JP3400504B2 - 半導体電力変換装置の入力振動抑制方法 - Google Patents
半導体電力変換装置の入力振動抑制方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、リアクトルとコンデ
ンサから成るフィルタ回路を介してその直流入力が供給
されるインバータ或いはＤＣ／ＤＣコンバータ等の半導
体電力変換装置の入力電流又は入力電圧における不安定
振動現象の抑制方法に関する。
ンサから成るフィルタ回路を介してその直流入力が供給
されるインバータ或いはＤＣ／ＤＣコンバータ等の半導
体電力変換装置の入力電流又は入力電圧における不安定
振動現象の抑制方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種電力変換装置の入力振動抑
制方法としては、電力変換装置系統の基本構成を例示す
る図５の回路図に従って行われるものが知られている。
図５において、１は直流電源、３と４とはそれぞれフィ
ルタ回路を成すインダクタンスＬS のリアクトルとキャ
パシタンスＣS のコンデンサとであり、５はインバータ
又はＤＣ／ＤＣコンバータ等の半導体電力変換装置、６
は負荷、７は前記電力変換装置の出力電圧の設定器、８
はこの設定器７による前記出力電圧の設定値に従って所
定の演算をなし前記電力変換装置に所要の制御指令信号
を与える制御回路である。また２は前記リアクトルの内
部抵抗値とこのリアクトルが挿入された直流母線の線路
抵抗値との和ＲS を有する等価抵抗を示すものである。
制方法としては、電力変換装置系統の基本構成を例示す
る図５の回路図に従って行われるものが知られている。
図５において、１は直流電源、３と４とはそれぞれフィ
ルタ回路を成すインダクタンスＬS のリアクトルとキャ
パシタンスＣS のコンデンサとであり、５はインバータ
又はＤＣ／ＤＣコンバータ等の半導体電力変換装置、６
は負荷、７は前記電力変換装置の出力電圧の設定器、８
はこの設定器７による前記出力電圧の設定値に従って所
定の演算をなし前記電力変換装置に所要の制御指令信号
を与える制御回路である。また２は前記リアクトルの内
部抵抗値とこのリアクトルが挿入された直流母線の線路
抵抗値との和ＲS を有する等価抵抗を示すものである。
【０００３】またＥは直流電源１の端子電圧、ｖC はコ
ンデンサ４の端子電圧であって前記電力変換装置の入力
電圧をなし、ｖO は前記電力変換装置の出力電圧であ
る。またｉS はリアクトル３を通過する電流、ｉD は前
記電力変換装置の入力電流、ｉO は前記電力変換装置の
出力電流である。図５において、負荷６を抵抗としその
抵抗値をＲO とすれば、下記の関係式群（１）が成り立
つ。
ンデンサ４の端子電圧であって前記電力変換装置の入力
電圧をなし、ｖO は前記電力変換装置の出力電圧であ
る。またｉS はリアクトル３を通過する電流、ｉD は前
記電力変換装置の入力電流、ｉO は前記電力変換装置の
出力電流である。図５において、負荷６を抵抗としその
抵抗値をＲO とすれば、下記の関係式群（１）が成り立
つ。
【０００４】
【数１】
【０００５】前記式群（１）の各関係式を定常状態から
の変動分により見直すと下記の関係式群（２）が成り立
つ。
の変動分により見直すと下記の関係式群（２）が成り立
つ。
【０００６】
【数２】
【０００７】前記式群（２）をラプラス変換して下記の
関係式群（３）を得る。
関係式群（３）を得る。
【０００８】
【数３】
【０００９】ここに、従来のこの種電力変換装置の入力
振動抑制方法は、前記式群（３）に従う回路状態におい
て、前記電力変換装置の出力電圧ｖO を一定とするため
に、即ちΔＶO (s) ＝０とするために、 Δλ(s) ＝−（λ／ＶC ）ΔＶC (s) となす制御を行うものである。この条件下では下記の行
列式（４）を得る。
振動抑制方法は、前記式群（３）に従う回路状態におい
て、前記電力変換装置の出力電圧ｖO を一定とするため
に、即ちΔＶO (s) ＝０とするために、 Δλ(s) ＝−（λ／ＶC ）ΔＶC (s) となす制御を行うものである。この条件下では下記の行
列式（４）を得る。
【００１０】
【数４】
【００１１】行列式（４）に従い下記の特性方程式
（５）を得る。
（５）を得る。
【００１２】
【数５】
【００１３】特性方程式（５）に従う応答が安定に収斂
する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となるこ
とである。これにより下記関係式群（６）を得る。
する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となるこ
とである。これにより下記関係式群（６）を得る。
【００１４】
【数６】
【００１５】即ち、前記の如き従来の電力変換装置の入
力振動抑制方法は、この変換装置の出力電圧ｖO を一定
とするために、ＣS ＲS ＞ＬS λ2 ／ＲO の条件下で、
Δλ(s)＝−（λ／ＶC ）ΔＶC (s)、即ち、Δλ(s) ／
λ＝−ΔＶC (s)／ＶC の関係を満たす如く制御してΔ
ＶO (s) ＝０の実現を図るものであった。
力振動抑制方法は、この変換装置の出力電圧ｖO を一定
とするために、ＣS ＲS ＞ＬS λ2 ／ＲO の条件下で、
Δλ(s)＝−（λ／ＶC ）ΔＶC (s)、即ち、Δλ(s) ／
λ＝−ΔＶC (s)／ＶC の関係を満たす如く制御してΔ
ＶO (s) ＝０の実現を図るものであった。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５の
回路図に従い前記式群（３）を対象として、ＣS ＲS ＞
ＬS λ2 ／ＲO の条件下でΔλ(s) ＝−（λ／ＶC ) Δ
ＶC (s) の関係を満たす前記従来の入力振動抑制方法に
おいては、前記抵抗値ＲO の負荷状態に従う変化を主因
として、コンデンサ４の端子電圧ｖC に依存するλの安
定変化域が制約され、前記電力変換装置の負荷状態に対
応するλが前記の安定変化域を逸脱すれば、前記電力変
換装置の不安定な運転を来すことになる。
回路図に従い前記式群（３）を対象として、ＣS ＲS ＞
ＬS λ2 ／ＲO の条件下でΔλ(s) ＝−（λ／ＶC ) Δ
ＶC (s) の関係を満たす前記従来の入力振動抑制方法に
おいては、前記抵抗値ＲO の負荷状態に従う変化を主因
として、コンデンサ４の端子電圧ｖC に依存するλの安
定変化域が制約され、前記電力変換装置の負荷状態に対
応するλが前記の安定変化域を逸脱すれば、前記電力変
換装置の不安定な運転を来すことになる。
【００１７】上記に鑑みこの発明は、インバータ又はＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ等の半導体電力変換装置における前
記の如き不安定な運転域の発生を抑制し得る入力振動の
抑制方法の提供を目的とするものである。
Ｃ／ＤＣコンバータ等の半導体電力変換装置における前
記の如き不安定な運転域の発生を抑制し得る入力振動の
抑制方法の提供を目的とするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明の半導体電力変換装置の入力振動抑制方法に
おいては、 １）第一の手段として、リアクトルとコンデンサとから
なるフィルタ回路を介して供給される直流入力を所要の
交流又は直流に変換して出力する半導体電力変換装置に
対する前記直流入力における振動の抑制方法であって、
前記フィルタ回路のコンデンサの両端電圧を検出し、該
電圧検出値の安定状態からの変動分に基づき、該変動分
を前記直流入力変動分として、該直流入力変動分と大き
さが等しく逆極性をなす値の変動を前記電力変換装置の
入力側に反映させるべく補正値を演算し、該補正値によ
って前記電力変換装置の出力電圧指令値を補正するもの
とする。
にこの発明の半導体電力変換装置の入力振動抑制方法に
おいては、 １）第一の手段として、リアクトルとコンデンサとから
なるフィルタ回路を介して供給される直流入力を所要の
交流又は直流に変換して出力する半導体電力変換装置に
対する前記直流入力における振動の抑制方法であって、
前記フィルタ回路のコンデンサの両端電圧を検出し、該
電圧検出値の安定状態からの変動分に基づき、該変動分
を前記直流入力変動分として、該直流入力変動分と大き
さが等しく逆極性をなす値の変動を前記電力変換装置の
入力側に反映させるべく補正値を演算し、該補正値によ
って前記電力変換装置の出力電圧指令値を補正するもの
とする。
【００１９】２）第二の手段として、リアクトルとコン
デンサとからなるフィルタ回路を介して供給される直流
入力を所要の交流又は直流に変換して出力する半導体電
力変換装置に対する前記直流入力における振動の抑制方
法であって、前記フィルタ回路のコンデンサの両端電圧
を検出し、該電圧検出値の安定状態からの変動分に基づ
き、該変動分を前記直流入力変動分として、該直流入力
変動分と大きさが等しく逆極性をなす値の変動を前記電
力変換装置の入力側に反映させるべく補正値を演算し、
該補正値によって前記電力変換装置の出力電圧指令値を
補正するものとする。
デンサとからなるフィルタ回路を介して供給される直流
入力を所要の交流又は直流に変換して出力する半導体電
力変換装置に対する前記直流入力における振動の抑制方
法であって、前記フィルタ回路のコンデンサの両端電圧
を検出し、該電圧検出値の安定状態からの変動分に基づ
き、該変動分を前記直流入力変動分として、該直流入力
変動分と大きさが等しく逆極性をなす値の変動を前記電
力変換装置の入力側に反映させるべく補正値を演算し、
該補正値によって前記電力変換装置の出力電圧指令値を
補正するものとする。
【００２０】３）第三の手段として、前記第一の手段に
おいて前記のリアクトル通電電流の変動分に代えて、前
記コンデンサの通電電流の変動分を用いるものとする。 ４）第四の手段として、前記第二の手段において前記の
コンデンサの両端電圧の変動分に代えて、前記リアクト
ルの両端電圧の変動分を用いるものとする。
おいて前記のリアクトル通電電流の変動分に代えて、前
記コンデンサの通電電流の変動分を用いるものとする。 ４）第四の手段として、前記第二の手段において前記の
コンデンサの両端電圧の変動分に代えて、前記リアクト
ルの両端電圧の変動分を用いるものとする。
【００２１】
【作用】図５の回路図に従い前記式群（３）を対象とし
て、ＣS ＲS ＞ＬS λ2 ／ＲO の条件下でΔλ(s) ＝−
（λ／ＶC ) ΔＶC (s) の関係を満たす前記の如き電力
変換装置の入力振動抑制方法においては、負荷状態の変
化に伴う前記抵抗値ＲO の変化等により前記不等式を満
足し得ない領域が生じ、これが前記電力変換装置の不安
定な運転域発生の原因をなしていた。
て、ＣS ＲS ＞ＬS λ2 ／ＲO の条件下でΔλ(s) ＝−
（λ／ＶC ) ΔＶC (s) の関係を満たす前記の如き電力
変換装置の入力振動抑制方法においては、負荷状態の変
化に伴う前記抵抗値ＲO の変化等により前記不等式を満
足し得ない領域が生じ、これが前記電力変換装置の不安
定な運転域発生の原因をなしていた。
【００２２】従って、前記不等式の右辺の増大に対して
前記電力変換装置の入出力電圧間の比λの適当な低減補
正を、定常安定状態からの変動分に対して行うことによ
り、常時前記の条件を満足し所要の安定運転を図ること
が可能となる。上記に従ってこの発明の第一のものは、
前記λの補正を、前記電力変換装置の入力側フィルタ回
路のリアクトル通電電流の変動分を入力として所定の関
係式に従って演算して得た補正値により行うものであ
る。
前記電力変換装置の入出力電圧間の比λの適当な低減補
正を、定常安定状態からの変動分に対して行うことによ
り、常時前記の条件を満足し所要の安定運転を図ること
が可能となる。上記に従ってこの発明の第一のものは、
前記λの補正を、前記電力変換装置の入力側フィルタ回
路のリアクトル通電電流の変動分を入力として所定の関
係式に従って演算して得た補正値により行うものであ
る。
【００２３】またこの発明の第二のものは、前記λの補
正を、前記電力変換装置の入力電圧即ち前記フィルタ回
路のコンデンサ端子電圧の変動分を入力とし所定の関係
式に従って演算して得た補正値により行うものである。
またこの発明の第三のものは、前記λの補正を、前記電
力変換装置入力側フィルタ回路のコンデンサ通電電流の
変動分を入力とし所定の関係式に従って演算して得た補
正値により行うものである。
正を、前記電力変換装置の入力電圧即ち前記フィルタ回
路のコンデンサ端子電圧の変動分を入力とし所定の関係
式に従って演算して得た補正値により行うものである。
またこの発明の第三のものは、前記λの補正を、前記電
力変換装置入力側フィルタ回路のコンデンサ通電電流の
変動分を入力とし所定の関係式に従って演算して得た補
正値により行うものである。
【００２４】またこの発明の第四のものは、前記λの補
正を、前記電力変換装置入力側フィルタ回路のリアクト
ルの両端電圧の変動分を入力とし所定の関係式に従って
演算して得た補正値により行うものである。
正を、前記電力変換装置入力側フィルタ回路のリアクト
ルの両端電圧の変動分を入力とし所定の関係式に従って
演算して得た補正値により行うものである。
【００２５】
【実施例】以下この発明の実施例を、電力変換装置系統
の基本構成を例示する図１と図２の両回路図、及び半導
体電力変換装置の主回路を例示する図３と図４の両回路
図に従って説明する。なお図１乃至図４においては図５
に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構成要素に
対しては同一の表示符号を付している。
の基本構成を例示する図１と図２の両回路図、及び半導
体電力変換装置の主回路を例示する図３と図４の両回路
図に従って説明する。なお図１乃至図４においては図５
に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構成要素に
対しては同一の表示符号を付している。
【００２６】図１はこの発明の第一の実施例を示すもの
であり、図５に対し、リアクトル３の電流ｉS を検出す
る電流検出器１０と、電流ｉS の検出値を入力とし且つ
その伝達関数をＧI とする電流補正器９と、この補正器
９からの補正信号を出力電圧設定器７による設定値に加
算するための加算器１２とを加えたものである。上記の
回路構成においてはラプラス変換された諸元に関し下記
の行列式（７）が成り立つ。
であり、図５に対し、リアクトル３の電流ｉS を検出す
る電流検出器１０と、電流ｉS の検出値を入力とし且つ
その伝達関数をＧI とする電流補正器９と、この補正器
９からの補正信号を出力電圧設定器７による設定値に加
算するための加算器１２とを加えたものである。上記の
回路構成においてはラプラス変換された諸元に関し下記
の行列式（７）が成り立つ。
【００２７】
【数７】
【００２８】図１の回路構成により、Δλ(s) ＝−（λ
／ＶC ）ΔＶC (s) となす前記従来の制御方法に代え、
Δλ(s) を下記の式（８）の如く補正制御する。
／ＶC ）ΔＶC (s) となす前記従来の制御方法に代え、
Δλ(s) を下記の式（８）の如く補正制御する。
【００２９】
【数８】
【００３０】ここに前記伝達関数ＧI は、前記ΔＩ
S (s）の定常値に対してΔλ(s）が影響を与えないよう
に、ｓ→０（即ちｔ→∞）においてＧI (s) ＝０となる
如く決定される。因みに、ＧI (s) ＝ＫI s とすれば、
式（７）は式（９）の如くになる。
S (s）の定常値に対してΔλ(s）が影響を与えないよう
に、ｓ→０（即ちｔ→∞）においてＧI (s) ＝０となる
如く決定される。因みに、ＧI (s) ＝ＫI s とすれば、
式（７）は式（９）の如くになる。
【００３１】
【数９】
【００３２】行列式（９）に従い下記の特性方程式（１
０）を得る。
０）を得る。
【００３３】
【数１０】
【００３４】特性方程式（１０）に従う応答が安定に収
斂する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となる
ことである。これにより下記関係式群（１１）を得る。
斂する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となる
ことである。これにより下記関係式群（１１）を得る。
【００３５】
【数１１】
【００３６】また前記出力電圧の変動分ΔＶO (s) は下
記の式（１２）の如くになる。
記の式（１２）の如くになる。
【００３７】
【数１２】
【００３８】式（１２）の示す如く、ΔＶO (s）はΔＩ
S (s）の変動時にのみ一時的に変化し、前記関係式群
（１１）により規定される減衰定数によって時間の経過
と共に減衰して零に収斂するものとなり、前記出力電圧
ｖO (t）に関する安定した制御がなされることになる。
また図２はこの発明の第二の実施例を示すものであり、
図１に示す電流検出器１０と電流補正器９とに代えて、
コンデンサ４の端子電圧ｖC を入力とし且つその伝達関
数をＧV とする電圧補正器１１を設けたものである。
S (s）の変動時にのみ一時的に変化し、前記関係式群
（１１）により規定される減衰定数によって時間の経過
と共に減衰して零に収斂するものとなり、前記出力電圧
ｖO (t）に関する安定した制御がなされることになる。
また図２はこの発明の第二の実施例を示すものであり、
図１に示す電流検出器１０と電流補正器９とに代えて、
コンデンサ４の端子電圧ｖC を入力とし且つその伝達関
数をＧV とする電圧補正器１１を設けたものである。
【００３９】図２の回路構成により、Δλ(s) ＝−（λ
／ＶC ）ΔＶC (s) となす前記従来の制御方法に代え、
Δλ(s) を下記の式（１３）の如く補正制御する。
／ＶC ）ΔＶC (s) となす前記従来の制御方法に代え、
Δλ(s) を下記の式（１３）の如く補正制御する。
【００４０】
【数１３】
【００４１】ここに前記伝達関数ＧV は、前記ΔＶ
C (s）の定常値に対してΔλ(s）が影響を与えないよう
に、ｓ→０（即ちｔ→∞）においてＧV (s) ＝０となる
如く決定される。因みに、ＧV (s) ＝ＫV s とすれば、
下記の行列式（１４）を得る。
C (s）の定常値に対してΔλ(s）が影響を与えないよう
に、ｓ→０（即ちｔ→∞）においてＧV (s) ＝０となる
如く決定される。因みに、ＧV (s) ＝ＫV s とすれば、
下記の行列式（１４）を得る。
【００４２】
【数１４】
【００４３】行列式（１４）に従い下記の特性方程式
（１５）を得る。
（１５）を得る。
【００４４】
【数１５】
【００４５】特性方程式（１５）に従う応答が安定に収
斂する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となる
ことである。これにより下記関係式群（１６）を得る。
斂する条件は、この特性方程式の根の実数部が負となる
ことである。これにより下記関係式群（１６）を得る。
【００４６】
【数１６】
【００４７】また前記出力電圧の変動分ΔＶO (s) は下
記の式（１７）の如くになる。
記の式（１７）の如くになる。
【００４８】
【数１７】
【００４９】式（１７）の示す如く、ΔＶO (s）はΔＶ
C (s）の変動時にのみ一時的に変化し、前記関係式群
（１６）により規定される減衰定数によって時間の経過
と共に減衰して零に収斂するものとなり、前記出力電圧
ｖO (t）に関する安定した制御がなされることになる。
またこの発明の第三のものは、対応する回路図を示すも
のではないが、前記の電力変換装置入力側フィルタ回路
のコンデンサ通電電流ＩC の変動分ΔＩC (s）を用い、
前記Δλ(s) を下記の式（１８）の如く補正制御するも
のである。
C (s）の変動時にのみ一時的に変化し、前記関係式群
（１６）により規定される減衰定数によって時間の経過
と共に減衰して零に収斂するものとなり、前記出力電圧
ｖO (t）に関する安定した制御がなされることになる。
またこの発明の第三のものは、対応する回路図を示すも
のではないが、前記の電力変換装置入力側フィルタ回路
のコンデンサ通電電流ＩC の変動分ΔＩC (s）を用い、
前記Δλ(s) を下記の式（１８）の如く補正制御するも
のである。
【００５０】
【数１８】
【００５１】またこの発明の第四のものは、対応する回
路図を示すものではないが、前記の電力変換装置入力側
フィルタ回路リアクトルの両端電圧ＶL の変動分ΔＶL
(s）を用い、前記Δλ(s) を下記の式（１９）の如く補
正制御するものである。
路図を示すものではないが、前記の電力変換装置入力側
フィルタ回路リアクトルの両端電圧ＶL の変動分ΔＶL
(s）を用い、前記Δλ(s) を下記の式（１９）の如く補
正制御するものである。
【００５２】
【数１９】
【００５３】ここに前記の伝達関数ＧC とＧL とは、そ
れぞれ前記ΔＩC (s）とΔＶL (s）との定常値に対して
Δλ(s）が影響を与えないように、ｓ→０（即ちｔ→
∞）において何れも零となる如く決定される。従って式
（１８）又は（１９）による補正制御を受けた場合の前
記ΔＶO (s）は、ΔＩC (s）或いはΔＶL (s）の変動時
にのみ一時的に変化し、時間の経過と共に減衰して零に
収斂するものとなり、前記出力電圧ｖO (t）に関する安
定した制御がなされることになる。
れぞれ前記ΔＩC (s）とΔＶL (s）との定常値に対して
Δλ(s）が影響を与えないように、ｓ→０（即ちｔ→
∞）において何れも零となる如く決定される。従って式
（１８）又は（１９）による補正制御を受けた場合の前
記ΔＶO (s）は、ΔＩC (s）或いはΔＶL (s）の変動時
にのみ一時的に変化し、時間の経過と共に減衰して零に
収斂するものとなり、前記出力電圧ｖO (t）に関する安
定した制御がなされることになる。
【００５４】次に図３は前記半導体電力変換装置の例と
してのインバータの主回路図であり、図３（イ）の５Ａ
は半導体スイッチング素子ＳＷより成り単相の交流を出
力する単相ブリッジ構成のインバータを示し、図３
（ロ）の５Ｂは同様に三相の交流を出力して三相負荷６
Ｂに給電する三相ブリッジ構成のインバータを示す。こ
こに、図３の（イ）或いは（ロ）両図の何れの場合にお
いても、インバータ交流出力電圧の基本波成分ｖO は前
記関係式群（１）による如く、コンデンサ４の端子電圧
ｖC の関数としてｖO ＝λｖC の関係にて規定されるも
のである。
してのインバータの主回路図であり、図３（イ）の５Ａ
は半導体スイッチング素子ＳＷより成り単相の交流を出
力する単相ブリッジ構成のインバータを示し、図３
（ロ）の５Ｂは同様に三相の交流を出力して三相負荷６
Ｂに給電する三相ブリッジ構成のインバータを示す。こ
こに、図３の（イ）或いは（ロ）両図の何れの場合にお
いても、インバータ交流出力電圧の基本波成分ｖO は前
記関係式群（１）による如く、コンデンサ４の端子電圧
ｖC の関数としてｖO ＝λｖC の関係にて規定されるも
のである。
【００５５】また図４は前記半導体電力変換装置の例と
してのＤＣ／ＤＣコンバータであり且つその一種をなす
チョッパの主回路図である。図４（イ）において５Ｃ
は、直流入力を直列断続する半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗと、ダイオードＤと、リアクトルＬと、コンデンサＣ
とから成るチョッパである。今、コンデンサ４の端子電
圧をｖC 、チョッパ５Ｃの直流出力平均電圧をｖO 、前
記スイッチング素子ＳＷの導通率をγとすれば、ｖO ＝
γｖC となる。即ち図４（イ）は降圧チョッパを例示す
るものである。
してのＤＣ／ＤＣコンバータであり且つその一種をなす
チョッパの主回路図である。図４（イ）において５Ｃ
は、直流入力を直列断続する半導体スイッチング素子Ｓ
Ｗと、ダイオードＤと、リアクトルＬと、コンデンサＣ
とから成るチョッパである。今、コンデンサ４の端子電
圧をｖC 、チョッパ５Ｃの直流出力平均電圧をｖO 、前
記スイッチング素子ＳＷの導通率をγとすれば、ｖO ＝
γｖC となる。即ち図４（イ）は降圧チョッパを例示す
るものである。
【００５６】また図４（ロ）において５Ｄは、リアクト
ルＬを介した直流入力を並列断続する半導体スイッチン
グ素子ＳＷと、ダイオードＤと、コンデンサＣとから構
成されたチョッパである。この場合ｖO ＝〔１／（１−
γ）〕ｖC となる。即ち図４（ロ）は昇圧チョッパを例
示するものである。ここに、図４の（イ）或いは（ロ）
両図の何れの場合においても、前記の電圧ｖC のｖO へ
の変換係数γ或いは１／（１−γ）は前記各関係式にお
ける係数λに対応するものとなる。
ルＬを介した直流入力を並列断続する半導体スイッチン
グ素子ＳＷと、ダイオードＤと、コンデンサＣとから構
成されたチョッパである。この場合ｖO ＝〔１／（１−
γ）〕ｖC となる。即ち図４（ロ）は昇圧チョッパを例
示するものである。ここに、図４の（イ）或いは（ロ）
両図の何れの場合においても、前記の電圧ｖC のｖO へ
の変換係数γ或いは１／（１−γ）は前記各関係式にお
ける係数λに対応するものとなる。
【００５７】何れにせよ図３或いは図４の回路構成にお
ける前記の変換係数１／（１−γ）又はγに対して前記
各関係式に従う補正制御をなすことにより、半導体電力
変換装置としてのインバータ或いはＤＣ／ＤＣコンバー
タに対する直流入力における振動の抑制が可能となる。
ける前記の変換係数１／（１−γ）又はγに対して前記
各関係式に従う補正制御をなすことにより、半導体電力
変換装置としてのインバータ或いはＤＣ／ＤＣコンバー
タに対する直流入力における振動の抑制が可能となる。
【００５８】
【発明の効果】この発明によれば、リアクトルとコンデ
ンサとからなるフィルタ回路を介し供給される直流入力
を所要の交流或いは直流に変換して出力する半導体電力
変換装置に対する前記直流入力における振動の抑制方法
に関し、前記電力変換装置の入力電圧の変化率に対し、
第一の発明による如く前記リアクトルを通過する電流の
変動分に従い演算された補正値を加算するか、又は第二
の発明による如く前記電力変換装置の入力電圧の変動分
に従い演算された補正値を加算するか、又は第三の発明
による如く前記コンデンサの通電電流の変動分に従い演
算された補正値を加算するか、又は第四の発明による如
く前記リアクトルの両端電圧の変動分に従い演算された
補正値を加算するか、何れかによって新たに得られた補
正された入力電圧の変化率と大きさが等しく且つ逆極性
をなす変化率にて変化する如く前記電力変換装置の出力
電圧を制御することにより、前記フィルタ回路における
各部の電圧或いは電流における振動状態、従って前記電
力変換装置の直流入力における振動状態を効果的に抑制
し、前記電力変換装置の出力状態の安定化を簡易且つ安
価に図ることが出来る。
ンサとからなるフィルタ回路を介し供給される直流入力
を所要の交流或いは直流に変換して出力する半導体電力
変換装置に対する前記直流入力における振動の抑制方法
に関し、前記電力変換装置の入力電圧の変化率に対し、
第一の発明による如く前記リアクトルを通過する電流の
変動分に従い演算された補正値を加算するか、又は第二
の発明による如く前記電力変換装置の入力電圧の変動分
に従い演算された補正値を加算するか、又は第三の発明
による如く前記コンデンサの通電電流の変動分に従い演
算された補正値を加算するか、又は第四の発明による如
く前記リアクトルの両端電圧の変動分に従い演算された
補正値を加算するか、何れかによって新たに得られた補
正された入力電圧の変化率と大きさが等しく且つ逆極性
をなす変化率にて変化する如く前記電力変換装置の出力
電圧を制御することにより、前記フィルタ回路における
各部の電圧或いは電流における振動状態、従って前記電
力変換装置の直流入力における振動状態を効果的に抑制
し、前記電力変換装置の出力状態の安定化を簡易且つ安
価に図ることが出来る。
【図１】この発明の第一の実施例を示す電力変換装置系
の回路図
の回路図
【図２】この発明の第二の実施例を示す電力変換装置系
の回路図
の回路図
【図３】電力変換装置としてのインバータの主回路図
【図４】電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータの
主回路図（チョッパ例示）
主回路図（チョッパ例示）
【図５】従来技術の実施例を示す電力変換装置系の回路
図
図
１ 直流電源
２ 等価抵抗
３ リアクトル
４ コンデンサ
５ 半導体電力変換装置
５Ａ 単相インバータ
５Ｂ 三相インバータ
５Ｃ 降圧チョッパ
５Ｄ 昇圧チョッパ
６ 負荷（単相抵抗）
６Ｂ 負荷（三相抵抗）
７ 出力電圧設定器
８ 制御回路
９ 電流補正器
１０ 電流検出器
１１ 電圧補正器
１２ 加算器
ＳＷ 半導体スイッチング素子
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｌ リアクトル
Claims (4)
- 【請求項１】リアクトルとコンデンサとから成るフィル
タ回路を介して供給される直流入力を所要の交流又は直
流に変換して出力する半導体電力変換装置に対する前記
直流入力における振動の抑制方法であって、 前記フィルタ回路のリアクトルを通過する電流を検出
し、該電流検出値の安定状態からの変動分に基づき、該
変動分を前記直流入力変動分として、該直流入力変動分
と大きさが等しく逆極性をなす値の変動を前記電力変換
装置の入力側に反映させるべく補正値を演算し、該補正
値によって前記電力変換装置の出力電圧指令値を補正す
ることを特徴とする半導体電力変換装置の入力振動抑制
方法。 - 【請求項２】リアクトルとコンデンサとからなるフィル
タ回路を介して供給される直流入力を所要の交流又は直
流に変換して出力する半導体電力変換装置に対する前記
直流入力における振動の抑制方法であって、 前記フィルタ回路のコンデンサの両端電圧を検出し、該
電圧検出値の安定状態からの変動分に基づき、該変動分
を前記直流入力変動分として、該直流入力変動分と大き
さが等しく逆極性をなす値の変動を前記電力変換装置の
入力側に反映させるべく補正値を演算し、該補正値によ
って前記電力変換装置の出力電圧指令値を補正すること
を特徴とする半導体電力変換装置の入力振動抑制方法。 - 【請求項３】請求項１記載の半導体電力変換装置の入力
振動抑制方法において、 前記のリアクトル通電電流の変動分に代えて、前記コン
デンサの通電電流の変動分を用いることを特徴とする半
導体電力変換装置の入力振動抑制方法。 - 【請求項４】請求項２記載の半導体電力変換装置の入力
振動抑制方法において、 前記のコンデンサの両端電圧の変動分に代えて、前記リ
アクトルの両端電圧の変動分を用いることを特徴とする
半導体電力変換装置の入力振動抑制方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27108193A JP3400504B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 半導体電力変換装置の入力振動抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27108193A JP3400504B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 半導体電力変換装置の入力振動抑制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123700A JPH07123700A (ja) | 1995-05-12 |
| JP3400504B2 true JP3400504B2 (ja) | 2003-04-28 |
Family
ID=17495111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27108193A Expired - Lifetime JP3400504B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 半導体電力変換装置の入力振動抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3400504B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4585774B2 (ja) * | 2003-03-07 | 2010-11-24 | キヤノン株式会社 | 電力変換装置および電源装置 |
| EP2083509A4 (en) * | 2006-05-10 | 2011-06-15 | Masatoshi Imori | FEEDBACK FOR STABILIZING THE EQUIVALENT VOLTAGE GENERATED BY A RESONANCE CIRCUIT |
| JP2010503375A (ja) * | 2006-09-08 | 2010-01-28 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 変換回路を制御する適合回路 |
| JP2015006061A (ja) * | 2013-06-20 | 2015-01-08 | 株式会社豊田自動織機 | 車載用電動圧縮機 |
-
1993
- 1993-10-29 JP JP27108193A patent/JP3400504B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07123700A (ja) | 1995-05-12 |
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