WO2018211949A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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圭孝 竹本
智道 伊藤
一瀬　雅哉
治郎 根本
雅弘 谷口
佑亮 阿部
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株式会社日立製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • Patent document 1 is mentioned as an example of such a power converter device.
  • Control responsiveness can be improved by selecting an LPF with a shorter time constant than usual for the detection value of the connection point voltage used for voltage feedforward of the inverter ACR when the system voltage fluctuates. For higher requirements such as continuing operation without stopping the gate, further control responsiveness is required.
  • a follow-up delay of the secondary side voltage output voltage of the power converter
  • An inverter connected to the system via an LC filter and an inverter control unit for controlling the inverter.
  • the control performed by the inverter control unit includes an inverter output current sampled a plurality of times within the calculation cycle and an inverter connection. Based on the interconnection voltage of the system point, the estimated voltage value for suppressing the transient fluctuation current, which is the voltage deviation at the time of the system fault, is estimated, and the estimated voltage value for suppressing the transient fluctuation current is fed to the signal that controls the current flowing through the inverter.
  • a power converter having a control in which a voltage command is created by adding as a forward and the voltage command is used as a PWM voltage command for an inverter.
  • FIG. 6 is a process flow diagram of a voltage estimation calculation unit for suppressing transient fluctuation current.
  • the connection point voltage fluctuation detection processing flowchart.
  • FIG. 1 shows an outline of the power conversion device 2 of the present embodiment.
  • a DC voltage generated by natural energy is set as an input 1
  • an output 16 of the power conversion device 2 shown as a large frame of a one-dot long chain line is connected to a system 18 via a connection transformer 17.
  • natural energy solar power generation, wind power generation, etc. can be considered, for example.
  • the DC voltage input 1 using natural energy as an energy source is input to the input circuit 5 of the interconnection inverter 6.
  • the AC output circuit 11 of the interconnection inverter 6 is connected to the secondary circuit 16 of the interconnection transformer 17 via an LC filter 14 for the purpose of reducing harmonics.
  • the inverter control unit 21 that controls the interconnection inverter 6 includes an ACR 3 that is a current controller.
  • the ACR 3 includes a current command I ref that is an output of the DC voltage controller DC- AVR 4 that receives the DC voltage command V dcref and the DC voltage detection value V dc of the power converter 2, and a connection point current detection value [ I] and the phase signal [V 2ph ] calculated by the phase detector 19 are input.
  • the phase detection unit 19 receives the connection point voltage detection value [V 2 ] as an input, and outputs the phase signal [V 2ph ] of the connection point voltage [V 2 ] calculated by the phase detection unit 19 to the current regulator (ACR 3).
  • the current regulator (ACR3) outputs [V 2ph ] as an input and performs vector control to output an AC voltage command value [V ref ].
  • a low-pass filter pass value [V LPF ] obtained by removing harmonics from the connection point voltage detection value [V 2 ] by the low-pass filter (LPF) 13 is connected to the input terminal 9 of the switch 10.
  • the output signal [V est ] of the transient fluctuation current suppression voltage estimation calculation unit 12 having the connection point voltage detection value [V 2 ] and the connection point current detection value [I] as inputs is input to the input terminal 8 of the switch 10.
  • the voltage feed forward [V FF ] uses [V LPF ] or [V est ] which is a signal selected by the switch 10.
  • the above-described inverter control unit 21 performs the calculation at 1/2 of the inverter pulse period. When the low pass filter pass value [V LPF ] is selected by the switch 10 for voltage feed forward. Equivalent to conventional inverter control.
  • the transient fluctuation current suppression voltage estimation calculation unit 12 includes the connection point current [I] and the connection point voltage [V 2 ] obtained by sampling N times (N ⁇ 2) within the calculation cycle detected by the current sensor 15. As an input, and the voltage change estimated value [V est ] for suppressing the transient fluctuation current obtained by subtracting the voltage change estimated value ⁇ [V 12 ] applied between the primary and secondary of the interconnection transformer 17 due to the current transient fluctuation from the detected voltage [V 2 ]. It has a function of outputting to the terminal 8 of the switch 10.
  • the calculation cycle in this embodiment is a time corresponding to the calculation cycle of the PCS output waveform control calculation.
  • Equations (1) to (3) are calculation formulas for determining the transient fluctuation current suppression voltage estimated value [V est ], and the impedance of the interconnection transformer 17 due to the interconnection point voltage [V 2 ] and the current transient fluctuation and the fault point. Obtained from the difference from the estimated voltage change ⁇ [V 12 ] applied to the system impedance.
  • the voltage change estimated value ⁇ [V 12 ] is a voltage drop caused by the current flowing through the grid impedance and the system impedance up to the fault point when the power transformer on the primary side of the grid transformer 17 is instantaneously reduced. It corresponds to the deviation voltage between the voltage and the transformer secondary voltage (interconnection point voltage [V 2 ] (inverter output voltage)). Since an AC overcurrent occurs due to this deviation voltage, in order to compensate for this, as shown in Equation 1, a voltage change estimated value ⁇ [] which is a deviation voltage from the connection point voltage [V 2 ] (inverter output voltage).
  • the voltage estimated value [V est ] for suppressing transient fluctuation current is calculated except for V 12 ] and used as voltage feed forward [V FF ].
  • the estimation calculation unit 12 is operated at a cycle of 1 / N of the calculation cycle of inverter control.
  • the resistance R component and inductance L component in Equation 2 correspond to R and L from the inverter to the infinite bus voltage.
  • ⁇ [I ave ] is detected at the previous sampling every sampling based on the premise that the interconnection point current is sampled N times (N ⁇ 2) within the calculation cycle T s as shown in Equation 3.
  • FIG. 2 is a flowchart of the voltage estimation calculation unit for suppressing transient fluctuation current.
  • each current change amount is obtained from ⁇ [I 1 ] to ⁇ [I N ].
  • the average value ⁇ [I ave ] of the current change amount is calculated using these current change amounts (processing N).
  • the voltage change estimated value ⁇ [V 12 ] due to the interconnection transformer 17 and the system impedance when the system voltage drops is calculated.
  • a transient estimated current suppression voltage estimated value [V est ] is calculated from the difference between this and the value of the interconnection point voltage [V 2 ] (processing N + 2). The above is the calculation flow of the transient estimation current suppression voltage estimation calculation unit.
  • FIG. 3 shows a processing flow of the interconnection point voltage fluctuation detection unit 7.
  • the fluctuation detecting unit 7 receives the interconnection point voltage [V 2 ] as input, and calculates the amplitude
  • the UVW phase of the interconnection point voltage [V 2 ] is ⁇ converted using Equation 4, and the amplitude is calculated using Equation 5 from the voltage [V ⁇ ] and [V ⁇ ] after the ⁇ conversion.
  • FIG. 4 is a simulation waveform of the system voltage and output current when the system voltage suddenly changes between the power conversion apparatus to which this embodiment is applied and the power conversion apparatus using the conventional method.
  • These waveforms are waveforms in which the system voltage is suddenly changed from 100% to 0% at time 0 second in both the present embodiment and the conventional system, and the output current of the conventional system at time 0 second jumps up to 150%.
  • the conventional waveform in FIG. 4 stops the operation of the PCS when the current exceeds 150%, and rises to 6 pu when the PCS continues to operate.
  • the output current is suppressed to jump to about 140% at time 0 second, and the current value can be reduced.
  • connection point current when the connection point current is changing at a constant rate, instantaneous noise is mixed into the connection point current at the sampling time of the 0th time, and the difference between the 0th time and the first time becomes large. Also, since the average value of the current change is calculated using the difference between the first time and the second time and the difference between the N ⁇ 1th time and the Nth time thereafter, the influence of noise mixed in the current change detection value is reduced. It becomes possible to suppress.

Abstract

系統事故点が連系トランス一次側で発生した場合、二次側電圧（電力変換装置の出力電圧）の追従遅れが発生するため、応答性を更に向上させ過電流をできるかぎり小さく抑制する必要がある。　系統にＬＣフィルタを介して接続されるインバータと、インバータを制御するインバータ制御部と、を有し、インバータ制御部が行う制御には、演算周期内に複数回サンプリングをしたインバータ出力電流とインバータ連系点の連系点電圧に基づき、系統事故時の電圧偏差である過渡変動電流抑制用電圧推定値を推定し、インバータに流れる電流を制御する信号に、過渡変動電流抑制用電圧推定値をフィードフォワードとして加算して電圧指令を作成し、電圧指令をインバータのＰＷＭ用電圧指令として用いる制御がある電力変換器を提供する。

Description

電力変換装置
　本発明は電力変換装置に関する
　系統電圧の電圧変動を検出し過電流を防止することが可能な電力変換装置が知られている。このような電力変換装置の一例として、特許文献１が挙げられる。
特開２００４－１５３９５７号公報
　系統電圧変動時にインバータＡＣＲの電圧フィードフォワードに用いる連系点電圧の検出値を通常よりも時定数の短いＬＰＦを選択することによって制御応答性を向上させることができるが、あらゆる系統事故に対してゲート停止させずに運転を継続させるようなより高い要求に対しては、更なる制御応答性が要求される。系統事故点が連系トランス一次側で発生した場合、二次側電圧（電力変換装置の出力電圧）の追従遅れが発生するため、応答性を更に向上させ過電流をできるかぎり小さく抑制する必要がある。
　系統にＬＣフィルタを介して接続されるインバータと、インバータを制御するインバータ制御部と、を有し、インバータ制御部が行う制御には、演算周期内に複数回サンプリングをしたインバータ出力電流とインバータ連系点の連系点電圧に基づき、系統事故時の電圧偏差である過渡変動電流抑制用電圧推定値を推定し、インバータに流れる電流を制御する信号に、過渡変動電流抑制用電圧推定値をフィードフォワードとして加算して電圧指令を作成し、電圧指令をインバータのＰＷＭ用電圧指令として用いる制御がある電力変換器を提供する。
　系統電圧の急変に対し、高速に出力電圧が応答でき、発生する過電流値を小さく抑える電力変換装置を提供することができる。
本実施例の電力変換装置を示すブロック図。 過渡変動電流抑制用電圧推定演算部処理フロー図。 連系点電圧変動検出処理フロー図。 従来方式と本実施例の系統電圧急変時における系統電圧、出力電流の比較図。
　以下本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明する。なお、本文中、[]で囲まれた記号はベクトル量を、[]で囲まれていない記号はスカラー量を表し、図中では記号の上に矢印を付すことでベクトル量を表す。また、||は、これにより囲まれたベクトル量の絶対値を示す。
　図１は本実施例の電力変換装置２の概略を示したものである。この図において、自然エネルギーによって生じる直流電圧を入力１とし、一点長鎖線の大枠内として示される電力変換装置２の出力１６が連系トランス１７を介して系統１８に接続されている。なお、自然エネルギーは、例えば太陽光発電、風力発電等が考えられる。
　自然エネルギーをエネルギー源とした直流電圧の入力１は、連系インバータ６の入力回路５に入力される。連系インバータ６の交流出力回路１１は高調波低減を目的としたＬＣフィルタ１４を介して連系トランス１７の二次側回路１６に接続されている。
　次にインバータ制御部２１について説明する。連系インバータ６を制御するインバータ制御部２１は電流制御器であるＡＣＲ３を備える。ＡＣＲ３は、電力変換装置２の直流電圧指令であるVdcrefと直流電圧検出値Vdcを入力とした直流電圧制御器ＤＣ－ＡＶＲ４の出力である電流指令Irefと、連系点電流検出値[I]および位相検出部１９で演算された位相信号[V2ph]を入力する。位相検出部１９は、連系点電圧検出値[V2]を入力とし、位相検出部１９により計算した連系点電圧[V2]の位相信号[V2ph]を電流調整器（ＡＣＲ３）に出力し、電流調整器（ＡＣＲ３）は[V2ph]を入力とし、交流電圧指令値[Vref]を出力するベクトル制御を行う。
　次にＡＣＲ３の交流電圧指令[Vref]に加算する電圧フィードフォワード[VFF]について説明する。電圧フィードフォワード[VFF]は、連系点電圧検出値[V2]から計算される。
　連系点電圧検出値[V2]からローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３によって高調波を除去したローパスフィルタ通過値[VLPF]をスイッチ１０の入力端子９に接続する。また、連系点電圧検出値[V2]と連系点電流検出値[I]を入力とした過渡変動電流抑制用電圧推定演算部１２の出力信号[Vest]をスイッチ１０の入力端子８に接続する。電圧フィードフォワード[VFF]は、スイッチ１０により選択した信号である[VLPF]または[Vest]を用いる。上述のインバータ制御部２１は、インバータのパルス周期の１／２で演算を実行する。スイッチ１０によって、電圧フィードフォワードにローパスフィルタ通過値[VLPF]が選択されている場合は。従来のインバータ制御と同等である。
　次に過渡変動電流抑制用電圧推定演算部１２について説明する。過渡変動電流抑制用電圧推定演算部１２は、電流センサ１５により検出される演算周期内にＮ回（Ｎ≧２）サンプリングで得た連系点電流[I]と連系点電圧[V2]を入力とし電流過渡変動による連系トランス１７の一次二次間にかかる電圧変化推定値Δ[V12]を検出電圧[V2]から引いた過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]をスイッチ１０の端子８に出力する機能を持つ。ここで本実施例における演算周期とは、ＰＣＳの出力波形制御演算の演算周期に相当する時間とする。
　ここで過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]の演算方法について数１～数３を用いて説明し、その演算処理フローについて図２を用いて説明する。
　数１から数３は、過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]を求める計算式であり、連系点電圧[V2]と電流過渡変動による連系トランス１７のインピーダンスと事故点までの系統インピーダンスにかかる電圧変化推定値Δ[V12]との差から求める。
　電圧変化推定値Δ[V12]は、連系トランス１７の一次側の電力系統の瞬低時に発生する連系トランスインピーダンスと事故点までの系統インピーダンスに流れる電流による電圧降下であり、事故点の電圧とトランス二次側電圧（連系点電圧[V2]（インバータ出力電圧））との偏差電圧に相当する。この偏差電圧が原因で交流過電流が発生するため、これを補償するために数１に示すように連系点電圧[V2]（インバータ出力電圧）から偏差電圧である電圧変化推定値Δ[V12]を除いて過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]を計算し、電圧フィードフォワード[VFF]として使用する。推定演算部１２は、インバータ制御の演算周期の１／Ｎの周期で動作させる。
　系統電圧急変時の事故点までの電圧降下分である電圧変化推定値Δ[V12]は、数２によって計算する。数２中の抵抗R成分とインダクタンスL成分は、インバータから無限大母線電圧までのRとLに対応する。インバータの電圧検出点から無限大母線電圧までの線路インピーダンス[Z]=R+jωLは、連系トランス１７のインピーダンス（[ZTr]=RTr+jωLTr）と、連系トランス１７の一次側端子から無限大母線までの系統インピーダンス推定値[Zg] (=Rg+jωLg)の和である全インピーダンス[Z]=RTr+Rg+jω(LTr+Lg)に相当する。実際に系統インピーダンス[Zg]を求めることは困難であるので、短絡容量からの推定値を用いる。ここでR成分はL成分に比べて十分小さいので無視し、数２の右辺を求める。微分項di/dtは、演算周期Tsにおける連系点電流の時間変化Δ[IN-1]の平均値Δ[Iave]とサンプリング周期Δt (=Ts/N)から求める。ここで、Δ[Iave]は数３に示すように、連系点電流を演算周期Ts内にＮ回（Ｎ≧２）サンプリングを行う前提のもと、サンプリング毎に前回サンプリングでの検出値と今回サンプリングでの検出値の差分を算出することで連系点電流の時間変化量Δ[Im-1]/(Ts/N) (=([Im]-[Im-1])/(Ts/N))を算出し、その総和をＮで除して算出したものである。なお、連系点電流の時間変化量の平均値Δ[Iave]を算出することにより、連系点電流検出値に混入する瞬間的なノイズに対する影響を抑えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図２は、過渡変動電流抑制用電圧推定演算部のフロー図である。サンプリング１回目の連系点電流[I1]とサンプリング０回目（前回の演算周期内にサンプリングした最後の値）の連系点電流[I0]を入力とし、連系点電流の時間変化量Δ[I1] （＝[I1]-[I0]）を算出（処理１）し、次にサンプリング２回目の連系点電流[I2]とサンプリング１回目の連系点電流[I1]を入力とし、連系点電流の時間変化量Δ[I2] （＝[I2]-[I1]）を算出（処理２）する。これをサンプリングＮ回目（Ｎ≧２）まで繰り返し、各電流変化量をΔ[I1]からΔ[IN]まで求める。これら電流変化量を用いて電流変化量の平均値Δ[Iave]を算出する（処理Ｎ）。次に電流変化量の平均値Δ[Iave]と全インピーダンス推定値[Z]を用いて、系統電圧低下時の連系トランス１７および系統インピーダンスによる電圧変化推定値Δ[V12]を計算する。これと連系点電圧[V2]の値の差から過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]を算出する（処理Ｎ＋２）。以上が過渡変動電流抑制用電圧推定演算部の演算フローである。
　次に連系点電圧変動検出部７は、スイッチ１０の出力を選択する指令ＳＷＲＥＦを説明する。図３は連系点電圧変動検出部７の処理フローを示す。変動検出部７は連系点電圧[V2]を入力とし、連系点電圧の振幅|[V2]|を計算する（処理１）。この振幅演算は、数４を用いて連系点電圧[V2]のＵＶＷ相をαβ変換し、そのαβ変換後の電圧[Vα]と[Vβ]から数５を用いて振幅を算出する。|[V2]|が所定値|[V0]|よりも小さい場合（処理２）にスイッチ端子８を選択（処理３）し、大きい場合にはスイッチ端子９を選択（処理４）する指令ＳＷＲＥＦをスイッチ１０へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図４は本実施例が適用された電力変換装置と従来方式を用いている電力変換装置の系統電圧急変時の系統電圧および出力電流のシミュレーション波形である。これらの波形は本実施例、従来方式ともに系統電圧が１００％の状態から時刻０秒において０％まで急変した波形であり、時刻０秒における従来方式の出力電流は１５０％まで跳ね上がっている。図４の従来波形は、電流１５０％を超えた際ＰＣＳの動作を停止しており、ＰＣＳが動作を続けた場合、６ｐｕまで上昇する。一方、本実施例は時刻０秒において出力電流が１４０％程度までの跳ね上がりに抑えられ、電流値を小さくでる。
　系統電圧が急激に変動した場合において、インバータ電流制御のＡＣＲ３の電圧フィードフォワード[VFF]をローパスフィルタ出力[VLPF]から過渡変動電流抑制用電圧推定値[Vest]に切り換えて、[Vest]を使用する事により系統電圧急変に対する追従が高速化され、過電流を防止し運転を継続することが可能となる。さらに、電流を複数回サンプリングして、前回値との差分をもとにΔ[Iave]を算出することにより、連系点電流の検出ノイズの影響を抑えることができる。これは、例えば連系点電流が一定のレートをもって変化している場合、０回目のサンプリング時点で瞬間的なノイズが連系点電流に混入して０回目と１回目の差分が大きくなったとしても、１回目と２回目の差分やそれ以降のＮ－１回目とＮ回目の差分を使って電流変化の平均値を計算しているので、電流変化検出値に混入するノイズの影響を小さくする抑えることが可能になる。
　本実施例では、交流ベース（フェーザ）の式を用いて例を示したが、ＤＱ変換後の直流ベースに変換した後の検出値を用いても同等の効果がある。
１　電力変換装置の入力
２　電力変換装置
３　電流制御器（ＡＣＲ）
４　直流電圧制御器（ＤＣ－ＡＶＲ）
５　連系インバータ入力
６　連系インバータ
７　連系点電圧変動検出部
８　[Vest]選択用スイッチ端子
９　[VLPF]選択用スイッチ端子
１０　スイッチ
１１　連系インバータ出力
１２　過渡変動電流抑制用電圧推定演算部
１３　ローパスフィルタ
１４　ＬＣフィルタ
１５　電流センサ
１６　電力変換装置出力
１７　連系トランス
１８　系統
１９　位相検出部
２０　電力変換装置
２１　インバータ制御

Claims (4)

  1. 　系統にＬＣフィルタを介して接続されるインバータと、
    　前記インバータを制御するインバータ制御部と、を有し、
    　前記インバータ制御部が行う制御には、
    　演算周期内に複数回サンプリングをしたインバータ出力電流とインバータ連系点の連系点電圧に基づき、系統事故時の電圧偏差である過渡変動電流抑制用電圧推定値を推定し、
    　前記インバータに流れる電流を制御する信号に、前記過渡変動電流抑制用電圧推定値をフィードフォワードとして加算して電圧指令を作成し、
    　前記電圧指令を前記インバータのＰＷＭ用電圧指令として用いる制御がある、
    電力変換装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、インバータ連系点電圧値と所定値との大小関係に応じて二つの入力を切換えが可能なスイッチを備え、
    　前記スイッチへの一つの入力が前記過渡変動電流抑制用電圧推定値、もう一つの入力が前記インバータ連系点電圧のＬＰＦ通過値であり、
    　前記スイッチの出力をインバータ電流制御の出力に加算される電圧フィードフォワードとして用いる請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記インバータ制御部は、前記インバータ連系点電圧値が所定値より小さい場合には、前記過渡変動電流抑制用電圧推定値を電圧フィードフォワードとして用いる請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記演算周期が、インバータのキャリア周波数で決まる周期の１／２の値である請求項１の電力変換装置。
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