CN111742476B - 具有直接电流控制的抗短路变流器 - Google Patents

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Abstract

变流器(2)在经由相单元(3)为多个相分别将高电势和低电势(U+，U‑)交替地连接到相线(5)上，并由此将相电流(I1、I2、I3)馈入到相线(5)中。相电流(I1、I2、I3)经由布置在变流器(2)下游的滤波装置(6)被引导，该滤波装置经由连接到相线(5)的滤波电容器(8)分接出滤波器电流(IC1、IC2、IC3)，并且将相电流(I1、I2、I3)的剩余部分作为负载电流(Il1、IL2、IL3)提供给电负载(9)。控制装置(12)接收馈入的相电流(I1、I2、I3)。控制装置(12)的调节装置(15)借助于直接电流控制来确定用于变流器(2)的相单元(3)的驱控信号(S)，在变流器(2)的输出侧流动的电流(例如I1、IC1)作为实际值以及附属的额定电流(例如I1*、IC1*)作为额定值被提供给直接电流控制。调节装置如下地确定驱控信号(S)：使得如果并且只要馈入的相电流与预定的最大值(MAX)具有最小间距，则滤波装置(6)下游的电压曲线具有预定的幅值(U0)。否则，控制装置(12)通过另外的装置(15b)介入相单元(3)的驱控，使得相电流(I1、I2、I3)被限制到最大值(MAX)，直到滤波装置(6)下游的电压曲线又具有预定的幅值(U0)。

Description

具有直接电流控制的抗短路变流器
技术领域
本发明基于一种用于变流器的控制装置，其中，变流器经由变流器的相应的相单元为多个相分别将在变流器的输入侧提供的高电势和在变流器的输入侧提供的低电势交替地与相线连接，并由此将相电流馈入到相线中，其中，经由布置在变流器下游的滤波装置引导相电流，其中，经由在相线的连接点处的相继布置在相线之间的多个滤波电容器，或者经由在连接点处各自与相线之一连接的多个滤波器电容器，滤波装置在相线处分接出滤波器电流并且将相电流的剩余部分作为负载电流提供给电负载，
-其中，控制装置具有调节装置，该调节装置确定用于变流器的相单元的驱控信号并相应地驱控变流器的相单元，
-其中，控制装置接收馈入到相线中的相电流。
-其中，调节装置借助于直接电流调节来确定用于变流器的相单元的驱控信号，在变流器的输出侧流动的电流作为实际值以及附属的额定电流作为额定值被提供给直接电流调节，
-其中，调节装置确定驱控信号，使得如果且只要馈入到相线中的电流的值与预定的最大值具有最小距离，则通过相单元的驱控引起的、滤波装置下游的电压曲线就具有预定的幅值，并且
-其中，控制装置通过另外的装置介入相单元的驱控，使得馈入相线的相电流的值被限制为最大值，直到通过相单元的驱控引起的、滤波装置下游的电压曲线再次具有预定的幅值，
本发明还基于一种用于变流器的可编程控制装置的控制程序，其中，该控制程序包括机器码，通过该机器码由此设置控制装置。
本发明还基于一种变流器单元，
-其中，变流器单元具有变流器，该变流器经由变流器的相应的相单元为多个相分别将在变流器的输入侧提供的高电势和在变流器的输入侧提供的低电势交替地与相线连接，并且由此将相电流馈入到相线中，
-其中，变流器单元具有布置在变流器下游的滤波装置，经由滤波装置传导相电流，
-其中，经由在相线的连接点处的相继布置在相线之间的多个滤波器电容器，或者经由在连接点处各自与相线之一连接的多个滤波器电容器，滤波装置在相线处分接出滤波器电流并且将相电流的剩余部分作为负载电流提供给电负载，
-其中，变流器单元具有开头部分所述类型的控制装置，该控制装置控制变流器。
背景技术
变流器和附属的控制装置是众所周知的。它们大多根据这样的原理工作，即控制装置根据在滤波装置内部或下游出现的相电压，结合额定相电压来确定用于变流器的相单元的驱控信号。能够例如如下地确定驱控信号，使得实现对相单元的脉宽调制的驱控。相应的处理方法对于本领域技术人员通常是已知的。其通常借助于所谓的空间矢量调制来实现。利用这些处理方法能够在几伏特内准确地调节提供给负载的相电压。
当确定额定相电压并且基于它们确定驱控信号时，能够自由地设定相电流。结果，通过负载确定相电流。只要设定的相电流低于最大允许的最大值，这就没有问题。但是，如果达到或超过该最大值，则在现有技术中必须非常迅速地关闭变流器，以防止其损坏。因此，在现有技术的变流器中还检测在变流器的输出侧上流动的相电流并且由控制装置接收。如果相电流超过预定的最大值(例如由于负载中出现短路)，则关闭变流器。
如果仅单个个别的负载(例如单个驱动器)借助于变流器被提供电能，则现有技术的处理方法作用地非常好。但是，在某些情况下，变流器需要为所谓的孤岛网络，即布置在相应的孤岛网络中的所有的用电器提供电能。在这种情况下，如果在一个用电器中出现短路并且因此电流升高，则在这种情况下原则上虽然还能够关闭变流器。但是，这导致：不仅关闭有故障的用电器，而且关闭孤岛网络的所有用电器。
为了避免关闭用于所有用电器的变流器，因此在各个用电器或用电器组的上游布置有断开元件(例如保险丝或断路器)，这些断开元件在短路情况中会中断从变流器流向相应用电器或用电器的相应的组的电流。但是，变流器本身并没被关闭。由此，变流器继续为孤岛网络的其余部分提供电能。
这种设计的问题在于，断开元件的响应时间通常在几秒钟(并且有时甚至更高)的范围内。相反地，变流器仅可过载几微秒。因此，必须通过合适的措施保证：由相单元馈入相线的相电流不超过变流器能够经受住的最大电流。
能够考虑到的解决方案是：相应地设计变流器，使得变流器也经受住高的短路电流。但是，这将导致变流器对于不出现短路的正常的运行中远远过大的尺寸。因此，这种解决方案是不经济的。因此，在实践中必须找到其他方式，以便即使在所连接的用电器之一发生短路的情况下也能够维持变流器的运行。因此，特别地，必须以合适的方式限制馈入相线的相电流。但是，相电流必须很高，以使布置在故障的用电器上游的断开元件可靠地关闭。因此，变流器必须以降低的输出电压继续运行。必须以如下方式确定降低的输出电压，使得变流器一方面提供相应的高的相电流，使得断开元件触发，但另一方面，不会通过高的相电流损坏变流器。
开头所述的对象例如从由Nathanial Bottrel等人在IEEE Transactions onPower Electronics，27卷，7号，2014年七月，3786页至3797页中公开的专业文献“Comparison of Current-Limiting Strategies During Fault Ride-Through ofInverters to Prevent Latch-up and Wind-up”已知。类似的处理方法也从由SubhajyotiMukherjee等人在2017IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE)，3885页至3889页中公开的专业文献“Filter Capacitor Current Estimation and GridCurrent Control in LCL-based Grid Connected Inverter”和US2015/0036397A得出。
发明内容
本发明的目的是提供可能性，借助于该可能性以简单和高效的方式不仅能够实现变流器的正常运行(即相电压在其额定值上有微小的偏差，并且馈入的相电流低于最大值)，而且能够实现短路运行(即相电压被限制在其额定值以下的量，因此馈入相线的相电流不超过最大值)。特别地，应该能够实现在正常运行和短路运行之间简单并且无故障的切换。
该目的通过具有根据本发明的特征的控制装置实现。控制装置的有利的设计方案是从各个实施例的主题。
根据本发明，开头所述类型的控制装置由此设计，
-另外的装置被设计为切换装置，
-如果并且只要馈入相线的相电流的值与预定的最大值具有最小距离，切换装置就为调节装置提供正常运行时作为实际值的滤波器电流和作为额定值的、由额定值给出器确定的额定滤波器电流，
-切换装置从正常运行过渡为短路运行，其中，如果并且只要相电流的值低于与最大值的最小距离，则切换装置就为调节装置提供作为实际值的相电流以及作为额定值的最大值或最大值的倒数，并且
-如果并且只要通过相单元的驱控引起的、滤波装置下游的电压曲线再次具有预定的幅值，则切换装置再次从短路运行过渡到正常运行。
因此，电流被直接调节。这种类型的调节能够高度动态地实现。直接电流控制既能够在短路运行中也能够在正常运行中起作用。在短路运行中，只须将在各个相线中流动的相电流限制为其最大值。
直接电流控制能够例如以两点调节的方式工作：需要为待调节的电流相应地限定一个关于相应的额定电流的区间，相应的实际电流应位于该区间内。如果相应的实际电流高于或低于该区间的上限或下限，则将相应地更改对变流器的驱控。特别地，能够例如通过相应的相单元来更换连接到相应的相线的输入侧电势。然而，也能够考虑其他类型的调节。特别地，反过来也能够在其他相线中切换到与这些相线连接的电势。那么，这取决于减小在各个相之间的电势差(＝电压)。为此，一个相线中的电势能够适应于另一相线中的电势，或者另一相线中的电势也能够适应于该相线中的电势。对于电流调节已知的并且也可用的方法例如是所谓的SDHC方法。SDHC代表开关金刚石磁滞控制。
除了滤波电容器之外，滤波装置优选地包括布置在连接点上游和下游的每个相应的相线中的电感。然而，滤波装置的其他设计方案也是可行的。
在个别情况下，变流器可能只运行单相交流电压系统。在这种情况下，变流器具有两个相线。然而，变流器通常运行具有至少三个相(大多恰好三个相)的交流系统。在这种情况下，滤波电容器能够根据三角形连接的方式连接每两个相线，或者根据星形连接的方式具有共同的星形点。在星形连接的情况下，星形点的电势替代地能够相对于输入侧的电势被固定地限定，也能够关于该输入侧的电势是浮动的并且可变的。
通过直接电流控制，即使在正常运行中也不需要从在正常运行中足够的脉宽调制电压调节切换到短路运行中需要的直接电流控制。更确切地说，该调节方法能够对于正常运行和短路运行保持一致。仅需要相应地限制额定相电流。
通过根据本发明的调节，在正常运行中特别容易实现良好的电压调节。该处理方法基于以下考虑：在正常运行中相电压的时间曲线是已知的，并且因此滤波器电流的时间曲线也是已知的。因此，能够确定额定滤波器电流的附属的时间曲线，并且能够将滤波器电流调节到其额定值。由此，根据额定曲线设定相电压。但是，通过在短路运行中转换到相电流的调节，能够保护变流器免受过载。
在最简单的情况下，控制装置本身接收滤波器电流作为测量参量。然而，直接电流测量具有缺点：相应的电流测量装置的成本相对较高。因此，控制装置优选地根据检测到的和由控制装置接收到的测量参量来确定滤波器电流。特别地，能够考虑在滤波装置内部或下游测量的相线的相电压作为另外的测量参量。如果在滤波装置内测量相电压，则(至少在某些情况下)能够直接根据检测到的相电压来确定滤波器电流。如果在滤波装置下游测量相电压，则能够根据检测到的相电压和在变流器的输出侧上检测到的相电流基于模型地确定滤波器电流。
在优选的设计方案中，控制装置具有计算装置和外推装置。计算装置确定滤波器电流。该确定在一时间点实现，在该时间点检测测量参数，根据该测量参数确定滤波器电流。计算装置将由其确定的滤波器电流或负载电流提供给外推装置。外推装置将提供给它的滤波器电流修改为：将该滤波器电流或负载电流相对于相电压的标称频率外推一个外推时间。然后，外推装置将由其修改的滤波器电流提供给切换装置。外推时间被合适地确定。特别地，以这样的方式确定外推时间，使得(关于相电压的事先已知的标称频率的)修改反映滤波器电流中的相应的时间的变化。
替代地，借助于计算装置的确定和借助于外推装置的外推的顺序能够被交换。在这种情况下，外推装置修改测量参量，根据测量参量确定滤波器电流，如此，使得测量参量在检测测量参量的时间点关于相电压的标称频率被外推一外推时间。外推装置将其修改后的测量参量提供给计算装置。在这种情况下，计算装置根据提供给它的修改的测量参量来确定滤波器电流，并将滤波器电流提供给切换装置。
控制装置优选地接收在滤波装置内部或下游检测到的相线的相电压。在这种情况下，用于相的额定值发送器优选地被设计为电压调节器，电压调节器被提供有检测到的相电压和额定相电压，并根据检测到的相电压和额定相电压确定额定滤波器电流。由此，能够以简单并且可靠的方式保证作用的调节的稳定性。
额定值发送器优选地是具有集成部件的调节器，尤其是PI调节器。其动态性往往相对较差。通常，额定值发送器需要2到4个周期、特别是大约3个周期来对干扰进行调节。该周期与标称频率有关，相电压需要以该标称频率振荡。
控制装置优选地具有先导控制装置，先导控制装置被提供有额定相电压，并且根据该额定相电压为由额定值发送器确定的额定滤波器电流确定先导控制值。在这种情况下，能够将先导控制值应用于由额定值发送器确定的额定滤波器电流。由此能够显著改进引导变量确定的动态性，通常提高50％以及更多。
如前所述，变流器通常运行交流系统。因此，相数至少为三。在这种情况下，控制装置优选地具有电压确定装置，该电压确定装置接收在滤波装置内部或下游检测到的相线的相电压，并且相应地为相电压确定与中点有关的幅值。此外，在这种情况下，控制装置对于相分别具有幅值调节器，幅值调节器被提供有作为实际值的相应的幅值和作为额定值的幅值的平均值，并且根据其相应的实际值和其相应的额定值为相应的额定滤波器电流确定相应的第一校正值，将相应的额定滤波器电流校正第一校正值。通过该设计方案能够使得相电压的幅值相互均衡。
与中点有关的幅值的确定通常是本领域技术人员已知的。特别地，如果(在滤波电容器的三角形连接的情况下)不存在中点，或者虽然存在中点但与输入侧的电势无关，则也能够执行该确定。幅值调节器通常是具有集成部件的调节器，特别是集成调节器。
优选地，用于相电压的电压确定装置相应地还确定与中点有关的相应的直流电压分量。在这种情况下，用于相的控制装置分别具有偏量调节器，偏量调节器接收相应的直流电压分量，并且根据相应的直流电压分量确定用于相应的额定滤波器电流的相应的第二校正值，并且将相应的额定滤波器电流校正确定的相应的第二校正值。由此，能够实现不失调地设定相电压。
偏量调节器通常是具有集成部件的调节器，特别是集成调节器。
为了确定用于相电压的直流电压分量，电压确定装置在相应的检测时段期间相应地接收多个检测到的相电压，并且将相应的直流电压分量确定为其相应的平均值。优选地，控制装置单独地为相确定相应的检测时段，并且独立于用于其他相的检测时段。特别地，控制装置能够将相应的检测时段与相应的相电压的相应的零交叉同步。通过该处理方法能够特别准确地确定直流电压分量。
优选地，不同的调节器的动态性相互匹配，使得偏量调节器的动态性大于幅值调节器的动态性。动态性中的典型因子通常在3到5之间。然而，偏量调节器优选地具有小于额定值发送器的动态性的动态性。动态性中的典型因子通常在1/3和2/3之间。
即使不存在偏量调节器，幅值调节器也优选地具有小于额定值发送器的动态性的动态性。与额定值发送器的动态性相比，偏量调节器的动态性通常很小。典型因子在0.1到0.2之间。
原则上可行的是：控制装置能够以硬件、特别是以ASIC的形式实现其不同的组件。然而，控制装置优选地被设计为可编程控制装置。例如，控制装置能够由微处理器控制。替代地或附加地，控制装置能够包括结构元件，电路本身通过编程来确定这种结构元件。这种结构元件的典型实例是FPGA(FPGA＝现场可编程门阵列)和PLA(PLA＝可编程逻辑阵列)。
在这种情况下，利用控制程序对控制装置进行编程。在这种情况下，控制程序包括机器码，通过机器码，控制装置被设计为根据本发明的控制装置。
如果控制装置被设计为可编程控制装置，则该目的还通过具有根据本发明的特征的控制程序来实现。根据本发明，控制程序包括机器码，通过机器码，控制装置被设计为根据本发明的控制装置。
该目的还通过具有根据本发明的特征的变流器单元实现。根据本发明，变流器单元的控制装置被设计为根据本发明的控制装置。
附图说明
结合连同附图对实施例的以下描述，更详细地解释本发明的上述特性、特征和优点以及如何实现它们的方法和方式。在此，示意性地示出：
图1示出了变流器单元，
图2示出了控制装置，
图3示出了等效电路图，
图4示出了电流确定装置，
图5示出了额定值发送器，
图6示出了另外的变流器单元，
图7示出了另外的变流器单元，
图8示出了图2的控制装置的一部分，
图9是图9的补充，并且
图10示出了时间图。
具体实施方式
根据图1，变流器单元1具有变流器2。高电势U+和低电势U-在输入侧被提供给变流器2。电势U+、U-通常不随时间变化。但是它们也能够明显变化。但是，必须保证高电势U+持续高于低电势U-。电势U+、U-能够被从外部提供给变流器单元1。然而，通常它们在变流器单元1内产生，例如通过整流较大的供电网络的单相或多相交流电压产生。在这种情况下，变流器单元1被设计为具有直流电压中间电路的变流器单元。
变流器2具有多个相单元3。这些相单元3分别具有两个串联连接的开关元件4。相应的相线5连接在相应的相单元3的两个开关元件4之间。经由相应的相单元3，变流器2分别将电势U+、U-之一交替地连接至相线5，并且由此将相电流I1、I2馈入相线5中。每个相有一个(1)相单元3，并且因此也有一个(1)相线4。开关元件4在图1中示出为IGBT。这种设计方案是常见的。开关元件4通常与续流二极管反向并联连接。在图1中未示出续流二极管。
在根据图1的设计方案中的相数也是两个、即最少相数。
变流器单元1还具有滤波装置6。滤波装置6布置在变流器2的下游。相电流I1、I2经由滤波装置6被引导。对每个相线5，滤波装置6分别具有一个连接点7，在连接点处将滤波电容器8连接到相应的相线5。滤波装置6尤其用于将与相线5连接的脉冲电势U+、U-变形为正弦曲线。相应的正弦曲线连接到电负载9。负载9能够是单个负载。但是，在本发明的范畴中通常是复杂的负载、即负载9由多个可单独切换的负载组成。此外，在滤波装置6和负载9之间能够存在变压器。但是，这不是强制必须的。
在根据图1的设计方案中，两个相线5经由单个滤波电容器8彼此连接。替代地，能够存在两个串联连接的滤波电容器8。此外，优选地，滤波装置6在每个连接点7之前还包括布置在相应相线5中的电感器10。这些电感器在下文中被称为前电感器10。优选地，滤波装置6在每个连接点7下游还包括布置在相应的相线5中的的电感器11。这些电感器在下文中被称为后电感器11。然而，省略前电感器10或后电感器11的其他设计方案也是可行的。此外，滤波装置6能够包括附加的元件，例如电阻器、另外的电容器或另外的电感器。
经由一个滤波电容器8或多个滤波电容器8，滤波装置6从相线5分接出滤波器电流IC1、IC2。相电流I1、I2的其余部分由滤波装置6作为负载电流IL1、IL2提供给电负载9。
在每个时间点和对于每个相都适用以下关系式
Ii＝ICi+ILi (1)
(根据相数、i＝1或2或通常i＝1、2、3等)。
变流器2还具有控制装置12。控制装置12控制变流器2。控制装置12能够通过硬件形式的相应设计方案来实现其功能。例如，控制装置12能够具有相应的分立的结构元件。然而，控制装置12通常被设计为可编程的控制装置。在这种情况下，利用控制程序13对控制装置12进行编程。控制程序13包括机器码，通过该机器码如下地设计控制装置12，使得控制装置12实现下面说明的功能单元和功能。这既适用于控制装置12的基本功能，也适用于控制装置12的有利的设计方案。
如图1中通过在控制装置12内的说明“μP”阐述的，能够通过微处理器控制控制装置12控制。在这种情况下，微处理器顺序地处理机器码14。替代地或附加地，控制装置12能够包括可编程的结构元件，其中，机器码14本身静态地确定这些组件的开关。这种结构元件的典型实例是FPGAs和PLAs。
根据2，控制装置12具有调节装置15。调节装置15确定用于相单元3(更准确地：用于相单元3的开关元件4)的驱控信号S，并相应地驱控相单元3(更准确地：相单元3的开关元件4)。控制装置12在变流器单元1的不同运行状态下确定驱控信号S的方法和方式是本发明的真正的对象。
如在现有技术中一样，在本发明的范畴中，借助于相应的电流传感器16(见图1)检测变流器2的输出侧的相电流I1、I2，即由相单元3馈入到相线5中的电流，以及进而流过开关元件4的电流。检测到的相电流I1、I2(更准确地：相应的测量参量)经由相应的输入端17(见图1)被提供给控制装置12。控制装置12接收该测量参量。
下面结合图2说明相电流I1、I2，即相电流I1的根据本发明的处理方法。类似的实施方式适用于相电流I2。
根据图2，调节装置15包括电流调节器15a。电流调节器15a执行直接电流控制。切换装置15b布置在电流调节器15a的上游。滤波器电流IC1、附属的额定滤波器电流IC1*、相电流I1和最大值MAX被提供给切换装置15b。
在正常运行中，切换装置15b向电流调节器15a提供滤波器电流IC1作为实际值。如果并且只要相电流I1的量具有与最大值MAX的最小间距，就存在正常运行。在这种情况下，额定值是附属的额定滤波器电流IC1*。它由相关的额定值发送器25提供。电流调节器15a的输出信号对应于用于相应的相单元3的驱控信号S。如下地确定额定值IC1*，使得滤波装置6下游的相电压U1的曲线具有预定幅值U0，例如对于普通的电网电压230V大约325V。此外，也如下地确定额定值IC1*，使得滤波装置6下游的相电压U1的曲线具有正弦形曲线。
切换装置15b在正常运行中持续检测：在相线5中流动的相电流I1(更准确地：相电流的量)是否小于最大值MAX(更准确地：具有与最大值MAX的最小间距)。只要是这种情况，就是正常运行。但是，如果并且只要相电流I1(更准确地：相电流的量)达到最大值MAX(或降低最小间距)，则切换装置15b切换到短路运行。在短路运行的情况下，切换装置15b不将滤波器电流IC1，而是将相电流I1作为实际值提供给电流调节器15a。在这种情况下，切换装置15b不提供额定滤波器电流IC1*给电流调节器15a作为额定值，而是根据关系式I1＝MAX或关系式I1＝-MAX是否成立，提供最大值MAX或最大值MAX的倒数。
通常，在滤波装置6下游的短路运行中的相电压U1具有小于预定幅值U0的幅值，例如仅约25V。因此，切换装置15b在短路运行中持续地检查相电压U1的幅值是否再次达到预定幅值。如果是这种情况，则将切换装置15b再次切换到正常运行。
通常，上述处理方法导致稳定的运行。但是，为了在少数个别情况下避免切换装置15b在正常运行和短路运行之间被来回地切换，能够以本身已知的方式设置具有一定的磁滞特性。
控制装置12能够接收滤波器电流IC1作为测量参量。在这种情况下，滤波器电流IC1借助于相应的电流传感器(在图1和图2中未示出)被直接检测，并且被提供给控制装置12，并且因对控制装置12可用。
但是，控制装置12优选地根据检测到的并且由控制装置12接收到的测量参量U1、I1来确定滤波器电流IC1。
特别地，借助于相应的电压传感器18(见图1)测量相应的相线5的相电压U1。如图2所示，将测量到或检测到的相电压U1(更准确地：相应的测量参量)提供给控制装置12。控制装置12经由相应的输入端19接收相电压U1。
能够在滤波装置6内测量相电压U1，尤其是在相应相线5的连接点7处。在这种情况下，电流确定装置20直接经由滤波电容器8的电容C确定滤波器电流IC1：
Figure GDA0002638322910000151
替代地，能够在滤波装置6下游、特别是在后电感器11下游测量相电压U1。在这种情况下，电流确定装置20根据检测到的相电压U1和相电流I1基于模块地确定滤波器电流IC1。下面结合图3更详细地解释这一点。
根据图3的等效电路图能够对图1的滤波装置6建模。根据图3，后电感器11具有电阻值RL和电感值L。滤波电容器8具有电阻值RC和电容值C。在图3所示的位置处测量相电流I1和相电压U1。
对于图3的连接点7处的滤波器电压UF1适用以下关系式：
UF1＝LIL1+RL·IL1+U1 (3)
以及
Figure GDA0002638322910000152
通过使等式(3)和(4)相等，并且之后根据时间进行微分，因此得出负载电流IL1的以下微分等式：
Figure GDA0002638322910000161
在等式(5)中，电阻值RL和RC、电感值L和电容值C为常数。相电流I1和相电压U1被测量并且因此是已知的。因此，等式(5)中唯一剩余的未知量是负载电流IL1。因此，能够利用合适的初始化来解微分等式(5)。因此，利用相电流I1和从现在起已知的负载电流IL1，电流确定装置20能够根据关系式
IL1＝I1-IC1 (6)
立即并且直接确定过滤器电流IC1。
因此，在图2的处理方法的范畴中，通过切换装置15b实现：在达到最大值MAX时，不必关闭变流器2，而是仅将相电流I1限制为允许的量。特别地，切换装置15b因此以如下方式介入对相单元3的驱控：馈入相线5中的相电流I1、I2、I3的量为最大值MAX，直到通过驱控相单元3引起的电压曲线U1在滤波装置6下游又具有预定的幅值U0。
电流控制能够是两点调节。在这种情况下，两点调节意味着如下的相互关系：在两个相线5中总是一个与高电势U+连接，另一个与低电势U-连接。
替代地，能够进行三点调节。三点调节意味着如下的相互关系：除了根据刚才说明的两点控制的两个开关状态之外，两个相线5也能够与相同的电势U+、U-连接。
现在将说明控制装置12的其他设计方案。
在特定的时间检测相电流I1和其他测量参量、即滤波器电流IC1或相电压U1。时间点能够重合。但是，这不是强制性的。如果时间点彼此不同，则必须一方面将较晚检测到的测量参量计算回到较早检测到的测量参量的时间点。另一方面，通过确定负载电流IL1而存在延迟。为了补偿该延迟，电流确定装置20因此优选地具有计算装置23和外推装置24，如图4所示。计算装置23确定对于一个时间点的滤波器电流IC1′，在该时间点根据该测量参量确定滤波器电流IC1′得出测量参量，。在特殊情况下，测量参量是附属的相电流I1和附属的滤波器电流IC1，并且通常是附属的相电流I1和附属的相电压U1。计算装置23将由其确定的滤波器电流IC1′提供给外推装置24。外推装置24修改提供给其的滤波器电流IC1′。该修改使得提供给外推装置24的滤波器电流IC1关于相电压U1的标称频率(通常为50Hz或60Hz)外推一个外推时间。然后，切换装置15b被提供相应外推的电流IC1′。
关于标称频率的外推是基于这样的考虑，即滤波器电流IC1和负载电流IL1通常或多或少地以标称频率振荡。此外，因为从过去知道滤波器电流IC1′的先前时间曲线，因此能够将期望的外推时间与相电压U1的周期有关，并且能够将滤波器电流IC1外推一个外推时间。相应的外推值于是对应于滤波器电流IC1，外推装置24将滤波器电流或负载电流提供给切换装置15b。
原则上，也能够实行时间上相反顺序，即首先相应地修改测量参量U1、I1，然后根据修改的测量参量确定滤波器电流IC1。
在某些情况下，能够借助于额定值发送器25基于模型地确定额定滤波器电流IC1*，并且预设转换器装置15b。在其他情况下，必须稳定地对额定滤波器电流IC1*确定。例如，负载电流IL1的确定中的误差(例如由于结构部件公差或者在确定负载电流IL1时的计算精度或测量误差)导致初始误差随时间一直变大。
为了即使在这种情况下也保证变流器2的稳定运行，如图5所示，能够将额定值发送器25设计为电压调节器。测得的相电压U1作为实际值被提供给额定值发送器25。附属的额定相电压U1*被提供给额定值发送器25作为额定值。然后，额定值发送器25根据测量的的相电压U1和额定相电压U1*来确定额定滤波器电流IC1*。
检测相电压U1。额定相电压U1*能够容易地作为时间函数被提供。特别地，标称值(＝额定幅值U0)和额定相电压U1*的频率是已知的，因此能够在任意时间点确定相电压U1的瞬时额定值U1*。但是，如图5所示在换算块26中，优选地在同向旋转的系统中换算检测到的相电压U1。这样的系统在三相电流应用中例如作为dq系统是已知的。换算也是本领域技术人员普遍已知的。在这种情况下，额定值发送器25(作为用于额定滤波器电流IC1*的额定值发送器)包括两个分开的调节器，将恒定值作为电压额定值(例如，额定幅值U0和值0)提供给调节器。此外，在这种情况下，这两个分开的调节器的输出信号在另一换算块27中再次结合，并在非同相旋转的输出系统中换算。
额定值发送器25在根据图5的设计方案的情况下是调节器，该调节器具有积分分量或示出积分行为。例如，额定值发送器25能够被设计为PI调节器。
在图5的情况中，变流器2运行两相电压系统，由于能够测量两相之间相电压U，因此对于两相而言，单个额定值发送器25就足够了。
额定值发送器25的动态性通常相对较低。额定值发送器25大多需要额定相电压U1*的两个到四个周期，特别是大约三个周期，以便调整出现的干扰。为了改进引导行为的动态性，控制装置12因此优选地具有先导控制装置28，如图5所示。额定相电压U1*(或额定幅值U0)被馈送到先导控制装置28。先导控制装置28根据额定相电压U1*来确定用于额定滤波器电流IC1*的先导控制值IC1V。先导控制值IC1V被施加到由额定值发送器25确定的额定滤波器电流IC1*上。在这种情况下，合成的额定滤波器电流是由电压调节器25确定的额定滤波器电流IC1*与由先导控制装置28确定的先导控制值IC1V的和。
上面结合图1至图5说明了两相交流电压系统。在这种情况下(至少通常)两相经由滤波电容器8彼此连接，相对于另一相测量相电压U1，并且相电流I1、I2，滤波器电流IC1、IC2和负载电流IL1、IL2相应地一样大并且彼此反向。但是实际上，两相交流电压系统是个例外。通常，变流器2运行如图6和图7所示的交流系统，其中，相数为至少是三。在这种情况下，如图6所示，滤波电容器8能够根据星形连接的方法连接到公共中点29。中点29能够与变流器2的输入侧上存在的电势U+、U-有关。替代地，中点能够关于电势U+、U-是浮动的并且是可变的。替代地，如图8所示，滤波电容器8能够根据三角形连接的方法将每两个相彼此连接。关于图1至5的其他实施方式也适用于根据图6和7的设计方案。仅需注意的是，必须对于相来相应地协调地采取和实现相应的设计方案和措施。一般必须进行从三角形连接到星形连接并且反过来的换算，该换算对于本领域技术人员是众所周知的。因此，下面不再对其详细说明。
在根据图6和7的设计方案中还存在续流二极管，其在图6和7中未示出。如果相数至少为三(通常恰好为三)，则控制装置12的其他设计方案是可行的并且有用的。在图8、9和10中分别为单个相示出设计方案。但是，这些设计方案能用于所有相，并且因此也针对所有相解释。
根据图8，在这种情况下，控制装置12能够具有电压确定装置30。电压确定装置30接收对于相检测到的相电压U1、U2、U3。它(分开地对于每个相)相应地得出关于中点29的幅值U1M、U2M、U3M。特别地，电压确定装置30能够在多个整数周期上足够频繁地检测相电压U1、U2、U3，并且评估检测到的电压值。对中点29的引用是本领域技术人员已知的。为了确定相应的幅值U1M、U2M、U3M，电压确定装置3(分开地对于每个相)例如能够利用标称频率的正弦来近似检测到的电压值，或者根据检测到的电压值确定RMS值(RMS＝均方根)。
电压确定装置30将确定的幅值U1M、U2M、U3M提供给平均值生成器31。平均值生成器31形成所确定的幅值U1M，U2M，U3M的平均值UM。
控制装置12还具有分别用于相的幅值调节器32。幅值调节器32被提供有相应的幅值U1M、U2M、U3M作为实际值并且幅值U1M、U2M、U3M的平均值UM作为额定值。因此，平均值UM代表幅值调节器32的公共额定值。如图8所示，幅值调节器32根据其相应的实际值(例如幅值U1M)和额定值UM为相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*确定相应的第一校正值k11，k12，k13。相应的第一校正值k11，k12，k13和相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*被馈送到相应的第一校正块33，第一校正块将相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*校正相应的第一校正值k11，k12，k13。特别地，能够通过将相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*乘以相应的第一校正值k11，k12，k13来实现该校正。
类似于电压调节器25，幅值调节器32是具有积分分量或显示积分行为的调节器。例如，幅值调节器32能够被设计为(纯)积分调节器。
优选地，电压确定装置30不仅确定相电压U1、U2、U3的幅值U1M、U2M、U3M，而且执行其他确定。特别地，电压确定装置30还能够相应地针对相电压U1、U2、U3确定相应的直流电压分量G1、G2、G3，如图9所示。直流电压分量G1、G2、G3与中点29有关。特别地，电压确定装置30能够在整数个周期上足够频繁地检测相电压U1、U2、U3，并且评估检测到的电压值。对中点29的引用是本领域技术人员已知的。为了确定相应的直流电压分量G1、G2、G3，电压确定装置30能够在相应的检测时段T1、T2、T3期间重复检测相应的相电压U1、U2、U3，并且(分开地对于每个相)形成检测到的相电压U1、U2、U3的相应的平均值。
检测时段T1、T2、T3分别形成用于相应的相电压U1、U2、U3的整数个周期。原则上，能够随意选择针对相电压U1、U2、U3的检测时段T1、T2、T3。特别地，检测时段能够被统一地确定。然而，优选地，如图10所示，控制装置12单独地并且彼此独立地确定检测时段T1、T2、T3。特别地，控制装置12能够以如下的方式确定相应的检测时段T1、T2、T3，即在相应的相电压U1、U2、U3通过零点之后直接进行相应的相电压U1、U2、U3的相应的第一检测。通过零点通常与中点29的真实电势或虚拟电势有关。
在确定直流电压分量G1、G2、G3的情况下，根据图9的控制装置12还具有用于相的偏量调节器34。各个偏量调节器34接收相应的直流电压分量G1、G2、G3。根据相应的直流电压分量G1、G2、G3，为相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*确定相应的第二校正值k21、k22、k23。相应的第二校正值k21、k22、k23和已经被校正了第一校正值k11、k12、k13的相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*被提供给相应的第二校正块35，第二校正块将相应的滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*校正相应的第二校正值k21、k22、k23校正。特别地，能够通过将相应的额定滤波器电流IC1*、IC2*、IC3*与相应的第二校正值k21、k22、k23相加来实现该校正。
类似于电压调节器25和幅值调节器32，偏量调节器34是具有积分分量或显示积分行为的调节器。例如，偏量调节器34能够被设计为(纯)积分调节器。
偏量调节器34、幅值调节器32和额定值发送器25的动态性应该相互协调。特别地，额定值发送器25应该具有最大的动态性。因此，偏量调节器34和幅值调节器32的动态性应该小于额定值发送器25的动态性。然而，偏量调节器34的动态性优选地大于幅值调节器32的动态性。特别地，偏量调节器34对干扰的反应应该比幅值调节器32快三至五倍。然而，与额定值发送器25相比，偏量调节器的动态性应约为1/3至2/3。
本发明具有许多优点。由于直接电流电控制既能够在正常运行中也能够在短路运行中起作用，因此在发生短路的情况中无需从电压调节切换到电流调节。这避免了否则会发生的瞬态干扰。然而，特别是能够动态地提供和限制短路电流。从孤岛运行到并网运行的简单转换是可行的，反之亦然。在变流器2的电流限制下也能够稳定运行。此外，根据本发明的控制装置12也能够与负载9结合使用，该负载动态地(例如在接通时)虽然在一定时间内具有增加的电流需求，但是此后又需要较少的电流。这种负载9的一个例子是较大的异步电机。在正常运行中，能够实现高质量地提供相电压U1、U2、U3。无论负载9是线性的还是非线性的和/或负载9是对称的还是非对称的，这都适用。此外，根据本发明的处理方法不限于特定的坐标系。能够根据需要，直接利用相电流I1、I2、I3或滤波器电流IC1、IC2、IC3或负载电流IL1、IL2、IL3，或者利用两个相互正交的电流和零电流或总电流在固定坐标系(大多称为ab0系统)中，或者利用两个相互正交的电流和零电流或总电流在同向旋转坐标系(大多称为dq0系统)中实施。
尽管已经通过优选的实施例详细地说明和描述了本发明，但是本发明不受公开的实例的限制，并且本领域技术人员能够在不脱离本发明保护范围的情况下从中得出其他变体方案。

Claims (13)

1.一种用于变流器(2)的控制装置，其中，所述变流器(2)经由所述变流器(2)的相应的相单元(3)为多个相分别将在所述变流器(2)的输入侧提供的高电势(U+)和在所述变流器(2)的输入侧提供的低电势(U-)交替地与相线(5)连接，并且通过所述连接将相电流(I1、I2、I3)馈入到所述相线(5)中，其中，经由布置在所述变流器(2)下游的滤波装置(6)传导所述相电流(I1、I2、I3)，其中，经由在所述相线(5)的连接点(7)处的相继布置在所述相线(5)之间的多个滤波器电容器(8)，或者经由在连接点(7)处各自与所述相线(5)之一连接的多个滤波器电容器(8)，所述滤波装置(6)在所述相线(5)处分接出滤波器电流(IC1、IC2、IC3)并且将所述相电流(I1、I2、I3)的剩余部分作为负载电流(Il1、IL2、IL3)提供给电负载(9)，
-其中，所述控制装置具有调节装置(15)，所述调节装置确定用于所述变流器(2)的所述相单元(3)的驱控信号(S)并相应地驱控所述变流器(2)的所述相单元(3)，
-其中，所述控制装置接收馈入到所述相线(5)中的所述相电流(I1、I2、I3)，
-其中，所述调节装置(15)借助于直接电流控制来确定用于所述变流器(2)的所述相单元(3)的驱控信号(S)，将在所述变流器(2)的输出侧流动的电流(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3)作为实际值以及附属的额定电流(I1*、I2*、I3*、IC1*、IC2*、IC3*)作为额定值提供给所述直接电流控制，
-所述调节装置(15)确定所述驱控信号(S)，使得如果且只要馈入所述相线(5)中的所述相电流(I1、I2、I3)的量具有距预定的最大值(MAX)的最小间距，则由所述相单元(3)的驱控引起的、所述滤波装置(6)下游的电压曲线就具有预定的幅值(U0)，并且
-其中，所述控制装置通过另外的装置(15b)介入所述相单元(3)的驱控，使得馈入所述相线(5)中的所述相电流(I1、I2、I3)的量被限制到所述最大值(MAX)，直到由所述相单元(3)的驱控引起的、所述滤波装置(6)下游的电压曲线再次具有所述预定的幅值(U0)为止，
其特征在于，
-所述另外的装置(15b)被设计为切换装置(15b)，
-如果并且只要馈入所述相线(5)中的所述相电流(I1、I2、I3)的量具有距所述预定的最大值(MAX)的所述最小间距，所述切换装置(15b)就为所述调节装置(15)提供正常运行时作为实际值的滤波器电流(IC1、IC2、IC3)和作为额定值的、由额定值发送器(25)确定的额定滤波器电流(IC1*、IC2*、IC3*)，
-所述切换装置(15b)从正常运行转换至短路运行，在所述短路运行的情况下，如果并且只要所述相电流(I1、I2、I3)的量低于距所述最大值(MAX)的最小间距，则所述切换装置(15b)就为所述调节装置(15)提供作为实际值的所述相电流(I1、I2、I3)以及作为额定值的所述最大值(MAX)或所述最大值(MAX)的倒数，并且
-如果并且只要由所述相单元(3)的驱控引起的、所述滤波装置(6)下游的电压曲线再次具有所述预定的幅值(U0)，则所述切换装置(15b)再次从短路运行转换至正常运行。
2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置将所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)作为测量参量接收。
3.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置根据在所述变流器(2)的输出侧检测到并且由所述控制装置接收到的测量参量(I1、I2、I3、U1、U2、U3)来确定所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)。
4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
-所述控制装置具有计算装置(23)和外推装置(24)，
-所述计算装置(23)对于一个时间点确定所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)，在所述时间点检测所述测量参量(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3、U1、U2、U3)，根据所述测量参量确定所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)，
-所述计算装置(23)将由所述计算装置确定的滤波器电流(IC1')提供给所述外推装置(24)，
-所述外推装置(24)修改提供给所述外推装置的所述滤波器电流(IC1')，使得所述滤波器电流或所述负载电流相对于相电压(U1、U2、U3)的标称频率外推一个外推时间，并且
-所述外推装置(24)将由所述外推装置修改的所述滤波器电流(IC1')提供给所述切换装置(15b)。
5.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，
-所述控制装置具有计算装置(23)和外推装置(24)，
-所述外推装置(24)修改所述测量参量(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3，U1、U2、U3)，使得所述测量参量对于检测到所述测量参量(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3、U1、U2、U3)的时间点相对于相电压(U1、U2、U3)的标称频率外推一个外推时间，其中，根据所述测量参量确定所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)，
-所述外推装置(24)将由所述外推装置修改的所述测量参量(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3、U1、U2、U3)提供给所述计算装置(23)，并且
-所述计算装置(23)根据提供给所述计算装置的修改后的所述测量参量(I1、I2、I3、IC1、IC2、IC3、U1、U2、U3)来确定所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)，并且将所述滤波器电流(IC1、IC2、IC3)提供给所述切换装置(15b)。
6.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置接收所述相线(5)的在所述滤波装置(6)内部或下游检测到的相电压(U1、U2、U3)，并且额定值发送器(25)被设计为电压调节器，为所述电压调节器提供检测到的所述相电压(U1、U2、U3)和额定相电压(U1*、U2*、U3*)，并且所述电压调节器根据检测到的所述相电压(U1，U2，U3)和所述额定相电压(U1*，U2*，U3*)来确定额定滤波器电流(IC1*、IC2*、IC3*)。
7.根据权利要求6所述的控制装置，其特征在于，
-所述控制装置具有先导控制装置(28)，为所述先导控制装置提供所述额定相电压(U1*、U2*、U3*)，并且所述先导控制装置根据所述额定相电压(U1*、U2*、U3*)来确定用于由额定值发送器(25)确定的额定滤波器电流的先导控制值(IC1V)，并且
-所述先导控制值(IC1V)被用于由所述额定值发送器(25)确定的所述额定滤波器电流。
8.根据权利要求7所述的控制装置，其特征在于，
-相的数量至少为三，
-所述控制装置具有电压确定装置(30)，所述电压确定装置接收所述相线(5)的在所述滤波装置(6)内部或下游检测到的相电压(U1、U2、U3)，并且为所述相电压(U1、U2、U3)分别确定相对于中点(29)的幅值(U1M、U2M、U3M)，并且
-所述控制装置对于所述相分别具有幅值调节器(32)，将相应的所述幅值(U1M、U2M、U3M)作为实际值并且将所述幅值(U1M、U2M、U3M)的平均值(UM)作为额定值提供给所述幅值调节器，并且所述幅值调节器根据所述幅值调节器的相应的实际值(U1M、U2M、U3M)和所述幅值调节器的相应的额定值(UM)来确定用于相应的额定滤波器电流的相应的第一校正值(k11、k12、k13)，并且将相应的所述额定滤波器电流(IC1*、IC2*、IC3*)校正相应的所述第一校正值(k11、k12、k13)。
9.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于，
-所述电压确定装置(30)为所述相电压(U1、U2、U3)分别确定相对于所述中点(29)的相应的直流电压分量(G1、G2、G3)，
-所述控制装置对于所述相分别具有偏量调节器(34)，所述偏量调节器接收相应的所述直流电压分量(G1、G2、G3)，并根据相应的所述直流电压分量(G1、G2、G3)为相应的所述额定滤波器电流(IC1*、IC2*、IC3*)确定相应的第二校正值(k21、k22、k23)，并且将相应的所述额定滤波器电流(IC1*、IC2*、IC3*)校正确定的相应的所述第二校正值(k21、k22、k23)。
10.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于，为了确定用于所述相电压(U1、U2、U3)的直流电压分量(G1、G2、G3)，所述电压确定装置(30)在相应的检测时段(T1、T2、T3)期间相应地接收多个检测到的所述相电压(U1、U2、U3)，并将相应的所述直流电压分量(G1、G2、G3)确定为所述相电压的相应的平均值，并且所述控制装置为所述相单独地并且与用于其他相的检测时段(T1、T2、T3)无关地确定相应的检测时段(T1、T2、T3)。
11.根据权利要求1中所述的控制装置，其特征在于，所述控制装置被设计为可编程控制装置，所述控制装置由控制程序(13)编程，并且所述控制程序(13)包括机器码(14)，通过所述机器码将所述控制装置设置成根据权利要求1至10中任一项所述的控制装置。
12.一种用于变流器(2)的可编程控制装置(12)的控制程序，其中，所述控制程序包括机器码(14)，通过所述机器码设置根据权利要求1至10中任一项所述的控制装置(12)。
13.一种变流器单元，
-其中，所述变流器单元具有变流器(2)，所述变流器经由所述变流器(2)的相应的相单元(3)为多个相分别将在所述变流器(2)的输入侧提供的高电势(U+)和在所述变流器(2)的输入侧提供的低电势(U-)交替地与相线(5)连接，并且通过所述连接将相电流(I1、I2、I3)馈入到所述相线(5)中，
-其中，所述变流器单元具有布置在所述变流器(2)下游的滤波装置(6)，经由所述滤波装置传导所述相电流(I1、I2、I3)，
-其中，经由在所述相线(5)的连接点(7)处的相继布置在所述相线(5)之间的多个滤波器电容器(8)，或者经由在连接点(7)处各自与所述相线(5)之一连接的多个滤波器电容器(8)，所述滤波装置(6)在所述相线(5)处分接出滤波器电流(IC1、IC2、IC3)并且将所述相电流(I1、I2、I3)的剩余部分作为负载电流(IL1、IL2、IL3)提供给电负载(9)，
-其中，所述变流器单元具有根据权利要求1至11中任一项所述的控制装置(12)，所述控制装置控制所述变流器(2)。
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