JP6909548B1 - 系統周波数検出器 - Google Patents

Abstract

本発明の実施形態によれば、電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号を直交する二相の電圧信号に変換し、二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換し、回転座標系の電圧信号の移動平均を演算し、移動平均を演算した後の回転座標系の電圧信号を逆変換することにより、三相の電圧信号から直交する二相の電圧信号を生成する直交座標信号生成部と、二相の電圧信号を基に電力系統の角周波数を演算する角周波数演算部と、角周波数から電力系統の系統周波数を演算する演算器と、を有する周波数演算部と、を備え、周波数演算部は、演算器と直列に設けられ、系統周波数の高周波成分を抑制するローパスフィルタをさらに有する系統周波数検出器が提供される。これにより、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できる系統周波数検出器が提供される。

Description

本発明の実施形態は、系統周波数検出器に関する。

電力系統の系統周波数を検出する方式として、ゼロクロス点検出型周波数演算が知られている。ゼロクロス点検出型周波数演算は、系統周波数と同期した周期でしか測定データを取ることができず、かつ系統擾乱への耐性を獲得しようとすると、２００ｍｓｅｃ以上の比較的長い時定数のフィルタを設けることが通例であった。このため、例えば４０ｍｓｅｃ以下の遅れでの追従など、系統周波数の変化に対する迅速な出力追従が難しい。

また、ＤＱ変換を使用したＰＬＬ（Phase Locked Loop）による周波数演算も知られている。こうしたＰＬＬによる周波数演算では、電力系統側にトラブルが無ければ良好な周波数検出器として用いることができ、ゼロクロス点検出型周波数演算よりも高速に系統周波数に追従することができる。しかしながら、系統電圧に位相跳躍が発生した時には、演算される周波数が一時的に大きく振動してしまうことがある。

このため、系統周波数検出器においては、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できるようにすることが望まれる。

米国特許第８７０４５７１号明細書

本発明の実施形態は、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できる系統周波数検出器を提供する。

本発明の実施形態によれば、電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号を直交する二相の電圧信号に変換し、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換し、前記回転座標系の電圧信号の移動平均を演算し、前記移動平均を演算した後の前記回転座標系の電圧信号を逆変換することにより、前記三相の電圧信号から直交する二相の電圧信号を生成する直交座標信号生成部と、前記直交座標信号生成部によって生成された前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号を基に、前記電力系統の角周波数を演算する角周波数演算部と、前記角周波数に１／２πを乗算することにより、前記角周波数から前記電力系統の系統周波数を演算する演算器と、を有する周波数演算部と、を備え、前記周波数演算部は、前記演算器と直列に設けられ、前記系統周波数の高周波成分を抑制するローパスフィルタをさらに有する系統周波数検出器が提供される。

本発明の実施形態によれば、系統周波数の変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数の誤検出を抑制できる系統周波数検出器が提供される。

第１の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係る系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。 第２の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第３の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第４の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 切替回路を模式的に表すブロック図である。 図７（ａ）〜図７（ｇ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。 第５の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第６の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第７の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。 第８の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、系統周波数検出器１０は、直交座標信号生成部１２と、周波数演算部１４と、を備える。系統周波数検出器１０は、三相交流電力の電力系統の系統周波数を検出する。

系統周波数検出器１０は、例えば、太陽光発電や風力発電などの分散型電源を電力系統と連系させる電力変換装置などに用いられる。但し、系統周波数検出器１０の用途は、これに限定されるものではない。系統周波数検出器１０は、三相交流電力の電力系統の系統周波数の検出を必要とする任意の機器に用いることができる。

直交座標信号生成部１２は、電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから直交する二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を生成する。三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃは、例えば、電圧検出器などによって検出され、直交座標信号生成部１２に入力される。三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃは、例えば、所定のサンプリング周期で入力される三相交流電圧の瞬時値である。

直交座標信号生成部１２は、三相二相変換部２０と、回転座標変換部２１と、移動平均フィルタ２２、２３と、逆変換部２４と、を有する。

三相二相変換部２０は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃをαβ変換（クラーク変換）により、α相とβ相の二相の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βに変換する。

回転座標変換部２１には、二相の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βが入力されるとともに、電力系統の公称の角周波数ω_ｎを積分して得られる公称の位相θ_ｎが入力される。回転座標変換部２１は、いわゆるｄｑ変換（パーク変換）により、直交二軸座標の電圧信号Ｖ_α、Ｖ_βを位相θ_ｎに同期した座標系（ｄｑ座標）の電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに回転座標変換する。電圧信号Ｖ_ｄは、電力系統の三相交流電力（電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ）のｄ軸成分を表す電圧信号であり、電圧信号Ｖ_ｑは、電力系統の三相交流電力（電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃ）のｑ軸成分を表す電圧信号である。

移動平均フィルタ２２は、電圧信号Ｖ_ｄの移動平均を演算することにより、移動平均演算後の電圧信号Ｖ_ｄ´を出力する。同様に、移動平均フィルタ２３は、電圧信号Ｖ_ｑの移動平均を演算することにより、移動平均演算後の電圧信号Ｖ_ｑ´を出力する。このように、移動平均フィルタ２２、２３は、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの移動平均を演算することにより、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの高周波成分を抑制する。移動平均フィルタ２２、２３は、例えば、電圧信号Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに含まれる高調波成分を抑制する。これにより、例えば、三相の電圧不平衡、高調波、及びノイズなどの電力系統側のトラブルが、系統周波数の検出に影響を与えてしまうことを抑制することができる。

逆変換部２４は、回転座標系の電圧信号Ｖ_ｄ´、Ｖ_ｑ´を直交二軸座標系に逆変換することにより、電圧信号Ｖ_ｄ´、Ｖ_ｑ´から移動平均演算後の直交二軸座標の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に変換する。これにより、直交座標信号生成部１２は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから直交する二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を生成する。

周波数演算部１４は、直交座標信号生成部１２によって生成された二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を基に、電力系統の系統周波数ｆを演算する。周波数演算部１４は、ＰＬＬ（Phase-Locked-Loop）の演算を用いることにより、二相変換後の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を検出するとともに、同期位相θ_{αβＰＬＬ}の検出過程で得られる角周波数ωから電力系統の系統周波数ｆを演算する。

周波数演算部１４は、角周波数演算部ＡＦＰを有する。角周波数演算部ＡＦＰは、例えば、演算器３０、３１、３２と、乗算器３３、３４と、減算器３５と、演算器３６、３７と、積分器３８と、加算器３９、４０と、積分器４１と、演算器４２と、減算器４３と、を有する。

演算器３０は、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´からｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_ｎとを演算する。演算器３０は、Ｖ_α´／√（Ｖ_α´^２＋Ｖ_β´^２）の式により、ｃｏｓθ_ｎを演算し、Ｖ_β´／√（Ｖ_α´^２＋Ｖ_β´^２）の式により、ｓｉｎθ_ｎを演算する。演算器３０は、演算したｃｏｓθ_ｎを乗算器３３に入力し、演算したｓｉｎθ_ｎを乗算器３４に入力する。

演算器３１は、検出された同期位相θ_{αβＰＬＬ}を基に、ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を演算し、ｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を乗算器３３に入力する。

演算器３２は、検出された同期位相θ_{αβＰＬＬ}を基に、ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}を演算し、ｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}を乗算器３４に入力する。

乗算器３３は、入力されたｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}とを乗算し、乗算結果を減算器３５に入力する。

乗算器３４は、入力されたｓｉｎθ_ｎとｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}とを乗算し、乗算結果を減算器３５に入力する。

減算器３５は、ｓｉｎθ_ｎとｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}−ｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}を演算することにより、電力系統の位相θ_ｎと同期位相θ_{αβＰＬＬ}との誤差位相Δθを演算する。周波数演算部１４は、
Δθ＝θ_ｎ−θ_{αβＰＬＬ}≒ｓｉｎθ_ｎとｃｏｓθ_{αβＰＬＬ}−ｃｏｓθ_ｎとｓｉｎθ_{αβＰＬＬ}
として、誤差位相Δθを演算する。

演算器３６は、誤差位相Δθに比例ゲインＫ_Ｐを乗算し、乗算結果を加算器３９に入力する。

演算器３７は、誤差位相Δθに積分ゲインＫ_Ｉを乗算し、乗算結果を積分器３８に入力する。

積分器３８は、誤差位相Δθと積分ゲインＫ_Ｉとの乗算結果を積分し、積分値を加算器３９に入力する。

加算器３９は、演算器３６の乗算結果と積分器３８の積分値とを加算する。演算器３６、３７、積分器３８、及び加算器３９は、いわゆる比例積分制御により、誤差位相Δθをゼロにするための角周波数の指令値Δωを演算する。

加算器４０には、加算器３９によって演算された角周波数の指令値Δωが入力されるとともに、電力系統の公称の角周波数ω_ｎが入力される。加算器４０は、角周波数の指令値Δωと電力系統の公称の角周波数ω_ｎとを加算することにより、電力系統の角周波数ωを演算する。このように、角周波数演算部ＡＦＰは、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を基に、比例積分制御を行うことにより、角周波数ωを演算する。

積分器４１は、加算器４０によって演算された角周波数ωを積分することにより、角周波数ωから同期位相θを演算する。積分器４１は、演算した同期位相θを減算器４３に入力する。

演算器４２は、積分器３８の積分結果に定数Ｋ_φを乗算することにより、補正値を演算する。定数Ｋ_φは、Ｋ_φ＝（Ｔ_ω−Ｔ_ＳＰ）／２によって求められる。Ｔ_ＳＰは、電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃのサンプリング周期を表す。Ｔ_ωは、移動平均フィルタ２２、２３の窓長を表す。Ｔ_ωは、移動平均フィルタ２２、２３の平均数をＮとするとき、Ｎ・Ｔ_ＳＰで表される。演算器４２は、演算した補正値を減算器４３に入力する。

減算器４３は、同期位相θから補正値を減算することにより、同期位相θを補正する。この補正により、減算器４３は、同期位相θ_{αβＰＬＬ}を演算する。

角周波数演算部ＡＦＰは、検出した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を演算器３１、３２にフィードバックすることにより、同期位相θ_{αβＰＬＬ}を電力系統の位相θ_ｎと同期させる。このように、角周波数演算部ＡＦＰは、角周波数ωを基に、移動平均を演算した後の二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_{αβＰＬＬ}を検出するとともに、電力系統の公称の位相θ_ｎと同期位相θ_{αβＰＬＬ}との誤差位相Δθを演算し、誤差位相Δθをゼロにするように角周波数ωを演算する。この例の角周波数演算部ＡＦＰ（周波数演算部１４）のＰＬＬの構成は、例えば、αβＥＰＭＡＦＰＬＬ（αβ Enhanced Pre-filtering Moving Average Filter PLL）と呼ばれる場合がある。

周波数演算部１４は、ローパスフィルタ４４と演算器４５とをさらに有する。周波数演算部１４は、演算した角周波数ωから電力系統の系統周波数ｆを演算する。加算器４０は、演算した角周波数ωを積分器４１に入力するとともに、角周波数ωをローパスフィルタ４４に入力する。

ローパスフィルタ４４は、角周波数ωの高周波成分を抑制する。ローパスフィルタ４４は、角周波数ωの所定の周波数よりも高い周波数の成分を減衰させる。換言すれば、ローパスフィルタ４４は、角周波数ωの急激な変動を抑制する。ローパスフィルタ４４は、例えば、移動平均フィルタを用いてもよい。ローパスフィルタ４４は、高周波成分を抑制した後の角周波数ωを演算器４５に入力する。

演算器４５は、角周波数ωに１／２πを乗算することにより、角周波数ωから系統周波数ｆを演算する。ローパスフィルタ４４は、演算器４５と直列に設けられる。ローパスフィルタ４４は、角周波数ωの高周波成分を抑制することにより、系統周波数ｆの高周波成分を抑制する。ローパスフィルタ４４は、系統周波数ｆの急激な変動を抑制する。

このように、周波数演算部１４は、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´から電力系統の系統周波数ｆを演算する。系統周波数検出器１０は、三相の電圧信号Ｖ_ａ、Ｖ_ｂ、Ｖ_ｃから電力系統の系統周波数ｆを検出する。

以上、説明したように、本実施形態に係る系統周波数検出器１０は、系統周波数ｆの高周波成分を抑制するローパスフィルタ４４を備える。これにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動を抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差を小さくすることができる。また、系統周波数ｆの演算は、オープンループのため、系統周波数ｆを演算する部分にローパスフィルタ４４を設けたとしても、ＰＬＬによる系統電圧位相追従の速度に影響を与えることを抑制することができる。従って、系統周波数ｆの変化に対して高速に追従できるとともに、系統擾乱が発生した際にも系統周波数ｆの誤検出を抑制できる系統周波数検出器１０を提供することができる。

図２は、第１の実施形態に係る系統周波数検出器の変形例を模式的に表すブロック図である。
なお、上記実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明を省略する。
図２に表したように、系統周波数検出器１０ａでは、ローパスフィルタ４４が、１／２πを乗算する演算器４５の後に設けられている。このように、ローパスフィルタ４４は、角周波数ωから変換された後の系統周波数ｆの高周波成分を直接的に抑制してもよい。

このように、ローパスフィルタ４４は、演算器４５の前に設けてもよいし、演算器４５の後に設けてもよい。ローパスフィルタ４４は、角周波数ωの高周波成分を抑制することによって系統周波数ｆの高周波成分を抑制してもよいし、系統周波数ｆの高周波成分を直接的に抑制してもよい。ローパスフィルタ４４の構成は、演算器４５と直列に設けられ、検出される系統周波数ｆの高周波成分を抑制可能な任意の構成でよい。

（第２の実施形態）
図３は、第２の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図３に表したように、系統周波数検出器１０ｂでは、周波数演算部１４が、レートリミッタ４６をさらに有する。レートリミッタ４６は、演算器４５と直列に設けられる。レートリミッタ４６は、例えば、加算器４０とローパスフィルタ４４との間に設けられ、ローパスフィルタ４４を介して演算器４５と直列に接続される。

レートリミッタ４６は、所定の変化率以上の角周波数ωの変化を制限することにより、所定の変化率以上の系統周波数ｆの変化を制限する。レートリミッタ４６は、例えば、２５Ｈｚ／ｓｅｃ以上の系統周波数ｆの変化を抑制する。

このように、レートリミッタ４６を設けることにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動を抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差をより小さくすることができる。

なお、レートリミッタ４６は、加算器４０とローパスフィルタ４４との間に限ることなく、ローパスフィルタ４４の後に設けてもよいし、演算器４５の後に設けてもよい。レートリミッタ４６の構成は、演算器４５と直列に設けられ、所定の変化率以上の系統周波数ｆの変化を制限可能な任意の構成でよい。

（第３の実施形態）
図４は、第３の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図４に表したように、系統周波数検出器１０ｃでは、周波数演算部１４が、減算器４７、４８をさらに有する。減算器４７は、レートリミッタ４６の入力側及び出力側と接続されている。減算器４７は、レートリミッタ４６の入力値からレートリミッタ４６の出力値を減算する。すなわち、減算器４７は、レートリミッタ４６の入力値と出力値との差分を演算する。角周波数ωの演算値が急に大きくなり、レートリミッタ４６によって角周波数ωが制限され、レートリミッタ４６の出力値がレートリミッタ４６の入力値よりも小さくなると、その差分が減算器４７によって演算される。減算器４７は、差分の演算結果を減算器４８に入力する。

減算器４８は、角周波数演算部ＡＦＰの演算器３７と積分器３８との間に設けられる。減算器４８は、誤差位相Δθに積分ゲインＫ_Ｉを乗算した演算器３７の乗算結果から減算器４７の差分の演算結果を減算する。すなわち、減算器４８は、レートリミッタ４６が角周波数ωを制限した際に、レートリミッタ４６によって制限された分を比例積分制御の積分動作の演算から減算する。

このように、系統周波数検出器１０ｃの周波数演算部１４は、減算器４７、４８を設け、レートリミッタ４６の入出力差を角周波数演算部ＡＦＰの比例積分制御の演算にフィードバックする。これにより、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動をより確実に抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差をより小さくすることができる。こうしたフィードバックの制御は、例えば、Anti reset wind upと呼ばれる場合がある。

（第４の実施形態）
図５は、第４の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図５に表したように、系統周波数検出器１０ｄでは、周波数演算部１４が、飽和リミッタ５０と、スイッチング素子５１と、切替回路５２と、をさらに有する。

飽和リミッタ５０は、レートリミッタ４６と並列的に設けられる。この例では、レートリミッタ４６が、加算器４０とローパスフィルタ４４との間に設けられ、飽和リミッタ５０もレートリミッタ４６と同様に加算器４０とローパスフィルタ４４との間に設けられる。例えば、レートリミッタ４６が、ローパスフィルタ４４と演算器４５との間に設けられる場合には、飽和リミッタ５０も同様にローパスフィルタ４４と演算器４５との間に設ければよい。

スイッチング素子５１は、レートリミッタ４６と演算器４５（ローパスフィルタ４４）との間、及び飽和リミッタ５０と演算器４５（ローパスフィルタ４４）との間に設けられる。スイッチング素子５１は、レートリミッタ４６を演算器４５に直列に接続する状態と、飽和リミッタ５０を演算器４５に直列に接続する状態と、を選択的に切り替える。

スイッチング素子５１がレートリミッタ４６を演算器４５に直列に接続した状態では、減算器４７が、レートリミッタ４６の入力側及び出力側と接続される。従って、この状態では、レートリミッタ４６の入出力差が、比例積分制御の演算にフィードバックされる。

一方、スイッチング素子５１が飽和リミッタ５０を演算器４５に直列に接続した状態では、減算器４７が、飽和リミッタ５０の入力側及び出力側と接続される。従って、この状態では、飽和リミッタ５０の入出力差が、比例積分制御の演算にフィードバックされる。

飽和リミッタ５０は、公称の角周波数ω_ｎに対する所定値以上の角周波数ωの変化を制限することにより、公称の系統周波数ｆ_ｎに対する所定値以上の系統周波数ｆの変化を制限する。所定値（所定の絶対値）は、例えば、０．５Ｈｚである。例えば、公称の系統周波数ｆ_ｎが５０Ｈｚである場合、飽和リミッタ５０は、５０Ｈｚ±０．５Ｈｚの範囲内に系統周波数ｆの変化を制限する。

前述のように、レートリミッタ４６は、例えば、２５Ｈｚ／ｓｅｃ以上の系統周波数ｆの変化を抑制する。このように、飽和リミッタ５０が制限する系統周波数ｆの変化の所定値（例えば、０．５Ｈｚ）は、例えば、レートリミッタ４６の単位時間（１秒）当たりの変化率の周波数（例えば、２５Ｈｚ）よりも小さい。

切替回路５２は、レートリミッタ４６を用いる第１状態と、飽和リミッタ５０を用いる第２状態と、を選択的に切り替える。切替回路５２は、例えば、スイッチング素子５１による経路の切り替えを制御することにより、第１状態と第２状態とを選択的に切り替える。

但し、第１状態と第２状態との切り替えは、これに限定されるものではない。例えば、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０とに選択的に電力を供給し、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０とを選択的に動作させることによって第１状態と第２状態とを切り替えてもよいし、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０とに選択的に制御信号を送信し、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０とを選択的に動作させることによって第１状態と第２状態とを切り替えてもよい。これらの場合、スイッチング素子５１は、省略可能である。スイッチング素子５１は、必要に応じて設ければよい。

図６は、切替回路を模式的に表すブロック図である。
図６に表したように、切替回路５２は、微分回路５３と、絶対値演算回路５４と、判定回路５５と、を有する。切替回路５２には、回転座標変換部２１によって演算された電圧信号Ｖ_ｄが入力される。

微分回路５３は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値を演算する。換言すれば、微分回路５３は、電圧信号Ｖ_ｄの傾きを演算する。絶対値演算回路５４は、微分回路５３によって演算された電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値を演算する。

判定回路５５は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上か否かを判定する。電力系統に位相跳躍が発生すると、電力系統の三相交流電力のｄ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｄは、急激に変化する（図７（ｄ）参照）。このため、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上になった場合には、電力系統に位相跳躍が発生したと考えることができる。

判定回路５５は、スイッチング素子５１の経路の切り替えを行う。判定回路５５は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満である場合には、スイッチング素子５１をレートリミッタ４６の出力をローパスフィルタ４４に接続した状態とする。すなわち、判定回路５５は、電力系統に位相跳躍が発生していないと判断した場合には、レートリミッタ４６を用いる第１状態を選択する。

一方、判定回路５５は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上である場合には、スイッチング素子５１を飽和リミッタ５０の出力をローパスフィルタ４４に接続した状態とする。すなわち、判定回路５５は、電力系統に位相跳躍が発生していると判断した場合には、飽和リミッタ５０を用いる第２状態を選択する。

このように、切替回路５２は、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満である場合に第１状態を選択し、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上である場合に第２状態を選択する。

判定回路５５は、第１状態から第２状態に切り替えた場合、例えば、第１状態から第２状態への切り替えのタイミングから所定時間経過した後に、第２状態から第１状態に戻す。判定回路５５は、例えば、第１状態から第２状態に切り替えた後、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満に戻ったことに応答して第２状態から第１状態に戻してもよい。

図７（ａ）〜図７（ｇ）は、系統周波数検出器の動作の一例を模式的に表すグラフである。
図７（ａ）〜図７（ｇ）の横軸は、時間である。
図７（ａ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ａの一例である。
図７（ｂ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ｂの一例である。
図７（ｃ）の縦軸は、三相の電圧信号Ｖ_ｃの一例である。
図７（ｄ）の縦軸は、回転座標系の電圧信号Ｖ_ｄの一例である。
図７（ｅ）の縦軸は、加算器４０によって演算された角周波数ωからローパスフィルタ４４などを通すことなく、そのまま演算器４５で演算した参考の系統周波数ｆの一例である。
図７（ｆ）の縦軸は、系統周波数検出器１０ｃの構成によって演算した系統周波数ｆの一例である。
図７（ｇ）の縦軸は、系統周波数検出器１０ｄの構成によって演算した系統周波数ｆの一例である。

図７（ａ）〜図７（ｇ）では、時刻Ｔ１において約３０度の位相跳躍が発生した場合の一例を表している。また、図７（ａ）〜図７（ｇ）では、電力系統の実際の系統周波数を５０Ｈｚに設定している。

図７（ｄ）に表したように、位相跳躍が発生すると、電力系統の三相交流電力のｄ軸成分を表す電圧信号Ｖ_ｄは、急激に変化する。

図７（ｅ）に表したように、ローパスフィルタ４４などを用いることなく系統周波数ｆを演算した場合には、位相跳躍の発生時に５Ｈｚ程度の誤計測が発生している。

これに対して、図７（ｆ）に表したように、レートリミッタ４６の入出力差を比例積分制御の演算にフィードバックする系統周波数検出器１０ｃでは、位相跳躍が発生した時の誤計測を１Ｈｚ程度に抑えることができている。

そして、位相跳躍の発生を検出した時にレートリミッタ４６から飽和リミッタ５０に切り替える系統周波数検出器１０ｄでは、位相跳躍が発生した時の誤計測をさらに抑えることができている。系統周波数検出器１０ｄでは、誤計測を０．０１Ｈｚ程度に抑えることができている。すなわち、系統周波数検出器１０ｄでは、位相跳躍が発生した時の系統周波数ｆの誤計測を飽和リミッタ５０の制限の幅に抑えることができる。

これにより、系統周波数検出器１０ｄでは、電力系統に位相跳躍などが発生した場合にも、系統周波数ｆの急激な変動をより確実に抑制し、系統周波数ｆの演算の誤差をより小さくすることができる。

（第５の実施形態）
図８は、第５の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図８に表したように、系統周波数検出器１０ｅでは、系統周波数検出器１０ｄの飽和リミッタ５０が、スローレートリミッタ６０に置き換えられている。スローレートリミッタ６０は、レートリミッタ４６の変化率よりも低い変化率で、系統周波数ｆの変化を制限する。

この例において、切替回路５２は、レートリミッタ４６を用いる第１状態と、スローレートリミッタ６０を用いる第２状態と、を選択的に切り替える。切替回路５２は、上記実施形態と同様に、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満である場合に第１状態を選択し、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上である場合に第２状態を選択する。

このように、位相跳躍の発生を検出した時にレートリミッタ４６からスローレートリミッタ６０に切り替える場合にも、飽和リミッタ５０を設けた場合と同様に、レートリミッタ４６の入出力差を比例積分制御の演算にフィードバックする系統周波数検出器１０ｃの構成と比べて、位相跳躍が発生した時の誤計測をさらに抑えることができる。

（第６の実施形態）
図９は、第６の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図９に表したように、系統周波数検出器１０ｆでは、飽和リミッタ５０が、レートリミッタ４６と直列的に設けられる。また、系統周波数検出器１０ｆでは、スイッチング素子５１が、レートリミッタ４６のみを演算器４５に直列に接続する状態と、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０と演算器４５とを直列に接続する状態と、を選択的に切り替える。

スイッチング素子５１がレートリミッタ４６のみを演算器４５に直列に接続した状態では、減算器４７が、レートリミッタ４６の入力側及び出力側と接続される。従って、この状態では、レートリミッタ４６の入出力差が、比例積分制御の演算にフィードバックされる。

一方、スイッチング素子５１がレートリミッタ４６と飽和リミッタ５０と演算器４５とを直列に接続した状態では、減算器４７が、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０との直列接続体の入力側及び出力側と接続される。

切替回路５２は、レートリミッタ４６のみを用いる第１状態と、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０との直列接続体を用いる第２状態と、を選択的に切り替える。切替回路５２は、例えば、スイッチング素子５１による経路の切り替えを制御することにより、第１状態と第２状態とを選択的に切り替える。

但し、第１状態と第２状態との切り替えは、これに限定されるものではない。例えば、レートリミッタ４６のみを動作させることによって第１状態とし、レートリミッタ４６と飽和リミッタ５０とを動作させることによって第２状態としてもよい。この場合、スイッチング素子５１は、省略可能である。

切替回路５２は、上記実施形態と同様に、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満である場合に第１状態を選択し、有効成分を表す電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上である場合に第２状態を選択する。

飽和リミッタ５０が制限する周波数は、レートリミッタ４６が制限する周波数よりも低く設定される。従って、この状態では、実質的に、飽和リミッタ５０の出力が系統周波数ｆの演算に用いられるとともに、飽和リミッタ５０の入出力差が、比例積分制御の演算にフィードバックされる。このため、飽和リミッタ５０をレートリミッタ４６と直列的に設けた系統周波数検出器１０ｆにおいても、飽和リミッタ５０をレートリミッタ４６と並列的に設けた系統周波数検出器１０ｄと同様の効果を得ることができる。

なお、飽和リミッタ５０に代えて、スローレートリミッタ６０をレートリミッタ４６と直列的に設けてもよい。この場合には、系統周波数検出器１０ｅと同様の効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
図１０は、第７の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図１０に表したように、系統周波数検出器１０ｇでは、系統周波数検出器１０ｄの飽和リミッタ５０が、サンプルホールド回路６２に置き換えられている。

サンプルホールド回路６２は、出力信号を入力信号に追従させるサンプルモードと、出力信号を所定のタイミングの値で実質的に一定となるようにホールドするホールドモードと、を有する。

切替回路５２は、レートリミッタ４６を用いる第１状態と、サンプルホールド回路６２を用いる第２状態と、を選択的に切り替える。

切替回路５２（判定回路５５）は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値未満であり、電力系統に位相跳躍が発生していないと判断した場合には、レートリミッタ４６を用いる第１状態を選択するとともに、サンプルホールド回路６２をサンプルモードで動作させる。

切替回路５２（判定回路５５）は、電圧信号Ｖ_ｄの微分値の絶対値が所定値以上であり、電力系統に位相跳躍が発生していると判断した場合に、サンプルホールド回路６２を用いる第２状態を選択するとともに、サンプルホールド回路６２をサンプルモードからホールドモードに切り替える。これにより、切替回路５２は、電力系統に位相跳躍が発生する直前の信号（角周波数ω又は系統周波数ｆ）をサンプルホールド回路６２に保持させる。

このように、位相跳躍の発生を検出した時にレートリミッタ４６からサンプルホールド回路６２に切り替える場合にも、飽和リミッタ５０を設けた場合と同様に、レートリミッタ４６の入出力差を比例積分制御の演算にフィードバックする系統周波数検出器１０ｃの構成と比べて、位相跳躍が発生した時の誤計測をさらに抑えることができる。

上記のように、電力系統に位相跳躍が発生する直前の信号をサンプルホールド回路６２に保持させることにより、位相跳躍の発生にともなう系統周波数ｆの誤計測をより確実に抑制することができる。

（第８の実施形態）
図１１は、第８の実施形態に係る系統周波数検出器を模式的に表すブロック図である。
図１１に表したように、系統周波数検出器１０ｈでは、周波数演算部１４ａの角周波数演算部ＡＦＰが、回転座標変換部７０と、積分器７１と、加算器７２、７３と、演算器７４と、積分器７５と、演算器７６と、減算器７７と、を有する。

回転座標変換部７０には、二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´が入力されるとともに、同期位相θ_ＰＬＬが入力される。回転座標変換部７０は、いわゆるｄｑ変換（パーク変換）により、直交二軸座標の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を同期位相θ_ＰＬＬに同期した座標系（ｄｑ座標）の電圧信号ｖ_ｄ、ｖ_ｑに回転座標変換する。

積分器７１は、電圧信号ｖ_ｑに積分ゲインＫ_Ｉを乗算するとともに、乗算結果を積分することにより、電力系統の三相交流電力のｑ軸成分を表す電圧信号ｖ_ｑをゼロにするための角周波数の指令値Δωを演算する。積分器７１は、演算した指令値Δωを加算器７２に入力する。

加算器７２には、積分器７１によって演算された角周波数の指令値Δωが入力されるとともに、電力系統の公称の角周波数ω_ｎが入力される。加算器７２は、角周波数の指令値Δωと電力系統の公称の角周波数ω_ｎとを加算することにより、電力系統の角周波数ωを演算する。加算器７２は、演算した角周波数ωを加算器７３に入力する。

演算器７４は、電圧信号ｖ_ｑに比例ゲインＫ_Ｐを乗算し、乗算結果を加算器７３に入力する。

加算器７３は、加算器７２で演算された角周波数ωと演算器７４の乗算結果とを加算することにより、角周波数ωを補正する。

積分器７５は、加算器７３によって補正された補正後の角周波数ωを積分することにより、角周波数ωから二相変換後の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_ＰＬＬを演算する。積分器７５は、演算した同期位相θ_ＰＬＬを減算器７７に入力する。

演算器７６は、積分器７１の積分結果に定数Ｋ_φを乗算することにより、補正値を演算する。演算器７６は、演算した補正値を減算器７７に入力する。

減算器７７は、同期位相θ_ＰＬＬから補正値を減算することにより、同期位相θ_ＰＬＬを補正する。減算器７７は、補正後の同期位相θ_ＰＬＬを回転座標変換部７０に入力する。回転座標変換部７０は、この補正後の同期位相θ_ＰＬＬを基に、前述のように電圧信号ｖ_ｄ、ｖ_ｑを演算する。

このように、周波数演算部１４ａの角周波数演算部ＡＦＰは、検出した同期位相θ_ＰＬＬを回転座標変換部７０にフィードバックし、電力系統の三相交流電力のｑ軸成分を表す電圧信号ｖ_ｑをゼロにするように同期位相θ_ＰＬＬを検出することにより、同期位相θ_ＰＬＬを電力系統の位相θ_ｎと同期させる。周波数演算部１４ａの角周波数演算部ＡＦＰは、角周波数ωを基に、移動平均を演算した後の二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´に同期した同期位相θ_ＰＬＬを検出するとともに、移動平均を演算した後の二相の電圧信号Ｖ_α´、Ｖ_β´を回転座標変換することにより、電力系統の三相交流電力のｑ軸成分を表す電圧信号ｖ_ｑを生成し、ｑ軸成分を表す電圧信号ｖ_ｑをゼロにするように角周波数ωを演算する。この例の角周波数演算部ＡＦＰ（周波数演算部１４ａ）のＰＬＬの構成は、例えば、ＥＰＭＡＦＰＬＬ（Enhanced Pre-filtering Moving Average Filter PLL）と呼ばれる場合がある。

また、周波数演算部１４ａは、演算した角周波数ωから電力系統の系統周波数ｆを演算する。周波数演算部１４ａは、ローパスフィルタ７８と、演算器７９と、をさらに有する。加算器７３は、演算した角周波数ωを積分器７５に入力するとともに、角周波数ωをローパスフィルタ７８に入力する。

ローパスフィルタ７８は、角周波数ωの高周波成分を抑制する。ローパスフィルタ７８は、高周波成分を抑制した後の角周波数ωを演算器７９に入力する。演算器７９は、角周波数ωに１／２πを乗算することにより、角周波数ωから系統周波数ｆを演算する。ローパスフィルタ７８は、上記の実施形態で説明したように、演算器７９の後に設けてもよい。

このように、周波数演算部の構成は、ＥＰＭＡＦＰＬＬの構成でもよいし、αβＥＰＭＡＦＰＬＬの構成でもよい。但し、周波数演算部の構成は、これらに限定されるものではない。周波数演算部の構成は、例えば、ＥＰＭＡＦＰＬＬの構成から演算器７６及び減算器７７を省略し、積分器７５で演算した同期位相θ_ＰＬＬを回転座標変換部７０にそのままフィードバックするＰＭＡＦＰＬＬ（Pre-filtering Moving Average Filter PLL）の構成でもよい。あるいは、周波数演算部の構成は、積分器７１の積分結果に定数Ｋ_φを乗算して演算した補正値を直交座標信号生成部１２の回転座標変換部２１及び逆変換部２４にフィードバックするＥＰＭＡＦＰＬＬ Ｔｙｐｅ２の構成などでもよい。

また、図１１に表したＥＰＭＡＦＰＬＬの構成にAnti reset wind upのフィードバックの制御を加えてもよい。この場合には、例えば、積分器７１を図４などに表した例と同様に、積分ゲインＫ_Ｉを電圧信号ｖ_ｑに乗算する演算器と、乗算結果を積分する積分器と、に分けるとともに、この演算器と積分器との間に減算器を設けることにより、レートリミッタ４６の入出力差を比例積分制御の演算にフィードバックすればよい。

以上、具体例を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明の実施形態は、これらの具体例に限定されるものではない。例えば、系統周波数検出器１０、１０ａ〜ｈに含まれる各要素の具体的な構成に関しては、当業者が公知の範囲から適宜選択することにより本発明を同様に実施し、同様の効果を得ることができる限り、本発明の範囲に包含される。
また、各具体例のいずれか２つ以上の要素を技術的に可能な範囲で組み合わせたものも、本発明の要旨を包含する限り本発明の範囲に含まれる。

その他、本発明の実施の形態として上述した系統周波数検出器１０、１０ａ〜ｈを基にして、当業者が適宜設計変更して実施し得る全ての系統周波数検出器も、本発明の要旨を包含する限り、本発明の範囲に属する。

その他、本発明の思想の範疇において、当業者であれば、各種の変更例及び修正例に想到し得るものであり、それら変更例及び修正例についても本発明の範囲に属するものと了解される。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (9)

1. 電力系統の三相交流電力の三相の電圧信号を直交する二相の電圧信号に変換し、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換し、前記回転座標系の電圧信号の移動平均を演算し、前記移動平均を演算した後の前記回転座標系の電圧信号を逆変換することにより、前記三相の電圧信号から直交する二相の電圧信号を生成する直交座標信号生成部と、
   前記直交座標信号生成部によって生成された前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号を基に、前記電力系統の角周波数を演算する角周波数演算部と、前記角周波数に１／２πを乗算することにより、前記角周波数から前記電力系統の系統周波数を演算する演算器と、を有する周波数演算部と、
   を備え、
   前記周波数演算部は、前記演算器と直列に設けられ、前記系統周波数の高周波成分を抑制するローパスフィルタをさらに有する系統周波数検出器。
2. 前記周波数演算部は、前記演算器と直列に設けられ、所定の変化率以上の前記系統周波数の変化を制限するレートリミッタをさらに有する請求項１記載の系統周波数検出器。
3. 前記角周波数演算部は、前記二相の電圧信号を基に、比例積分制御を行うことにより、前記角周波数を演算し、
   前記周波数演算部は、前記レートリミッタの入出力差を前記角周波数演算部の前記比例積分制御の演算にフィードバックする請求項２記載の系統周波数検出器。
4. 前記周波数演算部は、
   前記レートリミッタと並列的に設けられ、公称の系統周波数に対する所定値以上の前記系統周波数の変化を制限する飽和リミッタと、
   前記レートリミッタを用いる第１状態と、前記飽和リミッタを用いる第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、
   をさらに有し、
   前記直交座標信号生成部は、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換することにより、前記電力系統の三相交流電力の有効成分を表す電圧信号を生成し、
   前記切替回路は、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が所定値未満である場合に前記第１状態を選択し、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が前記所定値以上である場合に前記第２状態を選択する請求項３記載の系統周波数検出器。
5. 前記周波数演算部は、
   前記レートリミッタと並列的に設けられ、前記レートリミッタの変化率よりも低い変化率で前記系統周波数の変化を制限するスローレートリミッタと、
   前記レートリミッタを用いる第１状態と、前記スローレートリミッタを用いる第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、
   をさらに有し、
   前記直交座標信号生成部は、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換することにより、前記電力系統の三相交流電力の有効成分を表す電圧信号を生成し、
   前記切替回路は、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が所定値未満である場合に前記第１状態を選択し、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が前記所定値以上である場合に前記第２状態を選択する請求項３記載の系統周波数検出器。
6. 前記周波数演算部は、
   前記レートリミッタと直列的に設けられ、公称の系統周波数に対する所定値以上の前記系統周波数の変化を制限する飽和リミッタと、
   前記レートリミッタのみを用いる第１状態と、前記レートリミッタと前記飽和リミッタとの直列接続体を用いる第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、
   をさらに有し、
   前記直交座標信号生成部は、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換することにより、前記電力系統の三相交流電力の有効成分を表す電圧信号を生成し、
   前記切替回路は、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が所定値未満である場合に前記第１状態を選択し、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が前記所定値以上である場合に前記第２状態を選択する請求項３記載の系統周波数検出器。
7. 前記周波数演算部は、
   前記レートリミッタと並列的に設けられ、出力信号を入力信号に追従させるサンプルモードと、前記出力信号を所定のタイミングの値で実質的に一定となるようにホールドするホールドモードと、を有するサンプルホールド回路と、
   前記レートリミッタを用いる第１状態と、前記サンプルホールド回路を用いる第２状態と、を選択的に切り替える切替回路と、
   をさらに有し、
   前記直交座標信号生成部は、前記二相の電圧信号を回転座標系の電圧信号に変換することにより、前記電力系統の三相交流電力の有効成分を表す電圧信号を生成し、
   前記切替回路は、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が所定値未満である場合に前記第１状態を選択するとともに、前記サンプルホールド回路を前記サンプルモードで動作させ、前記有効成分を表す電圧信号の微分値の絶対値が前記所定値以上である場合に前記第２状態を選択するとともに、前記サンプルホールド回路を前記サンプルモードから前記ホールドモードに切り替える請求項３記載の系統周波数検出器。
8. 前記角周波数演算部は、前記角周波数を基に、前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号に同期した同期位相を検出するとともに、前記電力系統の公称の位相と前記同期位相との誤差位相を演算し、前記誤差位相をゼロにするように前記角周波数を演算する請求項１記載の系統周波数検出器。
9. 前記角周波数演算部は、前記角周波数を基に、前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号に同期した同期位相を検出するとともに、前記移動平均を演算した後の前記二相の電圧信号を回転座標変換することにより、前記電力系統の三相交流電力の無効成分を表す電圧信号を生成し、前記無効成分を表す電圧信号をゼロにするように前記角周波数を演算する請求項１記載の系統周波数検出器。

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