CN103026612B - 交流旋转机的控制装置 - Google Patents

Abstract

为了获得能够可靠且稳定地进行交流旋转机、特别是使用了永久磁石的同步电动机的无位置传感器矢量控制中的起动的交流旋转机的控制装置，交流旋转机的控制装置具有：稳态速度运算器16，在交流旋转机3的稳态控制过程中根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机3的旋转角频率；以及运行开始速度运算器17，在交流旋转机3的运行开始后的规定的期间内的起动控制过程中，根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机3的旋转角频率，在起动控制过程中，校正电流指令使得电压指令的交流电压振幅为电力变换器2的最大输出电压以下的固定值。

Description

交流旋转机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种以无位置传感器的方式通过逆变器（inverter）来控制使用了永久磁石的同步机的交流旋转机的控制装置。

背景技术

以往的交流旋转机的控制装置中，在高精度地控制交流旋转机的输出转矩的情况下，为了根据交流旋转机的转子位置来使电流流入而需要安装转子位置传感器。然而，由于转子位置传感器体积较大，而配置上受到制约、用于将传感器输出传输到控制装置的控制传输线的接线的麻烦，导致断线等的故障要因增加。与之相对，如下的所谓的无传感器矢量控制已经开始用于实用：通过检测在交流旋转机的转子的旋转过程中产生的感应电压，能够间接地推定转子位置，并据此进行高速高精度的转矩控制。

在无传感器矢量控制中，一般根据施加给交流旋转机的逆变器电压指令、和流经交流旋转机的电流检测值来推定感应电压。然而，在逆变器工作开始前，无法知道交流旋转机的转子位置，特别是交流旋转机高速地旋转而反向电压振幅高的情况下，在逆变器再起动时，由于电流控制不稳定导致产生不期望的转矩、在最坏的情况下有时由于过电流保护工作而变得无法再起动。

为了解决这样的课题，在从逆变器再起动到固定时间的期间，不实施无传感器控制而只实施电流反馈控制，根据这期间的电压矢量或者电流矢量的旋转速度来推测交流旋转机的旋转速度的概略值，之后将该推测值作为初始值来开始无传感器控制。由此，即使在使用了永久磁石的交流旋转机高速地旋转的状态下，也平滑地进行逆变器的再起动。（例如，参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-065410号公报（第4-7页、图1、图2）

发明内容

发明所要解决的技术问题

如以往的交流旋转机的控制装置那样，在只实施电流反馈控制、并根据这期间的电压矢量或者电流矢量的旋转速度来推测交流旋转机的旋转速度的概略值的方法中，当交流旋转机高速旋转时，有时交流旋转机的感应电压到了逆变器的可输出电压以上。在这种情况下，在专利文献1所示的方法中，存在电流反馈控制不稳定的问题。

本发明是为了解决如上所述的课题而作出的，在于获取一种能够可靠且稳定地进行交流旋转机、特别是使用了永久磁石的同步电动机的无位置传感器矢量控制的再起动的交流旋转机的控制装置。

解决技术问题的技术方案

本发明的交流旋转机的控制装置具备：控制单元，根据电流指令产生电压指令，并根据电压指令产生开关指令；电力变换器，根据开关指令产生交流电压，并将交流电压向交流旋转机进行施加；电压检测器，检测电力变换器的输入直流电压；以及电流检测器，检测流经交流旋转机的交流电流，其中，控制单元具有：稳态速度运算器以及运行开始速度运算器，稳态速度运算器在交流旋转机的稳态控制过程中根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机的旋转角频率，运行开始速度运算器在交流旋转机的运行开始后的规定的期间内的起动控制过程中根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机的旋转角频率，在起动控制过程中，校正电流指令使得电压指令的交流电压振幅为电力变换器的最大输出电压以下的固定值。

发明效果

本发明具有：稳态速度运算器，在交流旋转机的稳态控制过程中根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机的旋转角频率；以及运行开始速度运算器，在交流旋转机的运行开始后的规定的期间内的起动控制过程中根据交流电流以及电压指令来运算交流旋转机的旋转角频率，在起动控制过程中，校正电流指令使得电压指令的交流电压振幅为电力变换器的最大输出电压以下的固定值，因此在交流旋转机的无负荷感应电压为电力变换器的输入直流电压以上的过调制区域中能够实施减弱控制，防止过调制导致的控制的不稳定化，能够对交流旋转机可靠且稳定地进行起动控制。

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的交流旋转机的控制装置的框图。

图2是本发明的实施方式1中的稳态控制时的交流旋转机的控制装置的框图。

图3是本发明的实施方式1中的电压固定控制器的框图。

图4是本发明的实施方式1中的起动控制时的交流旋转机的控制装置的框图。

图5是本发明的实施方式1中的调制率和d轴电流的时序图。

图6是本发明的实施方式1中的运行开始速度运算器的框图。

图7是本发明的实施方式2中的交流旋转机的控制装置的框图。

图8是本发明的实施方式2中的开始相位设定器的框图。

附图标记说明

1、21：控制电路；2：电力变换器；3：交流旋转机；4：电流检测器；5：电压检测器；11：电流指令器；12：电流控制器；13：d-q轴/三相坐标变换器；14：三相/d-q轴坐标变换器；15：积分器；16：稳态速度运算器；17：运行开始速度运算器；18：电压固定控制器；19：切换开关；22：开始相位设定器。

具体实施方式

实施方式1．

图1是本发明的实施方式1中的交流旋转机的控制装置的框图。另外，图2是稳态控制时的交流旋转机的控制装置的框图。图4是起动控制时的交流旋转机的控制装置的框图。在图1中，交流旋转机的控制装置对交流旋转机3进行驱动控制，由控制电路1、电力变换器（逆变器）2、电流检测器4、以及电压检测器5构成。

控制电路1是根据电流指令id*、iq*来产生电压指令vd*、vq*、根据电压指令vd*、vq*来产生开关指令su*、sv*、sw*的控制单元。电力变换器2例如是三相电力变换器，进行直流电力与三相交流电力的电力变换，根据开关指令su*、sv*、sw*来产生交流电压并将交流电压向交流旋转机3进行施加。电力变换器2包含相互并联地连接于直流电源的U相、V相、W相的三相变换电路。如众所周知，U相、V相、W相的各变换电路分别包含由正侧和负侧这一对开关构成的臂，在各变换电路的一对开关之间连接三相的交流供电路径Iu、Iv、Iw。在本实施方式中，电力变换器2构成为可变电压可变频率型的三相电力变换器。电力变换器2从控制电路1接受开关指令su*、sv*、sw*，当将直流电力变换为三相交流电力时，根据该开关指令su*、sv*、sw*来产生具有被控制的输出电压以及被控制的角频率的三相交流电力。开关指令su*、sv*、sw*被分别提供给U相、V相、W相的变换电路，各变换电路的一对开关按基于开关指令su*、sv*、sw*的被控制的相位进行通断。

在本实施方式中，交流旋转机3是使用了永久磁石的同步电动机，经由三相的交流供电路径Iu、Iv、Iw而连接在电力变换器2。电流检测器4例如配置在交流供电路径Iu、Iv、Iw，根据从电力变换器2流到交流旋转机3的交流相电流、即U相电流iu和W相电流iw来检测电流。电压检测器5检测施加到电力变换器2的输入侧的输入直流电压Vdc，例如设置在电力变换器2的输入侧，应用检测输入直流电压Vdc的电压传感器。

控制电路1由对于通常的无传感器矢量控制包含交流旋转机3的起动控制的控制系统构成。控制电路1具备有电流指令器11、电流控制器12、d-q轴/三相坐标变换器13、三相/d-q轴坐标变换器14、积分器15、稳态速度运算器16、运行开始速度运算器17、以及电压固定控制器18。电流指令器11根据交流旋转机3的稳态控制时的转矩指令τ*生成电流指令id*、iq*。电流控制器12根据电流指令id*、iq*生成电压指令vd*、vq*。

稳态速度运算器16在交流旋转机3的稳态控制过程中，根据电压指令vd*、vq*以及电流检测值id、iq来推定通常的无传感器矢量控制所需的交流旋转机3的旋转速度即推定旋转角频率ωest1。积分器15根据推定旋转角频率ωest来运算推定旋转相位θest。运行开始速度运算器17在交流旋转机3的运行开始后的规定的期间（后述的起动控制期间SP）内的起动控制（Cs）过程中，根据起动控制时的电压指令vd*、vq*以及电流检测值id、iq来推定稳态控制的运行开始推定旋转角频率ωest0。电压固定控制器18根据与电压指令vd*、vq*有关的调制率PMF来运算对电流指令id*进行校正的d轴电流校正量dV并进行控制使得成为规定的调制率PMF。而且，控制电路1具备有切换开关19，如下地构成：通过起动控制标志（FLs）来选择由稳态速度运算器16推定的推定旋转角频率ωest1或者由运行开始速度运算器17推定的运行开始推定旋转角频率ωest0，通过只切换推定旋转角频率ωest来切换稳态控制和起动控制。

接着，对由控制电路1控制的电力变换器2中的电力变换进行详细说明。作为电力变换的代表性的方式，有正弦波PWM（Pulse WidthModulation：脉宽调制）控制方式、矩形波控制方式、过调制PWM控制方式这3种控制方式。正弦波PWM控制方式作为一般的PWM控制而使用，按照正弦波状的电压指令值与载波（代表性的为三角波）的电压比较来控制各相臂中的开关元件的通断。其结果，对于与上臂的开关元件的接通期间相对应的高电平期间、和与下臂的开关元件的接通期间相对应的低电平期间的集合，控制占空比使得在固定期间内其基波分量成为正弦波。如众所周知，在正弦波PWM控制方式中，作为相对于电力变换器2的输入直流电压Vdc的基波分量的振幅之比的调制率PMF只能提高到0.78倍为止。

另一方面，矩形波控制方式在上述固定期间内将高电平期间以及低电平期间之比为1：1的1个脉冲的矩形波施加给交流旋转机。由此，能够将调制率PMF提高到1。另外，过调制PWM控制方式是在正弦波状的电压指令值的振幅比载波的振幅还大的情况下的调制方式，在使电压指令值的振幅缩小地变形的基础上进行与正弦波PWM控制方式相同的PWM控制。能够使基波分量变形，因此能够将调制率PMF在0.78~1的范围内提高。

在交流旋转机3中，因为当转数、输出转矩增加时交流旋转机3的感应电压变高，所以需要加大电力变换器2的电压指令。因而，在稳态控制中进行按照基于如下控制方式的矢量控制的交流旋转机的电流控制：在感应电压比电力变换器2的最大值输出电压低的区域中是正弦波PWM控制方式、当电压指令进一步变大时是过调制PWM控制方式。另一方面，当感应电压达到电力变换器2的最大值输出电压时，在维持其最大值输出电压的基础上适用按照减弱磁场控制的矩形波控制方式。

然而，在起动控制中，需要在不知道交流旋转机3的自由运转（free-running）速度以及相位的状态下实施交流旋转机3的电流控制，与稳态控制相比需要可靠地实施交流旋转机3的电流控制。在这点上，由于正弦波PWM控制方式对载波的半周期可靠地开关一次，因此能够以所设计的控制响应来进行电流控制。然而，因为在过调制PWM控制方式中，电压指令的基本波大于载波，在这期间电力变换器2的开关不进行通断，因此导致电流控制响应下降。在通过这样的过调制PWM控制方式进行起动控制的情况下，导致控制系统不稳定，无法实施起动控制。

因此，在本实施方式中，为了在起动控制中可靠地实施交流旋转机3的电流控制，使得一定能够以正弦波PWM控制方式实施起动控制时的电流控制，为此在起动控制过程中校正电流指令id*使得电压指令vd*、vq*的交流电压振幅为电力变换器2的最大输出电压以下的固定值。具体地说，在后述的电压固定控制器18中，运算对电流指令id*进行校正的d轴电流校正值dV使得起动控制过程中的调制率PMF在1以下、或者以下，通过在起动控制中实施减弱磁通控制，由此实现稳定的起动控制。

此外，这里，电力变换器2的最大输出电压（三相交流相电压的瞬时振幅最大值）相对于对电力变换器2输入的输入直流电压Vdc而成为Vdc×2/π的值。这与调制率PMF=1相当。另外，在将调制率PMF设为的情况下，电力变换器2的最大输出电压成为Vdc×1/2的值。因此，为了使调制率PMF为1以下，只要校正电流指令id*使得起动控制过程中的电压指令vd*、vq*的交流电压振幅为电力变换器2的输入直流电压Vdc的2/π倍以下的值即可。另外，为了使调制率PMF为以下，只要校正电流指令id*使得起动控制过程中的电压指令vd*、vq*的交流电压振幅为电力变换器2的输入直流电压Vdc的1/2倍以下的值即可。

接着，对交流旋转机的控制装置的工作进行说明。首先，对稳态控制时的无传感器矢量控制的工作进行说明，之后对起动控制的工作进行说明。首先，根据图2对交流旋转机的控制装置的稳态控制时的工作进行说明。图2是以虚线表示图1所示的交流旋转机的控制装置的框图中的稳态控制时不工作的部分的图。交流旋转机的控制装置的稳态控制以图2的实线的路径来进行。

电流指令器11接受转矩指令τ*来生成电流指令id*、iq*，将该电流指令id*、iq*提供给电流控制器12。电流控制器12接受来自电流指令器11的电流指令id*、iq*、来自后述的电压固定控制器18的d轴电流校正量dV、来自后述的三相/d-q轴坐标变换器14的d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq，产生d轴电压指令vd*以及q轴电压指令vq*，使得d轴电流检测值id与d轴电流指令id*和d轴电流校正量dV之和相等、另外使q轴电流检测值iq与q轴电流指令iq*相等。

d-q轴/三相坐标变换器13是从包含正交的d轴以及q轴的旋转二轴坐标向三相时间坐标进行变换的坐标变换器。d-q轴/三相坐标变换器13接受来自电流控制器12的电压指令vd*、vq*、来自后述的积分器15的推定旋转相位θest、以及作为来自电压检测器5的电压检测值的输入直流电压Vdc，按（1）式运算施加在交流旋转机3的端电压的调制率PMF。

$\mathrm{PMF}=\frac{\sqrt{{(\mathrm{vd}*)}^2+{(\mathrm{vq}*)}^2}}{\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}\mathrm{Vdc}}...\left(1\right)$

通过这样运算调制率PMF，能够在矩形波控制方式中将调制率PMF运算为1。d-q轴/三相坐标变换器13根据该调制率PMF生成开关指令su*、sv*、sw*。该开关指令su*、sv*、sw*被提供给电力变换器2。

三相/d-q轴坐标变换器14是从三相时间坐标向包含正交的d轴以及q轴的旋转二轴坐标进行变换的坐标变换器。三相/d-q轴坐标变换器14接受来自电流检测器4的检测电流（交流电流）iu、iw、以及来自后述的积分器15的推定旋转相位θest，将其变换为包含正交的d轴以及q轴的旋转二轴坐标上的d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq。积分器15根据稳态速度运算器16所运算的推定旋转角频率ωest对该值进行积分而运算推定旋转相位θest，并提供给d-q轴/三相坐标变换器13以及三相/d-q轴坐标变换器14。稳态速度运算器16通过自适应观测器来推定旋转角频率，根据旋转二轴坐标上的d轴电流检测值id和q轴电流检测值iq以及电压指令vd*、vq*来运算推定旋转角频率ωest1并提供给积分器15。

电压固定控制器18如下地计算出d轴电流校正值dV使得由d-q轴/三相坐标变换器13运算出的调制率PMF为所期望的调制率指令值PMFref。图3是表示电压固定控制器的结构的一个例子的框图。这里，也可以在电压固定控制器18设置限制器使得调制率指令值PMFref不会为过调制。例如，将进行同步脉冲控制的稳态控制过程中的调制率PMF的上限设定得比例如进行非同步控制的起动控制过程中的调制率PMF的上限更高为宜。即，切换稳态控制过程中的电压指令的交流电压振幅的最大设定值、和起动控制过程中的电压指令的交流电压振幅的最大设定值，将稳态控制过程中的电压指令的交流电压振幅的最大设定值设定得更高为宜。作为一个例子，将稳态控制过程中的电压指令值的交流电压振幅的最大设定值设定为电力变换器的输入直流电压的2/π倍的值、将起动控制过程中的电压指令值的交流电压振幅的最大设定值设定为电力变换器的输入直流电压的1/2倍的值。由此，在非同步控制的情况下设定为PMFref=0.78左右，在同步脉冲控制的情况下设定为PMFref=1.0左右。

首先，通过加减法器18a如式（2）那样从调制率指令PMFref减去调制率PMF，计算出调制率偏差ΔPMF。

ΔPMF=PMFref－PMF···（2）

运算出的调制率偏差ΔPMF被输入减弱控制增益18b，对它的输出，通过了低通滤波器（LPF）18c以及限制器电路18d的值被运算为d轴电流校正值dV。这里，在图3所示的电压固定控制器18中，将低通滤波器18c的截止设定为几rad/s。在本实施方式中。截止例如设定为2πrad/s。另外，在限制器电路18d中，进行限制使得d轴电流校正值dV不为正值。根据这样的工作，进行减弱磁通控制，能够使交流旋转机3运行到高速域。

此外，在以图2所示的结构进行交流旋转机3的控制的情况下，为了开始高速旋转的交流旋转机3的运行而需要d轴电流校正量dV、推定旋转角频率ωest、以及推定旋转相位θest的初始值。这三个初始值能够通过实施后述的起动控制来求出。

接着，根据图4对交流旋转机的控制装置的起动控制时的工作进行说明。图4是以虚线示出图1所示的交流旋转机的控制装置的框图中的起动控制时不工作的部分的图。交流旋转机的控制装置的起动控制以图4的实线的路径来进行。该起动控制从电力变换器2停止电力变换工作而交流旋转机3处于自由运转状态时起，起动电力变换器2，使其电力变换工作开始，当通过该电力变换器2起动交流旋转机3时进行。

具体地说，起动控制中，将从起动了电力变换器2的时间点起的起动控制期间设为SP[秒（sec）]，在该期间内由以图4的实线所示的结构来使交流旋转机的控制装置工作，计算出运行开始推定旋转角频率ωest0。图5是示出起动时的调制率PMF和d轴电流id的时序图的图。在图5中，在从交流旋转机3的起动时（St）开始的起动控制期间SP的期间进行起动控制（Cs），这之后切换为稳态控制（Cc）。刚刚起动后，调制率PMF上升，在变动中稳定于0.78。并且，当切换为稳态控制时，调制率PMF变得接近1。另外，由于在起动控制时，控制电路1进行减弱控制（Cw），因此d轴电流id暂时流向负方向。这里，起动控制期间SP是数十毫秒~数百毫秒的期间，在本实施方式中例如设定为100[msec]。

通过切换起动控制和稳态控制，将在起动控制过程中由运行开始速度运算器17所生成的运行开始推定旋转角频率ωest0设为推定旋转角频率ωest的初始值。此外，由运行开始速度运算器17所生成的运行开始推定旋转角频率ωest0还被输入稳态速度运算器16，能够利用为稳态控制开始时的推定旋转角频率ωest1的初始值。另外，将根据运行开始推定旋转角频率ωest0运算出的积分器15的输出设为稳态控制的推定旋转相位θest的初始值。而且，能够将在起动控制过程中由电压固定控制器18运算出的d轴电流校正量dV设为稳态控制的d轴电流校正量dV的初始值。由此，能够以图2所示的交流旋转机的控制装置的结构获得为了开始以高速旋转的交流旋转机3的运行所需的d轴电流校正量dV、推定旋转角频率ωest、以及推定旋转相位θest的初始值，能够平滑地转移为稳态控制。

这里，对起动控制的工作进行说明。在图4中，电流指令器11接受转矩指令τ*来生成起动控制过程中的电流指令id*、iq*。该电流指令id*、iq*是在起动控制过程中交流旋转机3不产生转矩的指令值，例如通过在起动控制过程中设定为τ*=0，由此设定为电流指令id*=0、iq*=0。在起动控制过程中，电流指令器11将该电流指令id*、iq*提供给电流控制器12。

电流控制器12接受来自电流指令器11的电流指令id*、iq*、来自电压固定控制器18的d轴电流校正量dV、来自三相/d-q轴坐标变换器14的d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq，产生d轴电压指令vd*以及q轴电压指令vq*，使得d轴电流检测值id与d轴电流指令id*和d轴电流校正量dV之和相等、另外使q轴电流检测值iq与q轴电流指令iq*相等。此外，起动控制过程中的电流控制器12需要对交流旋转机3的自由运转频率的较高的频率响应，在本实施方式中例如如果交流旋转机3的自由运转频率为电角频率的300Hz，则将电流控制器12的电流控制响应设定为300Hz以上。

d-q轴/三相坐标变换器13接受来自电流控制器12的电压指令vd*、vq*、来自积分器15的推定旋转相位θest、以及来自电压检测器5的输入直流电压Vdc来生成开关指令su*、sv*、sw*。该开关指令su*、sv*、sw*被提供给电力变换器2。三相/d-q轴坐标变换器14接受来自电流检测器4的检测电流iu、iw、以及来自积分器15的推定旋转相位θest，将其变换为包含正交的d轴以及q轴的旋转二轴坐标上的d轴电流检测值id以及q轴电流检测值iq。因为在该起动控制期间SP中，从电力变换器2流到交流旋转机3的3相交流电流iu、iv、iw被控制为转矩为零的电流，因此在起动控制过程中不产生不需要的转矩，能够稳定地起动交流旋转机3。

接着，对提供给d-q轴/三相坐标变换器13以及三相/d-q轴坐标变换器14的推定旋转相位θest的运算方法进行说明。图6是表示运行开始速度运算器17的结构的框图。在图6中，Ts是S/W运算周期、T=1/ωc[s/rad]是截止频率的倒数。运行开始速度运算器17根据起动控制时的电压指令vd*、vq*以及电流检测值id、iq推定稳态控制开始时的旋转角频率ωest。通过将该推定出的旋转角频率ωest由积分器15进行累计，在起动控制过程中推定推定旋转相位θest、即交流旋转机3的旋转相位。

在交流旋转机3为使用了永久磁石的同步电动机的情况下，该d-q轴上的电压方程式能够以（3）式表示。因为通过展开（3）式获得（3a）式、（3b）式，因此旋转角频率ω能够分别表示为根据（3a）式的（4）式和根据（3b）式的（5）式。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{sLd}& -\mathrm{\ωLq}\\ \mathrm{\ωLd}& R+\mathrm{sLq}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φ}\end{array}\right]...\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{vd}=(R+\mathrm{sLd})\mathrm{id}-\mathrm{\ωLqiq}..\left(3a\right)\\ \mathrm{vq}=\mathrm{\ωLdid}+(R+\mathrm{sLq})\mathrm{iq}+\mathrm{\ω\φ}..\left(3b\right)\end{array}\right.$

$\mathrm{\ω}=\frac{(R+\mathrm{sLd})\mathrm{id}-\mathrm{vd}}{\mathrm{Lqiq}}...\left(4\right)$

$\mathrm{\ω}=\frac{\mathrm{vq}-(R+\mathrm{sLq})\mathrm{iq}}{\mathrm{Ldid}+\mathrm{\φ}}...\left(5\right)$

这里，R是交流旋转机3的电枢电阻、Ld是d轴分量的电感、Lq是q轴分量的电感、φ是永久磁石的电枢交链磁通、ω是交流旋转机3的旋转角频率、s是拉普拉斯算子。根据（4）式、（5）式，关于旋转角频率ω的运算式存在两个，但是当考虑被零除等时，将（5）式用于运算为宜。这里，根据（5）式，通过使用电压指令vq*来代替vq，能够以（6）式、（7）式分别推定与使用了永久磁石的同步电动机的磁铁位置同步旋转的旋转角频率的推定值ωest以及旋转相位的推定值θest。

$\mathrm{\ωest}=\frac{\mathrm{vq}*-(R+\mathrm{sLq})\mathrm{iq}}{\mathrm{Ldid}+\mathrm{\φ}}...\left(6\right)$

θest＝∫ωest dt···(7)

其中，在（6）式中由于式中包含微分项，因此在实际构成控制系统时，优选为构成为考虑噪声等如（8）式那样成为伪微分。

$s\≅\frac{s}{\mathrm{Ts}+1}...\left(8\right)$

这里，T是积分时间常数、s是拉普拉斯算子。而且，为了提高起动控制的稳定性，以（9）式运算补偿电压Vcmp，变更（6）式，根据（10）式来推定旋转角频率。

Vcmp＝G_PI(0-vd*)···(9)

$\mathrm{\ωest}=\frac{\mathrm{vq}*+\mathrm{Vcmp}-(R+\mathrm{sLq})\mathrm{iq}}{\mathrm{Ldid}+\mathrm{\φ}}$ ：正向旋转的情况…（10）

$\mathrm{\ωest}=\frac{\mathrm{vq}*-\mathrm{Vcmp}-(\stackrel{\·}{R}+\mathrm{sLq})\mathrm{iq}}{\mathrm{Ldid}+\mathrm{\φ}}$ ：反向旋转的情况

这里，G_PI是比例积分增益。如前所述，对提供给d-q轴/三相坐标变换器13以及三相/d-q轴坐标变换器14的相位信息进行运算，由此通过由d-q轴/三相坐标变换器13以及三相/d-q轴坐标变换器14进行坐标变换，从而能够进行稳定的起动控制，能够稳定地起动交流旋转机3。

接着，对电压固定控制器18的工作进行说明。电压固定控制器18与进行稳态控制使得由d-q轴/三相坐标变换器13运算出的调制率PMF成为所期望的调制率指令值PMFref的情况相同地，计算出d轴电流校正值dV。关于电压固定控制器18的结构，使用与稳态控制相同的结构。然而，在起动控制中，因为需要一定程度的电流控制响应，因此一般使用非同步PWM调制。在这种情况下，优选设定为PMFref＝0.78以下使得调制率指令值PMFref不会为过调制。由此，电压固定控制器18的工作如调制率PMF的限制器那样进行工作。另外，转移到稳态控制的情况下没有特别的变更，能够保持通过起动控制所获得的d轴电流校正量dV、不变更控制系统而转移到稳态控制。

此外，在进行减弱控制来进行起动控制的情况下，除了所推定的旋转角频率以及旋转相位角之外，还将减弱电流指令值设为d轴电流校正量dV的初始值，由此能够一边进行减弱磁通控制一边开始交流旋转机3的无传感器矢量控制。

这样，在起动控制过程中由运行开始速度运算器17计算出运行开始推定旋转角频率ωest0，因此不依赖于电力变换器2的输入直流电压条件、交流旋转机3的旋转角频率，能够生成能够将电压指令vd*、vq*的交流电压振幅设为电力变换器2的最大输出电压以下的固定值、即能够将调制率PMF设为固定的减弱电流指令。根据该减弱电流指令来校正d轴电流指令id*，通过根据d轴电流指令id*来实施起动控制，能够一边进行减弱磁场控制一边进行起动控制。并且，通过将调制率PMF设为控制电路1所产生的电压指令相对于电力变换器2的输入直流电压的振幅之比，即使在电力变换器2的输入直流电压变动的情况下，也能够向交流旋转机3施加按照电压指令的电压，能够可靠地实施减弱磁场控制，能够实现对交流旋转机3可靠且稳定的起动控制。

另外，在交流旋转机3高速旋转、交流旋转机3的无负荷感应电压变得比电力变换器2的输入直流电压Vdc还大的过调制PWM调制区域中，通过实施减弱控制使得电压指令vd*、vq*的交流电压振幅为电力变换器2的最大输出电压以下的固定值、即调制率PMF为1以下，能够防止过调制导致的控制的不稳定化，实现对交流旋转机3进行可靠且稳定的起动控制。因此，在进行交流旋转机、特别是使用了永久磁石的同步电动机的无位置传感器矢量控制的情况下，能够进行如下控制：在起动控制时重视响应性，能够可靠且稳定地进行再起动，在稳态控制时重视了效率。

而且，当交流旋转机3的感应电压达到电力变换器2的最大值输出电压时，有时在维持该最大电压的基础上适用按照减弱磁场控制的矩形波控制方式。在这种情况下，控制电路1将能够通过矩形波控制方式输出的交流电压的振幅的最大值定义为电力变换器2的输入直流电压Vdc，将调制率PMF设为1。由此，能够可靠地实施减弱磁场控制，能够实现对交流旋转机3可靠且稳定地进行起动控制。

实施方式2．

图7是本发明的实施方式2中的交流旋转机的控制装置的框图。在图7中，在控制电路21中设置了开始相位设定器22这点与实施方式1不同。除此以外的结构与实施方式1相同，附加了与图1相同的附图标记的部分是相同或者与其相当的部分。开始相位设定器22根据作为流经交流旋转机3的交流电流的检测电流iu、iw来计算出在开始起动控制时的交流旋转机3的通电开始旋转相位θ0。

图8中示出开始相位设定器22的结构例的一个例子。在图8所示的开始相位设定器22中设为根据旋转坐标轴上的检测电流iu、iw来输出起动控制开始时的通电开始旋转相位θ0的结构。具体地说，开始相位设定器22由比较电路22b、采样保持电路22c、表格参照电路22d、切换开关22a、加法器22e以及相位调整电路22f构成。比较电路22b将检测电流iu、iw与电流阈值（Ith）进行比较，检测相电流中的一个超过电流阈值而建立标志1（FL1）。并且，经由采样保持电路22c来建立标志2（FL2），表格参照电路22d参照示出起动控制刚刚开始后的交流旋转机3的相位与3相交流电流iu、iv、iw的关系的表格。切换开关22a根据交流旋转机3的旋转方向（Rdir）为正转（F）或反转（R）来选择校正值。在正转的情况下，校正值成为0，在反转的情况下，校正值成为π。在加法器22e中，将由表格参照电路22d所获得的相位与切换开关22a所选择的校正值进行相加，由相位调整电路22f来进行相位调整，设定通电开始旋转相位θ0。这样，开始相位设定器22能够在交流旋转机3的运行开始后的规定的期间内根据3相交流电流iu、iv、iw来运算交流旋转机3的通电开始旋转相位θ0。

通过由开始相位设定器22设定通电开始旋转相位θ0，根据从起动了电力变换器2的时间点起与起动控制期间SP相比足够短的时间的期间的电流的行为，例如能够以60度的刻度的精度来设定通电开始旋转相位，因此能够减低起动控制刚刚开始后的电流振幅的变动以及转矩冲击，能够可靠且稳定地再起动。因此，在交流旋转机3高速旋转而交流旋转机3的无负荷感应电压变得比电力变换器2的输入直流电压Vdc还大的过调制PWM调制区域中实施减弱控制使得调制率PMF为1以下的情况下，能够在起动开始后的短时间内获得旋转相位，能够使调制率PMF更快地收敛为固定值。

Claims (5)

1.一种交流旋转机的控制装置，该交流旋转机的控制装置以无位置传感器的方式通过电力变换器来控制使用了永久磁石的同步机，该交流旋转机的控制装置具备：

控制单元，根据电流指令产生电压指令，并根据所述电压指令产生开关指令；

电力变换器，根据所述开关指令产生交流电压，并将所述交流电压施加到交流旋转机；

电压检测器，检测所述电力变换器的输入直流电压；以及

电流检测器，检测流经所述交流旋转机的交流电流，其特征在于，

所述控制单元

在稳态控制中，根据所述交流旋转机的运转状态，在所述交流电压的振幅从零到所述输入直流电压的2/π以下的范围内控制所述电力变换器，

在对处于自由运转状态的所述交流旋转机进行起动所述电力变换器的情况下，进行基于电流控制的起动控制，

在从起动了所述电力变换器的时间点开始到经过规定期间之间的起动控制期间中，以使所述电压指令的交流电压振幅成为所述电力变换器对载波的半周期开关一次的交流电压振幅的方式，通过根据所述电压指令的振幅与所述输入直流电压的偏差以使得调制率PMF为1以下的方式来生成d轴电流指令值，从而进行减弱磁场控制，根据此时的所述交流电流和所述电压指令来运算所述交流旋转机的旋转角频率。

2.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述控制单元在所述起动控制过程中的所述电压指令的交流电压振幅为所述电力变换器的输入直流电压的1/2倍以下的值。

3.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述控制单元切换稳态控制过程中的所述电压指令的交流电压振幅的最大设定值、和所述起动控制过程中的所述电压指令的交流电压振幅的最大设定值。

4.根据权利要求3所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述控制单元将所述稳态控制过程中的所述电压指令的交流电压振幅的最大设定值设定为所述电力变换器的输入直流电压的2/π倍的值，将所述起动控制过程中的所述电压指令的交流电压振幅的最大设定值设定为所述电力变换器的输入直流电压的1/2倍的值。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于，

所述控制单元具有开始相位设定器，

所述开始相位设定器在所述交流旋转机的运行开始后的规定的期间内的起动控制过程中，根据所述交流电流来运算所述交流旋转机的旋转相位。