JP2008109719A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機電流を理論上、制限し得ない状況においても、確実に制限可能として電力変換器の電流定格を必要以上に増加させず、その小形化、低コスト化を可能にする。
【解決手段】回転座標系の出力電圧指令値に従って電力変換器１０の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する制御装置において、交流電動機２０の電流検出値、電動機２０の電流制限値及び電動機定数等を用いて、出力電圧指令値の回転座標系の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段５０を備え、この電圧調整手段５０は、電動機２０の電流検出値が電流制限値を超えた場合に、電力変換器１０の出力電圧ベクトルが電動機２０の誘導電圧ベクトルに近付くように各軸成分に対する電圧補正値を演算し、この電圧補正値を用いて元の出力電圧指令値を補正することにより、電動機電流を電流制限値以下に制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機を可変速駆動するための電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、電動機電流を所定値以下に抑制するための制御装置に関するものである。

一般に電力変換器を用いて電動機を可変速駆動する場合、いかなる状況が生じたとしても、電力変換器は極力運転を継続することがユーザーから望まれている。ところが、電動機を急加減速させる場合や負荷の急変時には、電力変換器に過大な電流が流れることとなるため、これを見込んで電力変換器の電流定格を増加させる必要が生じ、装置の高コスト化、高体積化を招くという問題が生じる。
この問題を解決するため、従来では、例えば特許文献１に記載されている方法を用いて電動機電流の増加を抑制している。

以下に、特許文献１に記載された従来技術を説明する。
図８は、上記文献に記載されている電圧形ＰＷＭインバータの電流制限を行うためのブロック図である。図において、３０１は直流電源、３０２はトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_６及び環流ダイオードＤ_１〜Ｄ_６からなる三相電圧形ＰＷＭインバータ、ＩＭは負荷としての三相誘導電動機を示している。

上記インバータ３０２では、周知のＶ／ｆ（電圧／周波数）一定制御が行われている。すなわち、周波数設定器３０７により設定された周波数設定値に基づいて、電圧指令値演算回路３０８によりインバータ３０２の出力電圧指令値が生成される。この電圧指令値は各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＰＷＭパターン発生回路３０９〜３１１に入力され、加減算器３０９ｂ及びコンパレータ３０９ｃによりキャリア波形３１２と比較されて各相の上下アームのトランジスタに対するＰＷＭ信号が生成される。なお、３０９ｄは符号反転器である。
上記ＰＷＭ信号に従ってトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_６を駆動することにより、インバータ３０２の出力電圧がその指令値に一致するような制御が行われている。

ここで、インバータ３０２の出力電流は以下のようにして制限される。
インバータ３０２の各相出力電流は電流検出器３０３により検出され、電流制限値に相当する不感帯を持つ係数器３０４〜３０６によって前記電流制限値を超える偏差分がその極性と共に検出される。この偏差分は、各相のＰＷＭパターン発生回路３０９〜３１１内の加減算器３０９ａに入力され、出力電圧指令値に対するオフセットとして作用することにより、出力電圧指令値が補正される。

例えば、各相の電流が正（インバータ３０２から電動機ＩＭの方向へ流れる向きとする）の制限値を超えた場合には、係数器３０４〜３０６を介した負のオフセットにより出力電圧指令値が補正され、正の電流を減少させる方向に制御が働いて当該相の上アームのトランジスタをオフさせることにより電流を減少させる。逆に、各相の電流が負の制限値を超えた場合には、係数器３０４〜３０６を介した正のオフセットにより出力電圧指令値が補正され、負の電流を減少させる方向に制御が働いて当該相の下アームのトランジスタをオフさせることにより電流を減少させる。
従来では、このようにして電動機電流を制限する方法が採られていた。

特開昭６２−１２３９６５号公報（第２頁右下欄第１９行〜第３頁右下欄第１０行、第１図〜第３図等）

しかしながら、上述した方法によると、電動機ＩＭの誘起電圧ベクトルの属する領域によっては電流を制限できない場合が生じる。以下、このことを図９〜図１１を参照しつつ説明する。

まず、図９は三相電圧形インバータの等価回路であり、出力側のＵ，Ｖ，Ｗ各相の上アームのスイッチング素子がオンしている状態を“１”、下アームのスイッチング素子がオンしている状態を“０”として、これらのスイッチングパターンＳ_ｕ，Ｓ_ｖ，Ｓ_ｗの選択をスイッチにより表してある。
例えば、Ｕ相の上アームのスイッチング素子がオン、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子がオンである場合、スイッチングパターン（Ｓ_ｕＳ_ｖＳ_ｗ）は（１００）となる。なお、図９において、Ｃ_１，Ｃ_２は図８における直流電源３０１としての分圧用コンデンサである。

図１０は、インバータによる電動機の駆動回路を等価的に示したものであり、Ｖはインバータの出力電圧ベクトル、ｅは電動機の誘起電圧ベクトル、Ｌは電動機の漏れインダクタンス、ｉはインバータの出力電流ベクトルである。この図１０から、電流ベクトルｉの時間変化率ｄｉ／ｄｔ（ベクトル量である）は数式１により表すことができる。
［数式１］
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖ−ｅ）／Ｌ

いま、インバータのスイッチングパターン（Ｓ_ｕＳ_ｖＳ_ｗ）は、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）というように８通りあり、各パターンに応じた出力電圧ベクトルＶ_０〜Ｖ_７は図１１のようになる。この図１１には、誘起電圧ベクトルｅ、出力電流ベクトルｉ、電流ベクトルｉの時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔの一例も図示してある。
なお、図１１においてI，II，III，IVは出力電圧ベクトルＶが属する座標上の領域である。

出力電圧ベクトルＶがＶ_１（スイッチングパターン（１００））であるとき、図１１に示すように誘起電圧ベクトルｅがIIIの領域にある場合を考えてみる。この状態でｕ相電流ｉ_ｕが電流制限値を超えたとすると、従来ではｕ相の上アームのトランジスタをオフ、下アームのトランジスタをオンにするべく、出力電圧ベクトルＶをスイッチングパターン（０００）による零電圧ベクトルＶ_０とするため、電流ベクトルｉの時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔは、前述した数式１によって誘起電圧ベクトルｅに対し逆向きとなる。
しかし、上記時間変化率ベクトルｄｉ／ｄｔは、図１１のようにｕ相電流ｉ_ｕの正方向成分を有しているので、出力電流ベクトルｉはｕ相電流方向に増加することになり、結果として電流制限がかからず、インバータの電流定格を増加せざるを得ないといった問題が生じる。

そこで、本発明の解決課題は、電動機電流を理論上、制限し得ない状況においても、電流を確実に制限として電力変換器の電流定格を必要以上に増加させることを不要とし、電力変換器の小形化、低コスト化を可能にした電力変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電動機を可変速駆動するための電力変換器の制御装置であって、回転座標系の出力電圧指令値に従って前記電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する制御装置において、
前記電動機の電流検出値、前記電動機の電流制限値、及び電動機定数等を用いて、前記出力電圧指令値の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段を備え、
前記電圧調整手段は、前記電流検出値が前記電流制限値を超えた場合に、前記電力変換器の出力電圧ベクトルが前記電動機の誘起電圧ベクトルに近付くように各軸成分に対する前記電圧補正値を演算し、
これらの電圧補正値を用いて元の出力電圧指令値の各軸成分を補正することにより、前記電動機の電流を前記電流制限値以下に制限するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、前記電圧調整手段は、前記電流制限値と前記電流検出値との偏差から、補正する電圧ベクトルの大きさを決定する手段と、前記電流検出値の回転座標系の各軸成分及び電動機定数等を用いた演算により、前記出力電圧ベクトルが前記誘起電圧ベクトルに近付くように、補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段と、前記補正する電圧ベクトルの大きさ及び角度を用いて、元の出力電圧指令値の各軸成分に加算される電圧補正値の各軸成分を求める手段と、を備えたものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、前記補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段として、更に、前記電流検出値の回転座標系の各軸成分が入力される微分演算手段またはハイパスフィルタを備え、前記微分演算手段またはハイパスフィルタの出力を前記角度の調整に用いるものである。

請求項４に係る発明は、請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、前記補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段として、更に、前記電流制限値と前記電流検出値との偏差が入力される微分演算手段またはハイパスフィルタを備え、前記微分演算手段またはハイパスフィルタの出力を前記角度の調整に用いるものである。

請求項５に係る発明は、請求項２，３または４に記載した電力変換器の制御装置において、前記電流制限値と前記電流検出値との偏差、前記微分演算手段の出力またはハイパスフィルタの出力のうち少なくとも一つの上限値を制限する手段を備えたものである。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、前記電流検出値の回転座標系の各軸成分を電流検出値の大きさで規格化する手段を備え、この手段の出力を用いて前記補正する電圧ベクトルの各軸成分を求めるものである。

本発明によれば、電動機の電流検出値、電流制限値、及び電動機定数等を用いて、電力変換器の出力電圧ベクトルが電動機の誘起電圧ベクトルに近付くように各軸成分に対する電圧補正値を演算し、これらの電圧補正値を用いて元の出力電圧指令値の各軸成分を補正することにより、電動機電流を理論上、制限し得ない状況においても、電動機電流を確実に電流制限値以下に制限することができる。
このため、電力変換器の電流定格を必要以上に増加させることがなくなり、電力変換器の小型化、低コスト化を図ることができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示すブロック図であり、請求項１に係る発明に相当する。なお、この図ではインバータ等の電力変換器１０と誘導電動機等の交流電動機２０を含むシステム全体の構成を示している。また、電動機２０の制御方法としては、出力電圧とその周波数との比を一定に保つことにより、電動機２０の主磁束の大きさを一定にして可変速駆動する一般的なＶ／ｆ一定制御を用いている。

図１において、一次周波数指令値（電動機２０の速度指令値）ｆ_１ ^＊に応じて、Ｆ／Ｖ変換手段３０により、一次周波数に応じた回転座標系のｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊が生成される。ここで、ｑ軸は一次磁束に平行なｄ軸に直交しており、ｄ軸，ｑ軸はｄ−ｑ回転座標を構成するものである。なお、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊は常に０となっている。

Ｆ／Ｖ変換手段３０により得られたｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊を積分手段４０により積分して得た角度指令値θ_１ ^＊を用いて、座標変換手段８０により静止座標系の三相交流電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊に座標変換される。
上記電圧指令値ｖ_Ｕ ^＊，ｖ_Ｖ ^＊，ｖ_Ｗ ^＊は、ＰＷＭパルス発生手段９０により、電力変換器１０を構成する電力用半導体スイッチング素子のオンオフ指令に変換される。電力変換器１０は、上記オンオフ指令に基づいて所定のスイッチング素子をオンオフすることにより、直流入力端子Ｐ，Ｎの直流電圧を三相交流電圧に変換して電動機２０に供給する。

このとき、回転座標上の電圧方程式は、電動機２０の各軸の誘起電圧をｅ_ｄ，ｅ_ｑとすれば、数式２によって表される。

なお、数式２において、ｐは微分演算子、Ｒ_１は電動機２０の固定子巻線抵抗、また、電動機２０が誘導電動機であれば、ω_１は一次角周波数であり、Ｌ_σ＝Ｌ_１−Ｍ^２／Ｌ_２，Ｌ_１＝Ｍ＋ｌ_１，Ｌ_２＝Ｍ＋ｌ_２、Ｍは固定子，回転子（一次二次巻線間）の相互インダクタンス、ｌ_１，ｌ_２はそれぞれ固定子、回転子（一次、二次巻線）の漏れインダクタンスを示している。
ここで、定常状態における回転座標上の電圧，電流ベクトル図は、図２のようになる。

さて、これまで説明したようなＶ／ｆ一定制御により電力変換器１０が電動機２０を運転している定常状態において、例えば、電動機２０の負荷が変化して過負荷電流が流れようとする場合を想定する。
この時、電動機電流の大きさを制限するためには、電力変換器１０の出力電圧ベクトルＶが電動機２０の誘起電圧ベクトルｅに近付くようにその大きさ及び位相を調整すれば、図２から明らかなようにｉ_ｄ，ｉ_ｑを減少させることができ、電動機電流の増加を抑制することができる。

ここで、数式２や図２のベクトル図からわかるように、電動機の回転数や磁束が判っていなくとも、電力変換器１０が出力した電圧ｖ_ｄ，ｖ_ｑと電動機２０に流入した電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑから誘起電圧ｅ_ｄ，ｅ_ｑを推測することができる。
本発明は、この点に着目してなされたものであり、図１の電圧調整手段５０において、電流検出手段６０及び座標変換手段７０を介して検出した各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑのベクトル和である電流ｉの大きさが予め設定した電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えた場合には、上記電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑや電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊等に応じて生成した電圧補正値により回転座標系の各軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を操作し、電力変換器１０の出力電圧ベクトルＶの大きさ及び位相を調整することにより、電動機電流ｉを制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊以下の所望の値となるように調整するものである。

次に、図３は前記電圧調整手段５０の第１実施例であり、図１における破線部分（電流を制限するための制御ブロック）に相当する。なお、図３では、電圧調整手段を符号５０Ａとして示してある。この実施例は、請求項２に係る発明に相当する。
この実施例では、電動機電流ｉが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えた場合に、元の出力電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊に電圧補正値（ベクトル）Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑをそれぞれ加算することにより、電力変換器１０の出力電圧の大きさと位相を調整して電流を制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊以下に制御する。

すなわち、まず、電流ｉの大きさＩを数式３によって計算する。この計算は、図３における乗算手段５０１，５０２、加減算手段５０３、平方根演算手段５０４により行う。
［数式３］
Ｉ＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２）

一方、前述した数式２の微分項を無視して定常状態のみを考慮し、検出電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑそれぞれに、Ｒ_１に相当するゲインＫ_２とω_１Ｌ_σに相当するゲインＫ_３とを乗じ、それらを加減算手段５０６，５０８によって加減算する。
また、電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊と数式３によって求めた電流の大きさＩとの差ΔＩを加減算手段５０５により求め、この差ΔＩに電流制御系の調節要素となるゲインＫ_１を乗じたＫ_１ΔＩと、加減算手段５０６，５０８の出力とを乗算手段５０７，５０９により乗算し、各軸成分の電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑをそれぞれ求める。
これらの電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑを加減算手段５１ｄ，５１ｑにおいて元の出力電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊に加算することにより、電流を制限するための出力電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を得る。

以上のような動作により、電力変換器１０の出力電圧ベクトルＶを電動機２０の誘起電圧ベクトルｅに近付けることができる理由は以下の通りである。
図３において、加減算手段５０６の出力は（Ｒ_１ｉ_ｄ−ω_１Ｌ_σｉ_ｑ）であり、これは、数式２によれば（ｖ_ｄ−ｅ_ｄ）に等しい。また、加減算手段５０８の出力は（Ｒ_１ｉ_ｑ＋ω_１Ｌ_σｉ_ｄ）であり、これは、数式２によれば（ｖ_ｑ−ｅ_ｑ）に等しい。これらの（ｖ_ｄ−ｅ_ｄ），（ｖ_ｑ−ｅ_ｑ）は電圧補正値のｄ軸成分、ｑ軸成分であるから、電圧補正値の位相（方向）を決定する要素となる。更に、乗算手段５０７，５０９においてＫ_１ΔＩを（ｖ_ｄ−ｅ_ｄ），（ｖ_ｑ−ｅ_ｑ）に乗算することにより、電圧補正値の大きさが決定される。

電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊よりも大きくなるとＫ_１ΔＩが負の値になり、乗算手段５０７，５０９から出力される電圧補正値Δｖ_ｄ（＝Ｋ_１ΔＩ（ｖ_ｄ−ｅ_ｄ）），同Δｖ_ｑ（＝Ｋ_１ΔＩ（ｖ_ｑ−ｅ_ｑ））におけるｖ_ｄ成分、ｖ_ｑ成分は負に、ｅ_ｄ成分、ｅ_ｑ成分は正になる。これらの電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑが加減算手段５１ｄ，５１ｑにおいて電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊に加算されるので、その加算結果は、前述した電流の差ΔＩが大きいほどｅ_ｄ成分、ｅ_ｑ成分が支配的になり、最終的な出力電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊に追従する出力電圧ベクトルＶは誘起電圧ベクトルｅの方向に近付いていくこととなる。

このようにして、電圧調整手段５０Ａによって電力変換器１０の出力電圧ベクトルＶを誘起電圧ベクトルｅの方向に近付ける制御を行うことにより、結果的に電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えないように調整することが可能となる。

次に、図４は第２実施例に係る電圧調整手段５０Ｂのブロック図であり、請求項３に係る発明に相当する。
この実施例が第１実施例（図３）と異なるのは、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに対して関数Ｇ（ｓ）による演算を行った結果も加減算手段５１０，５１１を介して電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑの算出に用いている点であり、これ以外の基本的な構成及び動作は第１実施例と同様である。

上記関数Ｇ（ｓ）は数式２の微分項に相当するものであり、数式４のごとく純粋に微分を行ってもよいし、数式５のごとくハイパスフィルタで代用してもよい。なお、数式４，５において、ｓはラプラス演算子、Ｋ_４数式２のＬ_σに相当するゲイン、Ｔは積分定数である。
［数式４］
Ｇ（ｓ）＝ｓＫ_４

特に、電流制限の開始時点は、電流の時間に対する変化が大きいことが多く、図３の第１実施例では数式２の微分項を無視して定常状態のみを考慮しているため、電流制限開始時に電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超過するおそれがある。
このような問題に対し、第２実施例のように関数Ｇ（ｓ）を用いて数式２の微分項も考慮することで、電流変化の過渡状態にも対応できるようになり、電流が急峻に変化する場合にも出力電圧ベクトルＶを誘起電圧ベクトルｅに高速に接近させる結果、電流の大きさＩを制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊に抑制することが可能となる。

次に、図５は第３実施例に係る電圧調整手段５０Ｃのブロック図であり、請求項４に係る発明に相当する。
この第３実施例では、制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊と電流の大きさＩとの差ΔＩに対して関数Ｇ（ｓ）による演算を行った結果を乗算手段５１２，５１３により各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑに乗算し、その結果も加減算手段５１０，５１１を介して電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑの算出に用いており、これ以外の基本的な構成及び動作は前述した各実施例と同様である。

なお、上記関数Ｇ（ｓ）は、前記同様に数式４のように純粋に微分を行ってもよいし、数式５のようにハイパスフィルタで代用してもよい。
上記のようにこの第３実施例は、電流の差ΔＩに着目してこれが急峻に変化した場合にも、出力電圧ベクトルを誘起電圧ベクトルに高速に接近させる結果、電流制限を可能にするものである。

次いで、図６は第４実施例に係る電圧調整手段５０Ｄのブロック図であり、請求項５に係る発明に相当する。
この実施例は、図５の第３実施例における関数Ｇ（ｓ）の後段とゲインＫ_１の前段にリミッタ５１４，５１５をそれぞれ設けたものであり、その他の構成は第３実施例と同様である。なお、上記リミッタ５１４，５１５は、その出力の上限値が０に制限される上限リミッタとしての機能を有している。

前述した第１実施例〜第３実施例では、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超過した場合に電流の大きさＩを制限するものであるが、一旦、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超過して電流制限が行われると、その後に電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を下回ったとしても、電流の大きさＩが永続的に制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊に制御されることになる。
すなわち、無駄な電流制限動作を回避して定常状態に復帰させるためには、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えたか否かの判断や、その判断結果に応じた電流制限制御の必要性の判断等を常に行わなくてはならない。

そこで、図６に示す第４実施例は上記の問題を解決するためのものであり、リミッタ５１４によって関数Ｇ（ｓ）の出力の上限値を０で制限すると共に、リミッタ５１５によって制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊と電流の大きさＩとの差ΔＩの上限値を０で制限することとしている。
これにより、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を下回った場合には電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑが０になるため、元の電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊は補正されなくなり、自動的に定常状態に復帰する。換言すれば、電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊と電流の大きさＩとの差ΔＩの上限値、及び、関数Ｇ（ｓ）の出力の上限値を０で制限することにより、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を超えたか否かの判断や電流制限制御の必要性の判断が不要となり、電流の大きさＩが制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊を上回れば自動的に電流を抑制し、下回れば自動的に電流抑制を停止することができる。
なお、上記リミッタ５１４，５１５は、何れか一方だけ設けても良い。これは、次の第５実施例についても同様である。

次に、図７は第５実施例に係る電圧調整手段５０Ｅのブロック図であり、請求項６に係る発明に相当する。
この実施例は、図６の第４実施例における各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの入力経路に除算手段５１６，５１７を設け、ｉ_ｄ，ｉ_ｑを電流の大きさＩにより除算した値を用いて電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑを計算するようにしたものであり、その他の構成は第４実施例と同様である。

電力変換器の電流制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊は、用途によって変更される場合があるが、この場合、前述した第１実施例〜第４実施例の電圧調整手段５０Ａ〜５０Ｄでは、制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊が変更されるとゲインＫ_１もそれに伴って変更しなくてはならず、ゲインＫ_１を設定し直す必要が生じる。
この点に鑑み、第５実施例では、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑをそれぞれ電流の大きさＩにより除算して規格化し、その値を用いて電圧補正値Δｖ_ｄ，Δｖ_ｑを計算するようにしている。これにより、各軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの大きさは制限値Ｉ_ｌｉｍ ^＊の大きさに依存することなく規格化されるため、ゲインＫ_１の再設定を行う必要がなくなるという利点がある。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 実施形態の定常状態における回転座標上の電圧，電流ベクトル図である。 電圧調整手段の第１実施例を示す構成図である。 電圧調整手段の第２実施例を示す構成図である。 電圧調整手段の第３実施例を示す構成図である。 電圧調整手段の第４実施例を示す構成図である。 電圧調整手段の第５実施例を示す構成図である。 従来技術を示すブロック図である。 三相電圧形インバータの等価回路図である。 インバータによる電動機駆動回路の等価回路図である。 インバータのスイッチングパターンに応じた出力電圧のベクトル図である。

符号の説明

１０：電力変換器
２０：交流電動機
３０：Ｆ／Ｖ変換手段
４０：積分手段
５０，５０Ａ〜５０Ｅ：電圧調整手段
５１ｄ，５１ｑ：加減算手段
５０１，５０２：乗算手段
５０３，５０５，５０６，５０８，５１０，５１１：加減算手段
５０４：平方根演算手段
５０７，５０９，５１２，５１３：乗算手段
５１４，５１５：リミッタ
５１６，５１７：除算手段
６０：電流検出手段
７０，８０：座標変換手段
９０：ＰＷＭパルス発生手段

Claims (6)

1. 交流電動機を可変速駆動するための電力変換器の制御装置であって、回転座標系の出力電圧指令値に従って前記電力変換器の半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する制御装置において、
   前記電動機の電流検出値、前記電動機の電流制限値、及び電動機定数等を用いて、前記出力電圧指令値の各軸成分に対する電圧補正値を演算する電圧調整手段を備え、
   前記電圧調整手段は、
   前記電流検出値が前記電流制限値を超えた場合に、前記電力変換器の出力電圧ベクトルが前記電動機の誘起電圧ベクトルに近付くように各軸成分に対する前記電圧補正値を演算し、
   これらの電圧補正値を用いて元の出力電圧指令値の各軸成分を補正することにより、前記電動機の電流を前記電流制限値以下に制限することを特徴とする電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記電圧調整手段は、
   前記電流制限値と前記電流検出値との偏差から、補正する電圧ベクトルの大きさを決定する手段と、
   前記電流検出値の回転座標系の各軸成分及び電動機定数等を用いた演算により、前記出力電圧ベクトルが前記誘起電圧ベクトルに近付くように、補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段と、
   前記補正する電圧ベクトルの大きさ及び角度を用いて、元の出力電圧指令値の各軸成分に加算される電圧補正値の各軸成分を求める手段と、
   を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
3. 請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段として、更に、前記電流検出値の回転座標系の各軸成分が入力される微分演算手段またはハイパスフィルタを備え、
   前記微分演算手段またはハイパスフィルタの出力を前記角度の調整に用いることを特徴とする電力変換器の制御装置。
4. 請求項２に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記補正する電圧ベクトルの角度を決定する手段として、更に、前記電流制限値と前記電流検出値との偏差が入力される微分演算手段またはハイパスフィルタを備え、
   前記微分演算手段またはハイパスフィルタの出力を前記角度の調整に用いることを特徴とする電力変換器の制御装置。
5. 請求項２，３または４に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記電流制限値と前記電流検出値との偏差、前記微分演算手段の出力またはハイパスフィルタの出力のうち少なくとも一つの上限値を制限する手段を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
   前記電流検出値の回転座標系の各軸成分を電流検出値の大きさで規格化する手段を備え、この手段の出力を用いて前記補正する電圧ベクトルの各軸成分を求めることを特徴とする電力変換器の制御装置。

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