交流系統事故及びその後の擾乱に対
して不要な応答することが無くなり、安定な直流電流抑
制制御を実現することができる。

【００３３】本発明の請求項１１に係る半導体スイッチ
の制御装置では、検出手段の応答時間を、交流系統事故
時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間をより十分長
くすることにより、交流系統事故及びその後の擾乱に対
して不要な応答することが無くなり、安定な直流電流抑
制制御を実現することができる。

【００３４】本発明の請求項１２に係る半導体スイッチ
の制御装置では、半導体スイッチが停止している期間
は、制御手段の制御をリセットする。サイリスタスイッ
チへの位相制御パルスが停止しているゲートブロック状
態では、サイリスタスイッチに電流は流れない。よっ
て、検出手段にも電流は流れないが、検出手段の誤差、
検出手段から制御手段に至る電気回路中のオフセット誤
差等により、不要な直流電流成分信号が入力される恐れ
があり、実際の直流電流成分はゼロであるにもかかわら
ず、誤差を累積し、不要に制御角を変調する可能性があ
る。そこで、半導体スイッチが停止している期間は、制
御手段の制御をリセットすることにより、不要な制御角
変調を防止することができる。

【００３５】本発明の請求項１３に係る半導体スイッチ
の制御装置では、半導体スイッチが停止している期間
は、検出手段の検出をリセットする。サイリスタスイッ
チへの位相制御パルスが停止しているゲートブロック状
態では、サイリスタスイッチに電流は流れない。よっ
て、検出手段にも電流は流れないが、検出手段の誤差、
検出手段から制御手段に至る電気回路中のオフセット誤
差等により、不要な直流電流成分信号が入力される恐れ
があり、実際の直流電流成分はゼロであるにもかかわら
ず、誤差を累積し、不要に制御角を変調する可能性があ
る。そこで、半導体スイッチが停止している期間は、検
出手段の検出をリセットすることにより、不要な制御角
変調を防止することができる。

【００３６】本発明の請求項１４に係る半導体スイッチ
の制御装置では、半導体スイッチが停止している期間
は、検出手段のオフセットを自動的に調整する。サイリ
スタスイッチへの位相制御パルスが停止しているゲート
ブロック状態では、サイリスタスイッチに電流は流れな
い。よって、検出手段にも電流は流れないが、検出手段
の誤差、検出手段から制御手段に至る電気回路中のオフ
セット誤差等により、不要な直流電流成分信号が入力さ
れる恐れがあり、実際の直流電流成分はゼロであるにも
かかわらず、誤差を累積し、不要に制御角を変調する可
能性がある。そこで、半導体スイッチが停止している期
間は、検出手段のオフセットを自動的に調整することに
より、オフセット誤差による不要な制御角変調を防止す
ることができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。 （第１の実施の形態）請求項１，２に対応 図１、２、３は、本発明の第１の実施の形態の構成図で
ある。

【００３８】図１は、第１の実施の形態のＴＣＲ５の構
成図であり、従来のＳＶＣ制御のための検出手段に加
え、直流変流器（以下ＤＣＣＴ）２０１を使用する構成
となっている。

【００３９】図２は、第１の実施の形態の直流電流成分
抑制回路であり、ＤＣＣＴ２０１からの信号より直流電
流成分を抽出する直流成分検出回路２０２と、直流電流
成分の基準を設定する直流成分基準回路２０３と、直流
成分検出回路２０２の出力と直流成分基準回路２０３の
出力とを基に直流電流成分が直流成分基準にほぼ一致す
るように制御する直流成分抑制回路２０４と、加算回路
２０５と、減算回路２０６とから構成される。

【００４０】図３は、第１の実施の形態の直流成分抑制
回路２０４の１相分の一例であり、減算回路２１１と、
不感帯回路２１２と、積分回路２１３とからなる。図
１、２、３により、本実施の形態の作用を説明する。

【００４１】ＴＣＲ５を構成するサイリスタスイッチ各
相に直流電流成分が発生すると、ＤＣＣＴ２０１はその
電流波形を忠実に信号変換するので、ＤＣＣＴ２０１の
出力信号は、正負非対称となる。直流成分検出回路２０
２は、この正負非対称の信号から、その直流電流成分を
抽出する。

【００４２】直流電流成分を抽出する方法としては、低
域通過フィルタを使用する方法、低域通過フィルタを数
段組み合わせて行う方法、半サイクル毎に電流信号の積
分を行い正波の積分と負波の積分との差により直流電流
成分を検出する方法等がある。

【００４３】直流成分基準回路２０３は、ＴＣＲ５の中
を循環する直流電流成分の大きさの基準値となる直流成
分基準Ｉｄｒｅｆを作成する。直流成分抑制回路２０４
は、直流成分基準Ｉｄｒｅｆと直流成分検出回路２０２
の出力の直流電流成分Ｉｄａｂ、Ｉｄｂｃ、Ｉｄｃａと
を入力する。図３にてＵ−Ｘ相スイッチの例により動作
説明する。

【００４４】減算回路２１１により、直流電流成分Ｉｄ
ａｂと直流成分基準Ｉｄｒｅｆとの差を演算し、その差
が所定値より大きいことを不感帯回路２１２により演算
し、その出力を積分器２１３に入力する。積分器２１３
は、直流電流成分Ｉｄａｂと直流成分基準Ｉｄｒｅｆが
ほぼ一致するまで、その差を積分しつづけ、制御角変調
信号△αａｂを出力する。他の相についても同様な演算
が行われ、△αｂｃ、△αｃａが演算される。

【００４５】図３では、不感帯回路、リミッタ付き積分
回路から構成される例を示したが、不感帯は無くても良
いし、また、リミッタは無くても良い。さらに、積分回
路の代わりに１次遅れ回路等を用いても良い。

【００４６】直流成分抑制回路２０４の出力は、加算回
路２０５、減算回路２０６に入力され、各相のサイリス
タスイッチの制御角αｕ〜ｚを変調することで、直流電
流成分が直流成分基準Ｉｄｒｅｆとほぼ一致するように
制御する。

【００４７】このように、３相間で同じ直流電流成分が
流れる状態になれば、直流電流成分は３相のサイリスタ
スイッチアーム間を還流するだけになり、サイリスタス
イッチから外部の２次母線４、変圧器３、交流系統１に
は流出しなくなる。

【００４８】ここで、図１４において３相交流の内のＡ
−Ｂ相電圧に２次の高調波が重畳し、Ｕ−Ｘ相サイリス
タスイッチに直流電流成分が流れた場合の作用につき説
明する。

【００４９】Ｕ−Ｘ相サイリスタスイッチにおいて、正
方向のＵ相サイリスタバルブ電流が小さく、負方向のＸ
相サイリスタバルブ電流が大きい状態で、直流電流成分
が発生したとする。この直流電流成分は、ＴＣＲ５と変
圧器３とを接続する交流母線Ａから流出し、変圧器３を
経由し、交流母線Ｂと通って、サイリスタスイッチに還
流する。

【００５０】この直流電流成分を直流電流成分検出手段
により検出して、直流電流成分検出手段の出力信号に応
じ、直流成分抑制手段は制御角の変調量を演算する。制
御角変調手段は、その変調量に応じ、Ｕ相サイリスタバ
ルブの制御角を進め、Ｘ相サイリスタの制御角を遅らす
ように、個々のサイリスタバルブの点弧タイミングを調
整する。

【００５１】ＴＣＲの特性として、制御角を進めると通
電電流が増加し、また、制御角を遅らすと通電電流は減
少する。従って、Ｕ相サイリスタバルブを流れる正方向
電流は増加し、Ｘ相サイリスタバルブを流れる負方向電
流は減少する。

【００５２】この動作により、正方向電流と負方向電流
の大きさが平衡し、直流電流成分がほぼ零に制御され、
Ｕ−Ｘ相サイリスタスイッチを流れる直流電流成分がほ
ぼ零になるので、変圧器３を流れる直流電流成分もほぼ
零になる。

【００５３】以上説明したように、本実施の形態によれ
ば、サイリスタスイッチに流れる電流に直流電流成分が
重畳した場合、正負のサイリスタバルブの制御角を変調
することで、サイリスタスイッチから外部の交流回路に
流出する直流電流成分を抑制することが可能であり、変
圧器の直流偏磁、高調波の発生、各種機器の過負荷等の
不具合を防止することができる。 （第２の実施の形態）請求項３に対応 図４は、本発明の第２の実施の形態の直流成分基準回路
の構成図である。図４は、第１の実施の形態の構成にお
いて、直流成分基準Ｉｄｒｅｆとして、３相のサイリス
タスイッチに流れている直流電流成分の平均値を用いる
構成とするため、直流成分基準回路２０３を加算回路２
２３、係数２２４から構成する。

【００５４】直流成分基準回路２０３は、３相のサイリ
スタスイッチの直流電流成分Ｉｄａｂ、Ｉｄｂｃ、Ｉｄ
ｃａを加算回路２２３により加算し、係数２２４により
１／３を乗ずるので、その出力として直流電流成分の平
均値を得ることができる。

【００５５】この出力を直流成分基準Ｉｄｒｅｆとして
用いることにより、第１の実施の形態に説明した作用と
同様な作用により、直流電流成分の抑制が可能である。
さらに、任意に直流電流成分基準Ｉｒｅｆを設定した場
合に比較し、３相の制御角の変調量の和が小さくなる利
点がある。

【００５６】以上説明したように、本実施の形態によっ
ても、第１の実施の形態と同様な効果を得ることができ
る。 （第３の実施の形態）請求項４に対応 図５は、本発明の第３の実施の形態の構成図である。図
５は、第１の実施の形態の構成において、直流成分基準
Ｉｄｒｅｆとして、３相のサイリスタスイッチに流れて
いる直流電流成分の内の最大値と最小値の平均値を用い
る構成とするため、直流成分基準回路２０３を最大値検
出回路２３１、最小値検出回路２３２、加算回路２３
３、係数２３４から構成する。

【００５７】直流成分基準回路２０３は、３相のサイリ
スタスイッチの直流電流成分Ｉｄａｂ、Ｉｄｂｃ、Ｉｄ
ｃａの最大値を最大値検出回路２３１により選択し、最
小値を最小値検出回路２３２により選択する。その最大
値と最小値を加算回路２３３により加算し、係数２３４
により１／２を乗ずるので、その出力として直流電流成
分の最大値と最小値の平均値を得ることができる。

【００５８】この出力を直流成分基準Ｉｄｒｅｆとして
用いることにより、第１の実施の形態に説明した作用と
同様な作用により、直流電流成分の抑制が可能である。
さらに、任意に直流電流成分基準Ｉｒｅｆを設定した場
合に比較し、３相の制御角の変調量の和が小さくなる利
点がある。

【００５９】以上説明したように、本実施の形態によっ
ても、第１の実施の形態と同様な効果を得ることができ
る。 （第４の実施の形態）請求項５に対応 図６は、本発明の第４の実施の形態の構成図である。図
６は、第１の実施の形態の構成において、直流成分基準
Ｉｄｒｅｆとして、３相のサイリスタスイッチに流れて
いる直流電流成分の内の中間値（ミディアン）を用いる
構成とするため、直流成分基準回路２０３を中間値選択
回路２４１から構成する。

【００６０】直流成分基準回路２０３は、３相のサイリ
スタスイッチの直流電流成分Ｉｄａｂ、Ｉｄｂｃ、Ｉｄ
ｃａの中間値を中間値検出回路２４１により得ることが
できる。

【００６１】この出力を直流成分基準Ｉｄｒｅｆとして
用いることにより、第１の実施の形態に説明した作用と
同様な作用により、直流電流成分の抑制が可能である。
さらに、任意に直流電流成分基準ｌｒｅｆを設定した場
合に比較し、３相の制御角の変調量の和が小さくなる利
点がある。

【００６２】以上説明したように、本実施の形態によっ
ても、第１の実施の形態と同様な効果を得ることができ
る。 （第５の実施の形態）請求項６に対応 図７、８は、本発明の第５の実施の形態の構成図であ
る。

【００６３】図７は、第５の実施の形態のＴＣＲ５の構
成図であり、ＴＣＲ５と２次母線との接続部にＤＣＣＴ
２０１を配置した構成となっている。図８は、第５の実
施の形態の直流電流成分抑制回路であり、ＤＣＣＴ２０
１からの直流変流器出力信号より線電流直流電流成分を
抽出する直流成分検出回路２０２と、２つの線電流直流
電流成分より直流成分合成信号を求める減算回路２０７
と、直流分の基準を設定する直流成分基準回路２０３
と、減算回路２０７の出力と直流成分基準回路２０３の
出力とを基に直流電流成分が直流成分基準にほぼ一致す
るように制御する直流成分抑制回路２０４と、加算回路
２０５と、減算回路２０６とから構成される。

【００６４】ここで仮に、ＴＣＲ５内のＵ−Ｘ相サイリ
スタスイッチに正方向の直流電流成分Ｉｄａｂが正方向
流れており、他の相には流れていないと想定する。この
状態では、線電流中の直流電流成分は、Ｉｄａ＝ｌｄａ
ｂ、Ｉｄｂ＝−Ｉｄａｂとなる。従って、減算回路２０
７の出力信号は、２×Ｉｄａｂとなる。この信号が直流
成分抑制回路２０４に使用されるので、第１の実施の形
態と同様にＵ−Ｘ相サイリスタスイッチの直流電流成分
を制御できる。

【００６５】また、他の相に直流電流成分が流れている
場合でも、１つの相に直流電流成分が流れている状態の
重ね合わせと考えられるので、同様にＴＣＲ５内の直流
電流成分を制御でき、線電流中の直流電流成分流Ｉｄ
ａ、Ｉｄｂ、Ｉｄｃを零に制御できる。

【００６６】以上説明したように、本実施の形態によっ
ても、第１の実施の形態と同様な効果が得られる。尚、
本実施の形態においても、既に説明した実施の形態と同
様、直流電流成分基準Ｉｄｒｅｆを様々な値に設定する
ことが可能であることは明らかである。 （第６の実施の形態）請求項７に対応 図９に本発明の第６の実施の形態の構成図を示す。図９
において、第５の実施の形態の構成と異なる点は、直流
成分検出回路２０２、直流成分抑制回路２０４は、２相
分だけが設置され、２相目の直流成分合成のためには、
係数２５１、加算回路２５２を設け、３相目の直流成分
抑制のためには、加算回路２５３、係数２５４を設ける
構成となっている。

【００６７】ＴＣＲの３相から流出する線電流を考える
と、直流成分の総和は常に零である。従って、２相の直
流電流成分が検出可能であれば、残りの１相の直流成分
はその２相の直流電流成分から合成が可能であり、例え
ばＩｄｃ＝−Ｉｄａ−Ｉｄｂで計算できる。従って、２
相目の直流成分合成信号は、Ｉｄｂ’＝２×Ｉｄｂ＋Ｉ
ｄａで演算できる。

【００６８】また、直流電流成分検出回路２０２以降の
制御回路は線形回路であるので、２相の直流成分抑制回
路２０４の出力、制御角変調量から、残りの１相の制御
角変調量を演算できる。例えば、△αｃａ＝−△αａｂ
−△αｂｃとなる。

【００６９】従って、図９の構成によっても、ＴＣＲ内
の直流電流成分を制御でき、線電流中の直流電流成分Ｉ
ｄａ、Ｉｄｂ、Ｉｄｃを零に制御できる。以上説明した
ように、本実施の形態によっても、第５の実施の形態と
同様な効果を得ることができる。 （第７の実施の形態）請求項８，９に対応 図１０は、本発明の第７の実施の形態の構成図である。
本実施の形態は、第１の実施の形態の構成とほぼ同様で
異なる点は、交流系統事故を検出する事故検出回路２６
１を設け、直流成分検出回路２０２、直流成分抑制制御
回路２０４をリセット可能な回路にした点である。

【００７０】交流系統事故を検出する事故検出回路とし
ては、交流電圧低下を検出する回路、事故電流が流れた
事を検出する回路、事故除去用遮断器が動作したことを
検出する回路等、一般に交流系統事故を検出・除去する
ための回路が適用できる。

【００７１】交流系統に事故が発生し、特に、ＴＣＲ５
から見て、その両端が短絡したように見える事故の場合
は、事故直前にリアクトルに流れていた電流がリアクト
ル、サイリスタスイッチを循環する現象が発生する。

【００７２】このような現象が発生すると、ＴＣＲ５に
は非常に大きな直流電流が継続して流れたことになり、
直流成分検出回路２０２が、通常よりも大きな直流電流
成分を検出することになる。

【００７３】この状態をそのまま放置すると、直流成分
抑制回路２０４の出力である制御角変調量が大きく変化
し、制御角を不要に変調してしまうおそれがある。よっ
て、本実施の形態の構成では、このような現象が発生ず
る可能性のある期間は、事故検出回路２６１の出力信号
で、直流成分検出回路２０２及び直流成分抑制回路２０
４をリセットすることにより、不要な制御角変調を防止
することができる。

【００７４】例えば、直流成分検出回路２０２、直流成
分抑制回路２０４がディジタル演算にて実現されている
場合は、その入力変数、内部変数、出力変数を全て強制
的に零にすることでリセットが実現可能である。

【００７５】以上説明したように、本実施の形態によ
り、上述した実施の形態につき、交流系統事故が発生し
た場合でも、不要な動作を防止でき、さらに安定に直流
電流成分抑制制御が可能になる。本実施の形態では、直
流電流成分検出回路及び積分回路を双方ともリセットす
る構成を示したが、いずれか一方をリセットすることで
も本実施の形態と同様な効果が得られることは明らかで
ある。 （第８の実施の形態）請求項１０，１１に対応 本発明の第８の実施の形態は、既に説明した図２、８、
及び９において、直流成分検出回路２０２の応答時間
を、想定される交流系統事故及び事故後の擾乱が継続す
る期間程度では影響を受けないパラメータとする構成で
ある。

【００７６】これにより、交流系統に事故が発生し、ま
た、その後擾乱が発生しても、直流成分検出回路２０２
の出力は特に影響を受けないので、直流成分抑帝制制御
２０４の出力が不要に変動せず安定な制御が行える。

【００７７】例えば、直流成分検出回路２０２が低域通
過フィルタで構成されている場合は、そのフィルタの周
波数特性を、積分回路で構成されている場合は、積分回
路後段にフィルタを設ける等により、応答時間を調整す
ることができる。

【００７８】以上説明したように、交流系統事故及びそ
の後の擾乱に対し、不要な応答をすることが無くなるの
で、安定な直流電流抑制制御が実現できる。本実施の形
態では、直流成分検出回路２０２の応答時間につき、適
切な速度とすることで説明したが、直流成分抑制回路２
０４の応答時間を、交流系統事故及びその後の擾乱では
応答することの無いような特性としても同様な効果が得
られることは明らかである。 （第９の実施の形態）請求項１２，１３に対応 図１１は、本発明の第９の実施の形態の構成図である。
図１１は、第１の実施の形態の構成とほぼ同様であり異
なる点は、直流成分検出回路２０２、直流成分抑制制御
回路２０４をゲートブロック信号ＧＢでリセット可能な
回路にした点である。

【００７９】ＳＶＣが停止中は、ＴＣＲ５を構成するサ
イリスタスイッチへの位相制御パルスが停止する。この
状態をゲートブロック状態と言い、この状態では、サイ
リスタスイッチは電流を流さないので、ＤＣＣＴ２０１
には電流が流れない。

【００８０】しかし、ＤＣＣＴ２０１の誤差、ＤＣＣＴ
２０１から直流成分検出回路２０２に至る電気回路中の
オフセット誤差等により、不要な直流電流成分信号が入
力されるおそれがあり、実際の直流電流成分は零である
にもかかわらず、直流電流成分抑制回路２０４が誤差を
累積し、ＴＣＲ停止中にもかかわらず、不要に制御角を
変調するおそれがある。

【００８１】そこで、本実施の形態の構成では、このよ
うな現象が発生する可能性のある期間は、直流成分検出
回路２０２及び直流成分抑制回路２０４をリセットする
ことにより、不要な制御角変調を防止することができ
る。

【００８２】以上説明したように、本実施の形態によ
り、ＴＣＲが停止中の不要な動作を防止でき、安定に直
流電流成分抑制制御が可能になる。本実施の形態では、
直流電流成分検出回路及び積分回路を双方ともリセット
する構成を示したが、いずれか一方をリセットすること
でも本実施の形態と同様な効果が得られることは明らか
である。 （第１０の実施の形態）請求項１４に対応 図１２は、本発明の第１０の実施の形態の構成図であ
る。図１２において、第１の実施の形態と異なる点は、
ＴＣＲのゲートブロック信号ＧＢにより直流成分検出回
路２０２の出力を保持するホールド回路２７１及び減算
回路２７２を設けた点である。

【００８３】第９の実施の形態で説明したように、ゲー
トブロック中に、ＤＣＣＴ２０１の誤差、ＤＣＣＴ２０
１から直流成分検出回路２０２に至る電気回路中のオフ
セット誤差等により、不要な直流電流成分信号が入力さ
れるおそれがある。

【００８４】そこで、本実施の形態ではゲートブロック
中の直流成分検出回路２０２の出力信号をホールド回路
２７１により保持し、その値を直流成分検出回路２０２
の出力から減算回路２７２により差し引くことで、自動
的にオフセット誤差を零にする。

【００８５】オフセット誤差があると、実際の直流電流
成分は零であるにもかかわらず、オフセット誤差が累積
することで、直流電流成分抑制回路が不要に制御角を変
調するおそれがある。しかし、本実施の形態の構成で
は、オフセット誤差がゲートブロック中に自動的に補正
されるので、オフセット誤差による不要な制御が行われ
ない。

【００８６】以上説明したように、本実施の形態の構成
では、直流電流成分検出回路に関係するオフセット誤差
を自動的に補正するので、直流電流成分抑制回路の精度
を向上し、安定な動作を実現できる。

【００８７】本実施の形態では、オフセット誤差を補正
するために、減算回路２７２を直流成分検出回路２０２
の出力側に設けたが、入力側に設けても同様な効果が得
られる。また、保持回路２７１を使用する構成とした
が、あるタイミングで信号を保持する機能が実現できる
他の回路によっても同様な効果が得られることは明らか
である。

【００８８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明により、複
数の相から構成される半導体スイッチから発生する直流
電流成分を安定にほぼ零にし、半導体スイッチを適用す
るシステムを安定に運転できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態のＴＣＲの構成
図。

【図２】 本発明の第１の実施の形態の直流電流成分抑
制回路の構成図。

【図３】 本発明の第１の実施の形態の直流成分抑制回
路の構成図。

【図４】 本発明の第２の実施の形態の直流成分基準回
路の構成図。

【図５】 本発明の第３の実施の形態の直流成分基準回
路の構成図。

【図６】 本発明の第４の実施の形態の直流成分基準回
路の構成図。

【図７】 本発明の第５の実施の形態のＴＣＲの構成
図。

【図８】 本発明の第５の実施の形態の直流電流成分抑
制回路の構成図。

【図９】 本発明の第６の実施の形態の直流電流成分抑
制回路の構成図。

【図１０】 本発明の第７の実施の形態の直流電流成分
抑制回路の構成図。

【図１１】 本発明の第９の実施の形態の直流電流成分
抑制回路の構成図。

【図１２】 本発明の第１０の実施の形態の直流電流成
分抑制回路の構成図。

【図１３】 静止型無効電力補償装置の概略構成図。

【図１４】 ＴＣＲ部の３線結線図。

【図１５】 従来の静止型無効電力補償装置の制御回路
図。

【図１６】 ２次高調波電圧成分重畳時の電流波形図。

【符号の説明】

１・・・交流系統 ２・・・交流母線 ３・・・変圧器 ４・・・２次母線 ５・・・ＴＣＲ（サイリスタ制御リアクトル） ６・・・交流フィルタ ７・・・計器用変成器 ８・・・変流器 １０・・・ＳＶＣ制御装置 ５１・・・サイリスタスイッチ ５２・・・リアクトル ２０１・・・直流変流器（ＤＣＣＴ） ２０２・・・直流成分検出回路 ２０３・・・直流成分基準回路 ２０４・・・直流成分抑制回路 ２０５，２２３，２３３，２５２，２５３・・・加算回
路 ２０６，２０７，２１１，２７２・・・減算回路 ２１２・・・不感帯回路 ２１３・・・積分回路 ２２４，２３４，２５１，２５４・・・係数 ２３１・・・最大値選択回路 ２３２・・・最小値選択回路 ２４１・・・中間値選択回路 ２６１・・・事故検出回路 ２７１・・・ホールド回路

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の相から構成される半導体スイッチ
   の制御装置において、複数のスイッチアームから交流回
   路に流出する直流電流成分をほぼ零にするように半導体
   スイッチの点弧タイミングを制御する制御手段を有する
   ことを特徴とする半導体スイッチの制御装置。
2. 【請求項２】 複数の相から構成される半導体スイッチ
   の制御装置において、各相に流れる直流電流成分を検出
   する検出手段と、前記直流電流成分が所定の制御目標値
   となるように半導体スイッチの点弧タイミングを制御す
   る制御手段を有することを特徴とする半導体スイッチの
   制御装置。
3. 【請求項３】 前記制御目標値を、半導体スイッチの複
   数の相を流れる直流電流成分の平均値とする手段を有す
   ることを特徴とする請求項２に記載の半導体スイッチの
   制御装置。
4. 【請求項４】 前記制御目標値を、半導体スイッチの複
   数の相を流れる直流電流成分内の最大値と最小値の平均
   値とする手段を有することを特徴とする請求項２に記載
   の半導体スイッチの制御装置。
5. 【請求項５】 前記制御目標値を、半導体スイッチの複
   数の相を流れる直流電流成分内の中間値とする手段を有
   することを特徴とする請求項２に記載の半導体スイッチ
   の制御装置。
6. 【請求項６】 前記検出手段を半導体スイッチと交流回
   路との接続部に配置することを特徴とする請求項２に記
   載の半導体スイッチの制御装置。
7. 【請求項７】 前記制御手段の数をスイッチアームの相
   数より１つ少なく設け、前記制御手段の無いスイッチア
   ームには、他相のスイッチアームの前記制御手段の出力
   信号を合成する合成手段の出力により制御することを特
   徴とする請求項１に記載の半導体スイッチの制御装置。
8. 【請求項８】 交流系統事故時等の擾乱時及び擾乱が継
   続している期間を検出する擾乱検出手段と、この擾乱検
   出手段からの信号により前記制御手段の制御をリセット
   するリセット手段を有することを特徴とする請求項２に
   記載の半導体スイッチの制御装置。
9. 【請求項９】 交流系統事故時等の擾乱時及び擾乱が継
   続している期間を検出する擾乱検出手段と、この擾乱検
   出手段からの信号により前記検出手段の検出をリセット
   するリセット手段を有することを特徴とする請求項２に
   記載の半導体スイッチの制御装置。
10. 【請求項１０】 前記制御手段の応答時間を、交流系統
    事故時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間をより十
    分長くすることを特徴とする請求項２に記載の半導体ス
    イッチの制御装置。
11. 【請求項１１】 前記検出手段の応答時間を、交流系統
    事故時等の擾乱時及び擾乱が継続している期間をより十
    分長くすることを特徴とする請求項２に記載の半導体ス
    イッチの制御装置。
12. 【請求項１２】 半導体スイッチが停止している期間
    は、前記制御手段の制御をリセットすることを特徴とす
    る請求項２に記載の半導体スイッチの制御装置。
13. 【請求項１３】 半導体スイッチが停止している期間
    は、前記検出手段の検出をリセットすることを特徴とす
    る請求項２に記載の半導体スイッチの制御装置。
14. 【請求項１４】 半導体スイッチが停止している期間に
    前記検出手段のオフセットを自動的に調整する手段を有
    することを特徴とする請求項２に記載の半導体スイッチ
    の制御装置。