WO2005093943A1 - 永久磁石式同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

平方根や複雑な計算式を用いることのない簡単な構成で、モータ定数の変動に対しても精度良くモータの端子電圧の抑制が行える永久磁石式同期モータの制御装置である。モータの端子電圧の抑制はインバータの最大出力電圧が永久磁石式同期モータの端子電圧を越えないようにｄ軸に負の電流を流すことによって行う。ｄ軸電流成分の大きさは、インバータに入力される電圧指令値とインバータの最大出力電圧をもとに設定された端子電圧上限値（閾値）とを比較し、前記電圧指令値が端子電圧上限値を超えた場合にｄ軸電流成分を負の方向に増大する方向に切替え、電圧指令値が端子電圧値以下の場合にはｄ軸電流成分を負の方向に減少させる方向に切替えることによって調整する。これにより、モータの端子電圧がインバータの最大出力電圧を超えないモータの制御が行われる。

Description

明 細 書 永久磁石式同期モータの制御装置 技術分野

この発明は、 永久磁石式同期モータの制御装置に関する。

背景技術

永久磁石式同期モー夕は回転により生じる誘起電圧や電機子反作用により 逆起電圧が生じるため、これがインバー夕の最大出力電圧を超えないように運 転を行う必要がある。

特に定格速度を超えるような高速回転領域や定格トルクよりも大きな負荷 がかかったときに、モータの端子電圧がインバー夕の最大出力電圧を超えるこ とのないようにしなければならない。 また、インバー夕の直流電源電圧が低下 した場合には最大出力電圧も低下するため、このような場合についてもモー夕 の端子電圧がィンバ一夕の最大出力電圧を超えないように併せて考慮しなけ ればならない。

この解決法として、インバ一夕の出力電圧を上げることも一つの方法である が、装置が大型化することもあるため、電機子反作用を利用した弱め界磁制御 が用いられることが多い。

従来の永久磁石式同期モータの弱め界磁制御については、例えば、 日本特開 2 0 0 0 - 2 7 8 9 8 2号公報が知られている。 この明細書には、電圧センサ によりインバー夕直流電圧値を検出し、モー夕の誘起電圧がィンバ一夕直流電 圧値を超えないように、 界磁方向の電流（d軸電流） をインバー夕に入力され る直流電圧とモー夕のトルクとモー夕の回転速度との関係に基づいた d軸電 流成分の指令値に追従制御する方法が提案されている。

しかし、 従来の永久磁石式同期モータの制御装置では、 インバー夕の 直流電源電圧が低下したときやモー夕の高速運転時など、 モータの端子 電圧を下げる必要があるときには、 モータ回転数やトルク電流 （Q軸電 流） 指令、 及びモー夕定数から平方根や除算を含む複雑な計算式を用い て d軸電流指令値を計算しているため、 安価なプロセッサ、 例えばマイ コン等では演算できず、 実装できないという問題点があった。 また、 モ 一夕定数はモー夕の負荷状態や温度によって変化するため、 それらの影 響で d軸電流指令値の誤差が発生し、 そのため弱め界磁制御が十分に行 われなかった。また、必要以上に d軸電流を流すという問題点があった。 この発明は、 かかる問題点を解決するためになされたもので、 平方根 や複雑な計算式を用いることのない簡単な構成で、 モー夕定数の変動に 対しても精度良くモータの端子電圧の抑制が行える永久磁石式同期モ 一夕の制御装置を得ることを目的としている。 発明の開示

この発明は、 モー夕の端子電圧の抑制はインバー夕の最大出力電圧が 永久磁石式同期モー夕の端子電圧を越えないように d軸に負の電流を 流すことによって行われる。 この発明では、 d軸電流成分の大きさは、 ィンバ一夕に入力される電圧指令値と前記ィンバ一夕の最大出力電圧 をもとに設定された端子電圧上限値 （閾値） とを比較し、 前記電圧指令 値が端子電圧上限値を超えた場合に d軸電流成分を負の方向に増大す る方向に切替え、 電圧指令値が端子電圧上限値以下の場合には d軸電流 成分を負の方向に減少させる方向に切替えることによって調整する。 ま た、 正の d軸電流は流さない。 このように d軸電流指令値の増減量を制 御することにより、 d軸電流の大きさを調節し、 電圧指令値が閾値に制 御される。 このことによって、 モー夕の端子電圧がインバー夕の最大出 力電圧を超えないようにモー夕の制御が行われる。 図面の簡単な説明

第 1図はこの発明の実施の形態 1におけるにおける永久磁石式同期 モー夕の制御装置の構成を示すプロック図、 第 2図はこの発明の実施の 形態 1における永久磁石式同期モ一夕の制御装置に用いる d軸電流指 令装置の構成例を示すブロック図、 第 3図はこの発明の実施の形態 1に おける永久磁石式同期モー夕の制御装置の特性を示す図、 第 4図はこの 発明の実施の形態 1における永久磁石式同期モー夕の制御装置の特性 を示す図、 第 5図はこの発明の実施の形態 2における永久磁石式同期モ 一夕の制御装置に用いる d軸電流指令装置の構成例を示すブロック図 である。 発明を実施するための最良の形態

この発明をより詳細に説明するために、 添付の図面に従ってこれを説 明する。

実施の形態 1 .

+第 1図はこの発明の実施の形態 1における永久磁石式同期モー夕の 制御装置を示すブロック図である。 図において、 永久磁石式同期モー夕 の制御装置は、 交流電源 1、 コンパ一夕 2、 平滑コンデンサ 3、 インバ —夕 4、電流検出器 5、永久磁石式同期モー夕 6、モータ位置検出器 7 、 モータ速度検出器 8 、 PWMパルス発生装置 9、 変調波発生装置 1 0 、 電流制御装置 1 2 、 Q軸電流指令装置 1 3、 速度制御装置 1 4、 及び速 度指令装置 1 5から構成されている。 交流電源 1はコンバータ 2に入力 される。 コンバータ 2は直流電圧を出力し、 それが平滑コンデンサ 3で 平滑化され、 インバー夕 4に入力される。 インバー夕 4は PWMパルス 発生装置 9によりスィツチングを行うことで可変電圧 ·可変周波数の交 流電圧を出力し、 永久磁石式同期モータ 6を駆動する。

モータ位置検出器 7及びモー夕速度検出器 8はそれぞれ永久磁石式 同期モータ 6の磁極位置 0、 及びモー夕速度 ωを検出し、 それらはモー 夕の駆動制御に用いられる。 速度指令装置 1 5は速度指令信号 ω *を生 成し、 速度制御装置 1 4が前記モー夕速度 ωを前記速度指令信号 ω *に 追従させるためのトルク指令値 Τ*を出力する。 q軸電流指令装置 1 3 は前記トルク指令値 T*をモー夕の発生トルクに相当する電流成分 （Q 軸電流） の指令値 iq*に変換する。 電流検出器 5は永久磁石式同期モー 夕 6に流れるモー夕電流を検出する。

電流制御装置 1 2は前記モータ電流を前記磁極位置 Θを用いて d軸 及び q軸電流成分に分解し、 それらが d軸電流指令装置 1 1によって生 成された d軸電流指令値 id*と Q軸電流指令値 iq*にそれぞれ追従する ように制御を行う。 このときモー夕の端子に電圧を印加するィンバ一夕 4の電圧指令値を d _ Q軸に変換した値である vd*と vq*を出力する。 d軸電流指令装置 1 1は前記電圧指令値 vd*及び vq*を入力とし、 d軸 電流指令値 id*を出力する。 この動作の詳細は後述する。 変調波発生装 置 1 0は前記電圧指令値 vd* 、 vq* を前記磁極位置 0を用いて d — Q 軸から 3相交流成分の電圧指令値に変換し、 PWMパルス発生装置 9に 出力する。 PWMパルス発生装置 9は前記 3相交流成分の電圧指令値を インバー夕 4を駆動するための PWM信号に変換し、 インバー夕 4に出 力する。

第 2図はこの発明の永久磁石式同期モー夕の制御装置に用いる d軸 電流指令装置の構成例を示すものであり、 この実施の形態 1では d軸電 流値の大きさをローパスフィルタを用いて調整する方法について説明 する。

d軸電流指令装置 1 1は、 モータの端子電圧を推定する端子電圧推定 手段 2 1と、 ィンバ一夕 4の出力電圧の上限値を設定する電源電圧設定 手段 2 2と、 d軸電流量を設定する入力電流値設定手段 2 3と、 ローバ スフィルタへの入力を切替えて弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 4 と、 口一パスフィル夕 2 5とで構成され、 永久磁石式同期モー夕 6の端 子電圧がィンバ一夕 4の直流電圧設定値から計算されるインバー夕 4 の最大出力電圧を超えないような d軸電流指令を生成するものである。 以下その動作について説明する。

端子電圧推定手段 2 1は電流制御装置 1 2から出力された電圧指令 値 vd*と vq*から永久磁石式同期モー夕 6の端子電圧を推定する。 一例 として数式 1のような推定された端子電圧 va2とできる。

(数式 1 )

電圧上限設定手段 2 2はィンバ一夕 4の最大出力電圧値をもとに永 久磁石式同期モー夕 6の端子電圧の上限を数式 1に対応させて変換し た端子電圧上限値 （閾値） Vmax2 を設定する。 数式 1の場合について は、 モータの線間電圧振幅値が に相当することから、 この上限値 がィンバ一夕 4の最大出力電圧となるように設定すればよい。 よってィ ンバ一夕 4の最大出力電圧を Vdcとすると、数式 2で計算される値に設 定すればよい。

(数式 2 ) max 2 ~ ,dc/2

このように設定することで永久磁石式同期モータ 6の端子電圧がィ ンバ一夕 4の最大出力電圧を超えないように制限される。 なお、 電圧の 余裕を持たせて数式 2の値より小さい値に設定してもよい。 なお、 数式 1及び数式 2の代わりに、 v。₂ V_dc/V2 としてもよい

が、 推定された端子電圧 va2 はオンラインで演算するため、 演算量の 少ない数式 1及び数式 2を採用した方が望ましい。

次に弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 4は端子電圧推定手段 2 1 によって推定された端子電圧 va2と電圧上限設定手段 2 2によって設定 された端子電圧上限値 （閾値） Vmax2 を比較し、 va2>Vmax2 ならば モー夕の端子電圧がィンバ一夕の最大出力電圧を超えているので d軸電 流値を負の方向に増大させる必要があると判断する。 このとき、 本実施 の形態では 1を出力する。 また、 va2 = Vmax2 または va2ぐ Vmax2 の ときには d軸電流を負の方向に減少させる必要があると判断し、 零を出 力する。

入力電流値設定手段 2 3は d軸電流指令の仮の入力値 Idcstを設定す る。 仮の入力値 Idcstは負の定数値とし、 例えばその絶対値は許容され る d軸電流値の最大値と設定する。

ローパスフィルタ 2 5への入力は弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 4と入力電流値設定手段 2 3の出力値を乗算した値が入力される。 つ まり、 va2>Vmax2ならば Idcst力 va2 = Vmax2 または va2<Vmax2 ならば零が入力されることとなり、 入力信号はパルス状となる。

口一パスフィル夕 2 5はこの実施の形態 1では 1次フィル夕とし、 Tfidで遮断周波数が設定されている。 Tfidを大きくすると帯域が狭くな るので出力信号の応答は遅くなるが、 波形は滑らかになる。 逆に、 Tfid を小さくすると帯域が広くなるため、 出力信号の応答は速くなるがその 波形は入力信号であるパルス信号の影響が残りやすくなる。 前記口一パ スフィル夕 2 5は数式 3で表され、 はラプラス演算子を表す。

(数式 3 ) 前記ローパスフィルタ 2 5は、 前述のようにパルス状の信号が入力さ れ、 その入力信号を平滑化して出力するので、 d軸電流指令値 id* は Idcstから零までの領域内で滑らかな信号として出力される。

以上の操作により、 d軸電流指令値 id*は va2>Vmax2 ならば負の方 向に増大し、 va2 = Vmax2 または va2<Vmax2 のときには負の方向に 減少するので、 弱め界磁制御が行われているときには、 電圧指令値がィ ンバ一夕 4の最大出力電圧をもとに設定された端子電圧上限値と一致 する （va2 = Vmax2) ように制御される。 電圧指令値は概ねモー夕の端 子電圧と等しいから、 モ一夕の端子電圧が端子電圧上限値と一致するよ うに制御される。

第 3図はこの実施の形態 1による弱め界磁制御の動作を表している。 それぞれ上段はモー夕速度、 中段はモ一夕電圧指令値、 下段は d軸電流 を表す。モー夕速度 ωは、加速一一定速一減速停止のような形状であり、 例えば昇降機等ではこのような形状となる。 時刻 t l において、 端子電 圧推定値 va2が端子電圧上限値 Vmax2と等しくなると、 va2が Vmax2 を超えないように d軸電流量が制御される。 また、 時刻 t 2ではモータ の回転速度が減速され、 モー夕の端子電圧が Vmax2以下となるので d 軸電流が零となる。

以上によりこの発明では、 電圧指令値の大きさをもとに弱め界磁制御 を行うか行わないかの判断を行い、 d軸電流指令値の増減を、 一定値及 び零の値を持つパルス状の信号にローパスフィルタ 2 5を用いて平滑 化するように決定したので、 d軸電流指令値の演算をモー夕定数を用い ることなく簡単に計算することができ、 安価なプロセッサで実現できる。 また、 d軸電流指令値の演算はモ一夕定数を用いていないため、 モー 夕への負荷状態の変化や温度変化等によってモー夕定数が変化した場 合にも、 その影響を受けることなく d軸電流が適切な値に調整されて弱 め界磁制御が行われる。 よって、 モータ定数の変化の影響に起因して d 軸電流量に誤差が発生し、 それによつてモー夕の端子電圧がィンバ一夕 4の最大出力電圧を超えて運転不能に陥ったり、 また必要以上に多くの d軸電流を流してモー夕効率を下げるような現象が発生しなくなる。 さらに、 この発明では、 交流電源 1の電圧が低下したときなど、 イン バー夕 4の直流電源電圧（平滑コンデンサ 3の電圧と等しい）が低下し、 それに伴ってィンバ一夕 4の最大出力電圧が低下した場合にも、 モー夕 の端子電圧がこれを超えることがなく適切に弱め界磁制御が行われる という効果も奏する。 これについて第 4図を用いて説明する。

第 4図において、 時刻 t 1でインバー夕 4の直流電源電圧が低下した とする。 このとき、 電圧指令値が変化しない場合においてもインバー夕 4の出力電圧が低下する。 よって電流制御装置 1 2によってインバー夕 4の出力電圧が低下しないように制御が行われ、 電圧指令値が増加する。 つまり、 電圧指令値が実際のモー夕の端子電圧よりも大きくなる。 した がって、 推定された端子電圧 va2が上昇し、 これが閾値の Vmax2に達 すると （時刻 t 2) 、 前述したように d軸電流が流れて弱め界磁制御を 行うことでモ一夕の端子電圧を下げてィンバー夕 4の最大出力電圧を 超えないように制御される。 以上のように交流電源 1の電圧が低下した ときにはその低下量に応じて、 電圧が低下しない通常の場合よりもモー 夕の端子電圧が低い状態で弱め界磁制御に移行するため、 低下したイン バー夕の最大出力電圧を超えないように制御が行われる。

逆に、 回生運転でインバー夕 4の直流電源電圧が上昇し、 それに伴つ てィンバ一夕 4の最大出力電圧が上昇した場合には、 電圧指令値が変化 しない場合においてもインバー夕 4の出力電圧が平滑コンデンサ 3の 電圧上昇量に応じて増加する。 よって電流制御装置 1 2により電圧指令 値が低下し、 実際のモータの端子電圧よりも電圧指令値の方が小さくな る。 したがって、 平滑コンデンサ 3の電圧が上昇しない通常の場合と比 較して、 モー夕端子電圧が高い状態で弱め界磁制御に移行するため必要 以上に多くの d軸電流を流してモー夕効率を下げることもなくなる。 なお、 ィンバ一夕 4の直流電源電圧を検出する電圧センサを設置し、 電圧検出値を Vdcとして数式 2で常時 Vmax2を更新しても良い。 これ により、 インバー夕 4の最大出力電圧がより正確に評価できるため、 よ り効率のよい弱め界磁制御が行える。 また、 モータの端子電圧を電圧セ ンサ等により測定し、 その測定値を用いて va2を求めてもよい。 これに より、 モータの端子電圧が正確に検出でき、 端子電圧推定手段 2 1が不 要となる。

なお、 この実施の形態 1では口一パスフィルタ 2 5は 1次フィル夕と したが、 2次フィル夕等の高次のフィル夕としてもよい。

実施の形態 2 .

上記実施の形態 1では、 d軸電流指令装置 1 1を第 2図のように構成 したが、 第 5図のように構成してもよく、 このような構成によっても同 様の動作を行わせることができる。

第 5図はこの発明の実施の形態 2における永久磁石式同期モー夕の 制御装置に用いる d軸電流指令装置の構成例を示すものである。

この実施の形態 2では新たに電流リミツ夕 2 6と、 積分操作手段 2 7 と、 弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 4の代わりに処理内容が異なる 弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 8を備えている。 なお、 図 5におい て図 2と同じ符号で表している構成要素は実施の形態 1と同様の動作 を行う。

異なる弱め界磁制御を行う入力切替手段 2 8は端子電圧推定手段 2 1によって推定された端子電圧 va2と電圧上限設定手段 2 2によって設 定された端子電圧上限値 Vmax2を比較し、 va2>Vmax2 ならばモー夕 の端子電圧がィンバ一夕の最大出力電圧を超えているので d軸電流値を 負の方向に増大させる必要があると判断する。 このときこの実施の形態 では 1を出力する。 また、 va2 = Vmax2 または va2<Vmax2 のときに は d軸電流を負の方向に減少させる必要があると判断し、 — 1を出力す る。 従って、 実施の形態 1とは異なり、 d軸電流を負の方向に減少させ る場合にはローパスフィル夕 2 5の入力に —Idcst が入力される。これ により、 d軸電流を負の方向に減少させる場合の応答速度を速くするこ とができ、 制御性が向上する。

次に電流リミッタ 2 6は口一パスフィル夕 2 5から出力された信号 idin* を予め設定した上限値及び下限値内に制限して id*を出力する。 例えば上限を零、 下限を— Idmax (ただし Idmax > 0) と指定すると、 idin*> 0 ならば id* = 0を出力し、 idin* = 0または— Idmaxく idin* < 0ならば id* = idin* を出力し、 id* =—Idmax または id* く— Idmax ならば id* =— Idmax を出力する。 これにより正の d軸電流指 令値が出力されるのを防ぎ、 かつ d軸電流を予め指定した範囲内にとど めることができる。

積分操作手段 2 7はローバスフィル夕 2 5を構成している積分器の 積分動作を操作する手段であり、 前記電流リミッタ 2 6で設定された範 囲外の idin* が出力されたときに積分器の出力を保持し、 idin* が電流 リミッタ 2 6の範囲内に戻ったときには積分器の積分動作を再開する ように動作する。 これにより、 電流リミッタ 2 6で設定された範囲外の idin* が出力されたときにも idin* をリミッタ設定値付近に保持し、 id* がリミッ夕設定値からリミッ夕設定値内へ戻るときの応答速度を速く できる。

以上によりこの発明では、 d軸電流指令値を負の方向に減少させると きに、 口一パスフィル夕 2 5の入力値を正の値とすること、 及び d軸電 流指令値が電流リミッ夕の設定範囲を超えたときに口一パスフィル夕

2 5内の積分動作を操作することにより、 d軸電流指令値の応答速度を 上げることができ、 制御性をより向上させることができる。

この実施の形態 2ではローパスフィル夕 2 5への入力値 Idcstを固定 値としたが、 d軸電流指令値の値に応じて可変としてもよい。 このよう にすることで口一パスフィルタ 2 5の出力の変化量を調整することが できるので d軸電流指令値の変化量を調節することができる。 例えば d 軸電流指令値が小さいときには Idcst を小さくしておき、 d軸電流指令 値が大きいときには Idcstを大きくしておくことで d軸電流指令値の大 きさによらず、 d軸電流指令値の変化量をほぼ一定にすることができる。 さらにモ一夕の負荷状態、 及びモー夕の回転速度に応じて Idcstを可 変としてもよい。 このようにすることによりモー夕の負荷状態や回転速 度に応じてローパスフィル夕の出力の変化量、 つまり d軸電流指令値の 変化量を調整することができる。 Idcst を大きくすることで d軸電流指 令値の変化量を大きくでき、 Idcst の大きさを小さくすることで変化量 を小さくできる。 特に急激に負荷がかかるようなときや、 モータの回転 速度が大きくなるときなどモー夕の端子電圧が大きく上昇するような 場合に Idcstの大きさを大きく設定することで d軸電流指令値の変化量 を大きくし、 モー夕の端子電圧の抑制をすばやく行うことができる。 こ れは特に昇降機等、 モータの速度パターンやそのときのモー夕へかかる 負荷状態がある程度決まっているようなモータ制御装置であるときに 有効である。 昇降機等ではカ行運転時には加速から一定速度になるあた りで負荷と速度がともに最大となるのでモー夕の端子電圧の上昇速度 と端子電圧が最も大きくなる。 このときに Idcstの大きさを大きめに設 定することにより、 モータの端子電圧の抑制がより速やかに行える。 Idcst の大きさは負荷状態とモー夕の回転速度を変数とする関数値とし てもよいし、 負荷状態とモー夕の回転速度に応じてテーブル化しておい てもよい。 なお、 モータの負荷状態は q軸電流値またはその指令値を指 標として用いることができる。 同様に口一パスフィル夕の遮断周波数 Tfid の決定をモー夕の負荷状態や回転速度に応じて可変としてもよく、 これによつても d軸電流指令値の変化量を調節することができる。 ロー パスフィル夕の遮断周波数を大きくすることによって d軸電流指令値 の変化量を大きくすることができ、 遮断周波数を小さく設定することに よって d軸電流指令値の変化量を小さくすることができるので、 前述の Idcstを可変とした場合と類似の効果が得られる。

この実施の形態では端子電圧上限値 Vmax2 を固定値としたが、 モー 夕の負荷状態、 及びモータの回転速度に応じて可変としてもよい。 例え ば、 カ行運転ではインバー夕の直流電源電圧 （平滑コンデンサの電圧） が低下するので Vmax2 を小さめに設定しておき、 回生運転時には逆に ィンバ一夕の直流電源電圧が上昇するので大きめに設定しておくと、 よ り適切なタイミングで弱め界磁制御に切替えることができる。 また、 昇 降機などではカ行時の加速中及び一定速走行中ではモータの負荷が大 きいためィンバー夕の直流電源電圧が低下するので、 そのときには Vmax2 を小さめに設定しておくとよい。 また回生運転時での加速中及 び一定速走行中では直流電源電圧が上昇するので Vmax2 を大きめに設 定しておくとよい。 走行速度はモ一夕の回転速度を計測することで検出 できるし、カ行及び回生状態はモ一夕の回転方向とモータの負荷状態（q 軸電流または q 軸電流指令値） を計測することにより判断できる。 Vmax2 は負荷状態とモー夕の回転速度を変数とする関数値としてもよ いし、 負荷状態とモー夕の回転速度に応じてテーブル化しておいてもよ い。 産業上の利用可能性

この発明は以上説明したように、 ィンバ一夕への電圧指令値の大きさ と、 インバー夕の最大出力電圧をもとに設定された端子電圧上限値 （閾 値） とを比較し、 前記電圧指令値が前記端子電圧上限値を超えていると きには前記 d軸電流指令値を負の方向に増大させ、 前記電圧指令値が前 記端子電圧上限値以下のときには d軸電流指令値を負の方向に減少さ せるようにしたので、 平方根や複雑な計算式を用いることのない簡単な 構成で、 モータ定数の変動に対しても精度良くモー夕の端子電圧の抑制 が行えるモ一夕の制御装置が得られる。 特に昇降機等、 モータの速度パ ターンやそのときのモータへかかる負荷状態がある程度決まっている ようなモー夕制御装置であるときに有効である。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . 直流電圧を入力とし、 可変電圧 ·可変周波数を出力するインバー夕 によって永久磁石式同期モータを駆動するモータの制御装置であって、 前記モータの磁界と同一方向の d軸電流成分を流すことにより弱め界 磁制御を行うモー夕の制御装置において、

前記ィンバ一夕への電圧指令値の大きさと、 前記ィンバ一夕の最大出 力電圧をもとに設定された端子電圧上限値とを比較し、 前記電圧指令値 が前記端子電圧上限値を超えているときには前記 d軸電流成分の電流 指令値を負の方向に増大させ、 前記電圧指令値が前記端子電圧上限値以 下のときには前記 d軸電流成分の電流指令値を負の方向に減少させる ことにより、 前記モー夕の端子電圧の上昇を抑制する d軸電流指令装置 を備えたことを特徴とする永久磁石式同期モー夕の制御装置。

2 . d軸電流指令装置は、 口一パスフィルタを有し、 前記ローパスフィ ル夕の入力としてィンバ一夕への電圧指令値がィンバ一夕の最大出力 電圧をもとに設定された端子電圧上限値を超えているときには負の一 定値とし、 ィンバ一夕への電圧指令値が前記端子電圧上限値以下のとき は零とし、 前記ローパスフィルタの出力を d軸電流指令値とすることで 前記モー夕の端子電圧の上昇を抑制することを特徴とする請求の範囲 第 1項記載の永久磁石式同期モータの制御装置。

3 . d軸電流指令装置は、 電流指令値を制限する電流リミッタと、 ロー パスフィルタと、 前記ローパスフィル夕の積分を操作する積分操作手段 とを有し、 前記ローパスフィル夕の入力としてィンバ一夕の電圧指令値 がィンバ一夕の最大出力電圧をもとに設定された端子電圧上限値を超 えているときには負の一定値とし、 インバ一夕への電圧指令値が前記端 子電圧上限値以下のときは正の一定値とし、 前記口一パスフィル夕の出 力を前記電流リミッ夕で制限した値を d軸電流指令値とし、 前記ローバ スフィル夕の出力が前記電流リミッ夕で制限された範囲外であるとき は前記口一パスフィルタの積分動作を行わないことを特徴とする請求 の範囲第 1項記載の永久磁石式同期モータの制御装置。

4 . ローパスフィル夕の入力値及び遮断周波数を、 d軸電流指令値、 モ 一夕の負荷状態、 及びモータの回転速度に応じて可変とすることを特徴 とする請求の範囲第 2項又は第 3項記載の永久磁石式同期モー夕の制 御装置。

5 . ィンバ一夕の最大出力電圧をもとに設定された端子電圧上限値を、 モータの負荷状態及びモー夕の回転速度に応じて可変とすることを特 徴とする請求の範囲第 1項〜第 4項のいずれかに記載の永久磁石式同 期モー夕の制御装置。