CN114514690B - 电机的控制方法及电机控制装置 - Google Patents

Abstract

通过电机的控制方法，使用通过由PWM控制而驱动的逆变器对直流电压进行了转换的交流的施加电压控制电机。在控制方法中，计算相对于逆变器的电压指令值，以实现电机中所期望的扭矩输出，根据表示逆变器的转换前后的施加电压相对于直流电压的比率的调制率，计算使电压指令值和施加电压之间保持线性关系性的补偿增益，使用上限值对补偿增益进行限制，通过对电压指令值乘以被限制的补偿增益，计算补偿电压指令值，通过使用补偿电压指令值驱动逆变器，对电机施加施加电压。在调制率的变动大的情况下，上限值被设定为变小。

Description

电机的控制方法及电机控制装置

技术领域

本发明涉及电机的控制方法及电机控制装置。

背景技术

为了向交流电机供给交流电力，进行通过使用了PWM(Pulse Width Modulation)控制的逆变器的操作，将从直流电源供给的直流电力转换成交流电力进行供给。在这种PWM控制中，有时成为交流电压的输出相对于直流电压的输入的比即调制率超过1的过调制控制。

为了维持电机的控制性，期望相对于作为控制对象的电机的电压指令值和实际上施加至电机的施加电压为比例关系，且具有以一次函数表示的线性响应性。在过调制控制中产生电压下降，因此，为了补偿电压下降量，预先对电压指令值乘以补偿增益，由此实现线性响应性的维持。

在此，有时由于高次谐波等的影响，PWM控制中的调制率发生变动而暂时性地变大。当考虑到电压下降而预先对电压指令值乘以补偿增益时，在调制率暂时地变大的情况下，对交流电机的施加电压可能超过适当的范围。进而，在控制装置中进行反馈控制的情况下，来自电机的输出不适当，因此，可能不能适当生成指令值。于是，已知有通过对补偿增益设定上限而实现线性响应性的维持的技术(WO2019/176109A1)。

发明内容

但是，根据PWM控制的方法不同，调制率的变动的产生频率及变动幅度各异。因此，存在如下课题，当一样地设定补偿增益的上限时，可能不能维持线性响应性。于是，为了解决上述课题，本发明的目的在于，提供实现线性响应性的维持的电机的控制方法。

用于解决问题的技术方案

根据本发明的某方式，通过电机的控制方法，使用通过由PWM控制而驱动的逆变器对直流电压进行了转换的交流的施加电压控制电机。在控制方法中，计算相对于逆变器的电压指令值，以实现电机中所期望的扭矩输出，根据表示逆变器的转换前后的施加电压相对于直流电压的比率的调制率，计算使电压指令值和施加电压之间保持线性关系性的补偿增益，使用上限值对补偿增益进行限制，通过对电压指令值乘以被限制的补偿增益，计算补偿电压指令值，通过使用补偿电压指令值驱动逆变器，对电机施加施加电压。在调制率的变动大的情况下，上限值被设定为变小。

附图说明

图1是第一实施方式的电机的控制装置的概略结构图。

图2是说明补偿增益的设定方法的例子的图。

图3是增益补偿控制的流程图。

图4是切换补偿增益上限值时的时序图。

图5是第二实施方式的电机的控制装置的概略结构图。

图6是增益补偿控制的流程图。

图7是切换补偿增益上限值时的时序图。

图8是第三实施方式的电机的控制装置的概略结构图。

图9是增益补偿控制的流程图。

图10是切换补偿增益上限值时的时序图。

图11是第四实施方式的电机的控制装置的概略结构图。

图12是增益补偿控制的流程图。

图13是切换补偿增益上限值时的时序图。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的各实施方式进行说明。此外，在以下的说明中，为了简化记载，如“dq轴电流值(i_d、i_q)”、及“三相电流值(i_u、i_v、i_w)”等那样，根据需要对电流及电压等的三相成分及d－q坐标成分进行统一记载。

(第一实施方式)

以下，对本发明的第一实施方式进行说明。

图1是第一实施方式的电机的控制装置100的概略结构图。即，本实施方式的电机的控制方法由该控制装置100执行。

如图所示，本实施方式的控制装置100是搭载于电动车辆等且控制与车辆的驱动轮连接的作为电动机的电机200的动作的装置。特别是，控制装置100根据基于加速踏板(未图示)的踏入量等而确定的扭矩指令值T^*，控制电机200。

本实施方式的控制装置100具有：电压指令值运算部1，其基于扭矩指令值T^*运算dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)；电压补偿处理部2，其进行基于调制率m的线性补偿处理；输出控制部3，其基于线性补偿处理后的电压指令值即补偿后dq轴电压指令值(v_dcomp ^*、v_qcomp ^*)对电机200施加电压；控制模式判定部4，其基于电机200的驱动状态进行控制模式的判定。此外，在本实施方式中，控制模式判定部4判定通过同步PWM控制或非同步PWM控制的哪一个进行输出控制部3中进行的PMM控制。

电压指令值运算部1、电压补偿处理部2、输出控制部3、及控制模式判定部4由具备CPU等各种运算控制装置、ROM及RAM等各种存储装置、以及输入输出接口等的一个或多个计算机实现。以下，对电压指令值运算部1、电压补偿处理部2、输出控制部3、及控制模式判定部4的详细内容进行说明。

电压指令值运算部1具有电流指令生成部11、干涉电压生成部12、电流矢量控制部13。

电流指令生成部11接收扭矩指令值T^*、输出控制部3的驱动中使用的作为电源电压的直流电压V_dc、从转速运算部34输出的电机转速N、及从控制模式判定部4输出的调制模式信号MOD_mode。然后，电流指令生成部11基于这些输入，运算d轴电流指令值i_d ^*、及q轴电流指令值i_q ^*。

详细而言，调制模式信号MOD_mode表示进行同步PWM控制或非同步PWM控制的哪一个。电流指令生成部11基于针对每个控制模式设置的表即确定扭矩指令值T^*、直流电压V_dc、及电机转速N和dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)之间的关系的规定的表，运算dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)。此外，该表例如是从在规定的电机温度的情况下得到所期望的扭矩的观点出发通过实验或解析的方法对电机转速N及扭矩指令值T^*预先确定了适当的dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)的表。

而且，电流指令生成部11将运算出的dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)输出到电流矢量控制部13。

干涉电压生成部12获取扭矩指令值T^*、输出控制部3的驱动中使用的作为电源电压的直流电压V_dc、及电机转速N。干涉电压生成部12使用通过实验或解析而预先确定的表，根据扭矩指令值T^*、直流电压V_dc、及电机转速N，运算抑制电机200的控制中的在d轴及q轴之间相互干涉的速度电动势项那样的、d轴干涉电压v_{d_dcpl} ^*、及q轴干涉电压v_{q_dcpl} ^*。干涉电压生成部12将运算出的dq轴干涉电压(v_{d_dcpl} ^*、v_{q_dcpl} ^*)输出到电流矢量控制部13。

电流矢量控制部13从电流指令生成部11接收dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)，从干涉电压生成部12接收dq轴干涉电压(v_{d_dcpl} ^*、v_{q_dcpl} ^*)。进而，电流矢量控制部13从输出控制部3的UVW相/dq轴转换部35，接收作为电机200的输出电流的d轴电流值i_d、及q轴电流值i_q。

电流矢量控制部13基于dq轴电流值(i_d、i_q)、dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)、及dq轴干涉电压(v_{d_dcpl} ^*、v_{q_dcpl} ^*)，通过非干涉控制、及电流反馈控制进行电流矢量控制，由此，运算d轴电压指令值v_d ^*及q轴电压指令值v_q ^*，以使由UVW相/dq轴转换部35获取的dq轴电流值(i_d、i_q)接近dq轴电流指令值(i_d ^*、i_q ^*)。而且，电流矢量控制部13将运算出的dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)输出到电压补偿处理部2的调制率运算部21及电压线性补偿部25。

另外，如调制模式信号MOD_mode所示，在输出控制部3，进行同步PWM控制或非同步PWM控制的哪一个的PMM控制。在同步PWM控制中，在输出控制部3进行的PMW控制中使用规定周期的单一载波频率。在非同步PWM控制中，在输出控制部3进行的PMW控制中，通过在规定的周期改变频率而使用多个载波频率。

于是，在电压指令值运算部1中，基于控制模式确定载波频率f_carrier，将所确定的载波频率f_carrier输出到输出控制部3(逆变器33)。此外，在该实施方式中，从电流矢量控制部13输出载波频率f_carrier，但这是为了将来自电压指令值运算部1的输出汇集于电流矢量控制部13。详细而言，载波频率f_carrier在电流指令生成部11中被确定后，从电流矢量控制部13输出。

电压补偿处理部2具有调制率运算部21、补偿增益运算部22、补偿限制切换部23、补偿增益限制部24、电压线性补偿部25。

调制率运算部21获取直流电压V_dc，并且从电流矢量控制部13接收dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)。调制率运算部21基于下式(1)、(2)，根据直流电压V_dc及dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)运算调制率m。

[数学式1]

在此，V_a ^*是指dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)的振幅。以下，将V_a ^*称为“电压振幅指令值V_a ^*”。即，电压振幅指令值V_a ^*根据以下的式(2)确定。

[数学式2]

即，调制率m是作为dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)的大小(有效值)相对于直流电压V_dc的比例而求得的参数，相当于输出控制部3中的PWM控制进行的转换后的交流电压相对于转换前的直流电压的执行值的比例。因此，调制率m为1以下的区域是直流电压V_dc相对于dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)具有余量的通常调制区域，调制率m超过1的区域成为过调制区域。而且，调制率运算部21将调制率m输出到补偿增益运算部22、及补偿限制切换部23。

补偿增益运算部22从调制率运算部21接收调制率m。补偿增益运算部22参照预先存储于控制装置100的未图示的存储器等的调制率－补偿增益表，根据调制率m设定补偿增益K_comp。

图2是表示调制率－补偿增益表的图表。该图中示出根据调制率m而设定的补偿增益K_comp(调制率－补偿增益表)。在调制率为1以上的情况下，设定随着调制率m的增加而变大那样的1以上的补偿增益K_comp。

在调制率为1以上的情况下，设定1以上的补偿增益K_comp的原因如下。在成为调制率m≥1的过调制区域，基于dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)的大小超过由直流电压V_dc引起的限制，因此，不能将向电机200的输出电压完全调整成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)。因此，相对于三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)的波形，向电机200的输出电压的波形的峰值部分产生台状欠缺的电压下降。

于是，在过调制区域，作为相对于三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)的补偿增益K_comp，设定比1大的值。由此，能够抑制电压下降引起的输出的降低，其结果，能够保持电机200的控制中的线性响应性。

此外，在调制率比1小的通常调制区域，未产生电压下降而不需要进行补偿，因此，设定1作为补偿增益K_comp。

补偿限制切换部23从调制率运算部21接收调制率m、及从控制模式判定部4接收调制模式信号MOD_mode。在此，调制模式信号MOD_mode表示进行非同步PWM控制或同步PWM控制的哪一个的控制。于是，补偿限制切换部23根据下表设定补偿增益上限值K_upper。

[表1]

MOD_mode	Kupper
		非同步PWM控制	Kupper_Async
同步PWM控制	Kupper_Sync

即，在进行非同步PWM控制的情况下，设定K_{upper_Async}作为补偿增益上限值K_upper，在进行同步PWM控制的情况下，设定K_{upper_Sync}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_Sync}比K_{upper_Async}大。

补偿增益限制部24对从补偿增益运算部22输出的补偿增益K_comp进行限制，使得上限成为补偿增益上限值K_upper，并将限制补偿增益K_{comp_lim}输出到电压线性补偿部25。

电压线性补偿部25从补偿增益限制部24接收限制补偿增益K_{comp_lim}。而且，电压线性补偿部25基于dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)及限制补偿增益K_{comp_lim}，运算补偿后d轴电压指令值v_dcomp ^*及补偿后q轴电压指令值v_qcomp ^*。

具体而言，电压线性补偿部25首先基于下式，根据dq轴电压振幅指令值(v_d ^*、v_q ^*)、及限制补偿增益K_{comp_lim}，运算补偿后dq轴电压指令值(V_dcomp ^*、V_qcomp ^*)。电压线性补偿部25将运算出的补偿后dq轴电压指令值(v_dcomp ^*、v_qcomp ^*)输出到输出控制部3。

[数学式3]

输出控制部3具备dq轴/UVW相转换部31、PWM转换部32、逆变器33、转速运算部34、UVW相/dq轴转换部35、电压传感器36。

dq轴/UVW相转换部31从电压线性补偿部25接收补偿后dq轴电压指令值(v_dcomp ^*、v_qcomp ^*)。而且，dq轴/UVW相转换部31使用由后述的位置检测传感器201检测的电机200的转子的电气角θ，基于下式将补偿后dq轴电压指令值(v_dcomp ^*、v_qcomp ^*)转换成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)。

[数学式4]

PWM转换部32获取从电压传感器36输出的直流电压V_dc、及来自dq轴/UVW相转换部31的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)。PWM转换部32通过失效时间补偿处理及电压利用率提高处理，生成与(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)对应的功率元件驱动信号(D_uu ^*、D_ul ^*、D_vu ^*、D_vl ^*、D_wu ^*、D_wl ^*)。然后，PWM转换部32将生成的功率元件驱动信号(D_uu ^*、D_ul ^*、D_vu ^*、D_vl ^*、D_wu ^*、D_wl ^*)输出到逆变器33。

逆变器33在被供给了利用电压传感器36检测电压的来自蓄电池的直流电压V_dc的状态下，从电压指令值运算部1接收载波频率f_carrier、及来自PWM转换部32的功率元件驱动信号(D_uu ^*、D_ul ^*、D_vu ^*、D_vl ^*、D_wu ^*、D_wl ^*)。逆变器33基于该驱动信号比较载波频率f_carrier和功率元件驱动信号(D_uu ^*、D_ul ^*、D_vu ^*、D_vl ^*、D_wu ^*、D_wl ^*)的大小关系，由此，驱动未图示的驱动电路(三相桥接电路)的功率元件。由此，能够将直流电压V_dc模拟地转换成三相交流电压(v_u、v_v、v_w)并施加至电机200。

电机200根据由逆变器33施加的三相交流电压(v_u、v_v、v_w)，对各相输出U相电流i_u、V相电流i_v、及W相电流i_w，实现所期望的输出扭矩。

另外，在电机200中设置有检测转子的电气角θ的位置检测传感器201。由位置检测传感器201检测到的电气角θ被输出到dq轴/UVW相转换部31、转速运算部34、及UVW相/dq轴转换部35。

转速运算部34根据来自位置检测传感器201的电气角θ的单位时间的变化量(＝电机角速度)，运算电机转速N。转速运算部34将电机转速N输出到电流指令生成部11及干涉电压生成部12。

在逆变器33和电机200之间，在U相配线上设置有电流传感器37u，在V相配线上设置有电流传感器37v。由U相电流传感器37u检测的U相电流i_u、及由V相电流传感器37v检测的V相电流i_v输出到UVW相/dq轴转换部35。

UVW相/dq轴转换部35基于来自位置检测传感器201的电气角θ、来自电流传感器37u的U相电流i_u、及来自电流传感器37v的V相电流i_v，运算dq轴电流值(i_d、i_q)。

详细而言，首先，UVW相/dq轴转换部35基于下式运算W相电流i_w。

[数学式5]

i_w＝-i_u-i_v…(5)

即，U相电流i_u、V相电流i_v、及W相电流i_w中，相位彼此相差120°，因此，能够基于U相电流i_u及V相电流i_v，根据式(5)确定W相电流i_w。

进而，UVW相/dq轴转换部35基于电气角θ，使用下式进行从三相电流值(i_u、i_v、i_w)向dq轴电流值(i_d、i_q)的转换。

[数学式6]

UVW相/dq轴转换部35将求得的dq轴电流值(i_d、i_q)反馈给电流矢量控制部13。

控制模式判定部4从电压传感器36接收直流电压V_dc，从电流矢量控制部13接收dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)、及从UVW相/dq轴转换部35接收dq轴电流值(i_d、i_q)。然后，控制模式判定部4基于这些参数之间的关系是否满足规定条件，选择是否进行同步PWM控制或非同步PWM控制。例如，在进行需要对电机200施加超过直流电压V_dc的电压的过调制控制的情况下选择非同步PWM控制。控制模式判定部4将表示选择的PWM控制方法的调制模式信号MOD_mode输出到电流指令生成部11、补偿限制切换部23、及PWM转换部32。

在此，使用图3说明由补偿限制切换部23、补偿增益限制部24、及电压线性补偿部25进行的一连串的增益补偿控制。

图3是表示增益补偿控制的流程图。通过执行在控制模式判定部4中存储的程序，而进行增益补偿控制。

在步骤S1中，补偿限制切换部23判定调制模式信号MOD_mode所示的控制模式是否为非同步PWM控制。然后，在进行非同步PWM控制的情况下(S1：是)，接着进行步骤S2的处理。在未进行非同步PWM控制的(进行同步PWM控制)情况下(S1：否)，接着进行步骤S3的处理。

在步骤S2中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Async}作为补偿增益上限值K_upper。在步骤S3中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Sync}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_Sync}比K_{upper_Async}大，因此，通过对K_{upper_Async}加上规定值、或乘以规定的比例，也可以求得K_{upper_Sync}。这些设定是根据表1进行的。

在步骤S4中，补偿增益限制部24对从补偿增益运算部22输出的补偿增益K_comp进行限制，以使其上限成为补偿增益上限值K_upper，并计算限制补偿增益K_{comp_lim}。

此外，补偿限制切换部23在检测到调制模式信号MOD_mode所示的模式的切换的情况下，作为补偿增益上限值K_upper的设定值进行K_{upper_Async}和K_{upper_Sync}的切换，但该方式也可以不以脉冲方式而以逐渐变化的方式进行。

图4是切换补偿增益上限值K_upper时的时序图。根据该图，在时刻t₄，将控制模式从非同步PWM控制切换至同步PWM控制。在这种情况下，在时刻t₀～t₄，设定K_{upper_Async}作为K_upper。而且，切换控制模式后，在时刻t₄～t₆，K_upper以从K_{upper_Async}向K_{upper_Sync}逐渐变大的方式变化，在时刻t₆以后，K_upper成为K_{upper_Sync}。这样，通过逐渐进行K_upper的切换，能够抑制上限值的急剧减少的变化，因此，能够提高控制的稳定性。

此外，K_{upper_Sync}也可以设定为比K_{upper_Async}大很多。这是由于，在进行同步PWM处理的情况下，调制率m为1以下，对补偿增益K_comp进行限制的必要性极低。因此，图3中，在不进行非同步PWM控制而进行同步PWM控制的情况下(S1：否)，使用较大的K_{upper_Sync}对补偿增益K_comp进行限制处理，由此，能够在范围更宽的电压维持线性响应性。

另外，作为另一例，图3中，在不进行非同步PWM控制的情况下(S1：否)，也可以不进行步骤S4的限制处理。在该例的情况下，补偿增益限制部24将补偿增益K_comp作为限制补偿增益K_{comp_lim}输出至电压线性补偿部25。在进行同步PWM处理的情况下，调制率m为1以下，对补偿增益K_comp进行限制的必要性极低，因此，在进行同步PWM控制的情况下，通过省略对补偿增益K_comp的限制处理，能够在范围更宽的电压维持线性响应性。

根据这种第一实施方式，能够得到以下的效果。

在第一实施方式的电机200的控制方法中，电压指令值运算部1基于扭矩指令值T^*，计算dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)。在电压补偿处理部2中，补偿增益运算部22对施加电压相对于直流电压V_dc(直流电压)的调制率求得补偿增益K_comp，以使dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)和向电机200的施加电压的大小关系成为比例关系(线性响应性)。补偿增益限制部24根据补偿增益上限值K_upper对补偿增益K_comp进行限制，由此，计算限制补偿增益K_{comp_lim}。进而，电压线性补偿部25通过dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)乘以限制补偿增益K_{comp_lim}，计算补偿后dq轴电压指令值(v_dcomp ^*、v_qcomp ^*)。然后，在调制率m的变动大的情况下，补偿限制切换部23更小地设定补偿增益上限值K_upper。

在调制率m的变动大的情况下，当使用较大的补偿增益上限值K_upper时，从逆变器33对电机200施加的电压可能过大，但通过使用较小的K_{upper_Async}作为补偿增益上限值K_upper来限制补偿增益K_comp，能够抑制对电机200施加过大的电压。其结果，能够在电机200中抑制扭矩及电流的变动。

在第一实施方式的电机200的控制方法中，在调制率m的变动大的情况下，补偿限制切换部23更大地设定补偿增益上限值K_upper，或补偿增益限制部24不对补偿增益K_comp进行限制处理而输出限制补偿增益K_{comp_lim}。

在调制率m的变动小的情况下，调制率m临时性变大的可能性小，因此，通过使用较大的K_{upper_Sync}作为补偿增益上限值K_upper来限制补偿增益K_comp，能够确保线性响应性的电压范围变大，因此，能够提高电机200的控制性。另外，调制率m临时性地变大的可能性小，因此，通过省略对补偿增益K_comp的限制处理，能够在所有的电压范围内确保线性响应性。

在第一实施方式的电机200的控制方法中，控制模式判定部4选择同步PWM控制或非同步PWM控制的任一个作为PWM转换部32中进行的控制。在此，当与同步PWM控制比较时，非同步PWM控制的调制率m更大，且控制中的调制率m的变动幅度大。

于是，在由控制模式判定部4选择了非同步PWM控制的情况下，通过使用较小的K_{upper_Async}作为补偿增益上限值K_upper，能够抑制对电机200施加过大的电压。其结果，能够在电机200中抑制扭矩及电流的变动。

另一方面，在由控制模式判定部4选择了同步PWM控制的情况下，调制率m的变动小，因此，使用较大的K_{upper_Sync}作为补偿增益上限值K_upper。由此，能够确保线性响应性的电压范围变大，因此，能够提高电机200的控制性。另外，通过省略对补偿增益K_comp的限制处理，也可以在所有的电压范围内确保线性响应性。

(第二实施方式)

在第一实施方式中，对根据非同步PWM控制或同步PWM控制的控制方式设定补偿增益上限值K_upper的例子进行了说明，但不限于此。在第二实施方式中，作为另一例，对根据电流矢量控制或电压相位控制等控制模式设定补偿增益上限值K_upper的例子进行说明。

图5是第二实施方式的电机200的控制装置100的概略结构图。根据该概略结构图，当与图1的第一实施方式的概略结构图比较时，电压指令值运算部1的详细的结构、及电压补偿处理部2向补偿限制切换部23的输入、及来自控制模式判定部4的输出中存在差异。这些结构的差异的概略如下。

在第一实施方式中，电压指令值运算部1仅对电机200进行了电流矢量控制，但在本实施方式中，选择电流矢量控制或电压相位控制的任一个作为控制模式。该选择由控制模式判定部4进行。

控制模式判定部4将表示所选择的控制模式的控制模式信号CTRL_mode输出到电压指令值运算部1(电压指令值切换部17)及电压补偿处理部2(补偿限制切换部23)。此外，作为一例，控制模式判定部4在能够判断为电机200的转速为一定以上的高旋转区域的情况下选择电压相位控制，在不是这样的情况下(为低旋转区域的情况)选择电流矢量控制。

而且，如以下所示，电压指令值运算部1、及电压补偿处理部2进行与控制模式信号CTRL_mode所示的控制模式对应的处理。

当与第一实施方式的结构比较时，电压指令值运算部1还具备：电压振幅生成部14、电压相位生成部15、电压相位控制部16、及电压指令值切换部17。

通过与第一实施方式相同结构的电流指令生成部11、干涉电压生成部12、及电流矢量控制部13，生成电流矢量控制的指令值(第一电压指令值)。另一方面，通过电压振幅生成部14、电压相位生成部15、电压相位控制部16生成电压相位控制的指令值(第二电压指令值)。而且，通过电压指令值切换部17确定使用电流矢量控制或电压相位控制中的任一个控制方法的指令值。

电流指令生成部11、干涉电压生成部12、及电流矢量控制部13进行与第一实施方式同样的处理。而且，电流矢量控制部13将用于电流矢量控制的指令值即第一dq轴电压指令值(v_di ^*、v_qi ^*)输出到电压指令值切换部17。此外，第一dq轴电压指令值(v_di ^*、v_qi ^*)相当于第一实施方式中的dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)，为了便于说明，变更本实施方式的名称。

电压振幅生成部14获取直流电压V_dc及调制率指令值m^*。在此，调制率指令值m^*是在执行电压相位控制的情况下使用的适合作为调制率m的值的固定值，设定预先求得的值。

电压振幅生成部14基于下式，根据直流电压V_dc及调制率指令值m^*运算第二电压振幅指令值V_av ^*。此外，为了与第一实施方式的(2)式中所示的电流矢量控制中使用的电压振幅指令值V_a ^*区分，将电压相位控制中使用的电压振幅指令值称为第二电压振幅指令值V_av ^*。

[数学式7]

而且，电压振幅生成部14将运算的第二电压振幅指令值V_av ^*输出到电压相位控制部16。

电压相位生成部15获取扭矩指令值T^*、电机转速N、直流电压V_dc、及调制模式信号MOD_mode。然后，电压相位生成部15基于这些输入，参照通过实验或解析而预先确定的图运算电压相位α^*。然后，电压相位生成部15将运算的电压相位α^*输出到电压相位控制部16。

更详细而言，调制模式信号MOD_mode表示在PMW控制中是使用同步PWM控制信号还是使用非同步PWM信号。而且，电压相位生成部15基于为了求得进行电压相位控制时的指令值而对每个调制模式设置的表、即确定了扭矩指令值T^*、电机转速N、及直流电压V_dc和电压相位α^*之间的关系的规定的表，运算电压相位α^*。此外，该表是预先通过实验或解析的方法预先确定的表。

电压相位控制部16获取扭矩指令值T^*，并且从电压振幅生成部14接收第二电压振幅指令值V_av ^*、从电压相位生成部15接收电压相位α^*、及从UVW相/dq轴转换部35接收dq轴电流值(i_d、i_q)。

然后，电压相位控制部16根据dq轴电流值(i_d、i_q)运算扭矩推定值T_cal，进而，以运算出的扭矩推定值T_cal接近扭矩指令值T^*的方式，基于第二电压振幅指令值V_av ^*、电压相位α^*、扭矩指令值T^*、及dq轴电流值(i_d、i_q)运算第二dq轴电压指令值(v_dv ^*、v_qv ^*)。然后，电压相位控制部16将运算出的第二dq轴电压指令值(v_dv ^*、v_qv ^*)输出到电压指令值切换部17。

电压指令值切换部17从电流矢量控制部13接收第一dq轴电压指令值(vd_i ^*、vq_i ^*)、从电压相位控制部16接收第二dq轴电压指令值(v_dv ^*、v_qv ^*)、及从控制模式判定部4接收控制模式信号CTRL_mode。然后，电压指令值切换部17基于这些值及信号运算dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)，并输出到电压补偿处理部2及电压线性补偿部25。此外，第一dq轴电压指令值(vd_i ^*、vq_i ^*)为第一电压指令值的一例，第二dq轴电压指令值(v_dv ^*、v_qv ^*)为第二电压指令值的一例。

具体而言，电压指令值切换部17选择电流矢量控制或电压相位控制的任一个的指令值，并将其作为dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)输出。电压指令值切换部17在根据控制模式信号CTRL_mode指定了电流矢量控制的情况下，将第一dq轴电压指令值(v_di ^*、v_qi ^*)作为dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)输出。另一方面，电压指令值切换部17在指定了电压相位控制的情况下，将第二dq轴电压指令值(v_dv ^*、v_qv ^*)作为dq轴电压指令值(v_d ^*、v_q ^*)输出。

此外。电压指令值运算部1的载波频率f_carrier的确定也可以在任意的块中进行。例如，也可以在电流指令生成部11及电压相位生成部15中的每一个中，根据调制模式将各两个、合计4个而求得的载波频率f_carrier中、与控制模式及调制模式对应的值从电压指令值切换部17输出。

另外，电压补偿处理部2中的差值如下。

在补偿限制切换部23中，当与第一实施方式比较时，代替调制模式信号MOD_mode而输入控制模式信号CTRL_mode。在此，控制模式信号CTRL_mode表示进行电流矢量控制或电压相位控制的任一个的控制。于是，补偿限制切换部23按照下表，并根据控制模式信号CTRL_mode设定补偿增益上限值K_upper。

[表2]

CTRL_mode	Kupper
		电流矢量控制	Kupper_Current
电压相位控制	Kupper_Volt

由此，补偿增益限制部24在进行电流矢量控制的情况下，设定K_{upper_Current}作为补偿增益上限值K_upper，在进行电压相位控制的情况下，设定K_{upper_Volt}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_Current}比K_{upper_Volt}小。

在此，与第一实施方式的图3同样地，使用图6说明由补偿限制切换部23、补偿增益限制部24、以及电压线性补偿部25进行的一连串的增益补偿控制。

在步骤S21中，补偿限制切换部23判定控制模式信号CTRL_mode所示的控制模式是否为电流矢量控制。而且，在进行电流矢量控制的情况下(S21：是)，接着进行步骤S22的处理。在不进行电流矢量控制(进行电压相位控制)的情况下(S21：否)，接着进行步骤S23的处理。

在步骤S22中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Curent}作为补偿增益上限值K_upper。在步骤S23中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Volt}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_Volt}比K_{upper_Curent}大，因此，通过对K_{upper_Volt}添加规定值或乘以规定的比例，也可以求得K_{upper_Curent}。这些设定是根据表2进行的。

在步骤S24中，补偿增益限制部24对从补偿增益运算部22输出的补偿增益K_comp进行限制，以使其上限成为补偿增益上限值K_upper，并计算限制补偿增益K_{comp_lim}。

此外，补偿限制切换部23在检测出控制模式信号CTRL_mode所示的模式的切换的情况下，作为补偿增益上限值K_upper，进行K_{upper_Current}和K_{upper_Volt}的切换，但该方式也可以不以脉冲方式而以逐渐变化的方式进行。

图7是表示切换补偿增益上限值K_upper的一例的时序图。与图1所示的切换相同，在时刻t₀～t₄，设定K_{upper_Current}作为K_upper。然后，在切换控制模式后，在时刻t₄～t₆，K_upper从K_{upper_Current}向K_{upper_Volt}逐渐变化，在时刻t₆以后，K_upper被设定为K_{upper_Volt}。这样，通过逐渐进行K_upper的切换，能够抑制上限值的急剧减少的变化，因此，能够提高控制的稳定性。

此外，K_{upper_Volt}也可以设定为比K_{upper_Current}大很多。这是由于，在进行电压相位控制的情况下，调制率m稳定，对补偿增益K_comp进行限制的必要性极低。另外，也可以仅在进行电流矢量控制的情况下，对补偿增益K_comp进行限制处理。在进行电压相位控制的情况下，通过省略限制处理，能够在范围更宽的电压维持线性响应性。

根据这种第二实施方式，能够得到以下的效果。

在第二实施方式的控制装置100的控制方法中，控制模式判定部4选择电流矢量控制或电压相位控制的任一个作为对电机200的控制模式。在此，当与电压相位控制比较时，电流矢量控制的调制率m的稳定性低。

于是，在由控制模式判定部4选择了电流矢量控制的情况下，通过使用较小的K_{upper_Current}作为补偿增益上限值K_upper，能够抑制对电机200施加过大的电压。其结果，能够在电机200中抑制扭矩及电流的变动。

另一方面，在由控制模式判定部4选择了电压相位控制的情况下，调制率m的变动小，因此，通过使用较大的K_{upper_Sync}作为补偿增益上限值K_upper，能够确保线性响应性的电压范围变大，因此，能够提高电机200的控制性。另外，通过省略补偿增益K_comp的限制，也可以在所有的电压范围内确保线性响应性。

(第三实施方式)

在第三实施方式中，对使用其它的参数设定补偿增益上限值K_upper的例子进行说明。

图8是第三实施方式的电机200的控制装置100的概略结构图。根据该概略结构图，当与图6的第二实施方式的概略结构图比较时，在电压补偿处理部2向补偿限制切换部23的输入中存在差异。

向补偿限制切换部23仅输入调制率m，没有第一实施方式那样的控制模式信号CTRL_mode的输入、及第二实施方式那样的控制模式信号CTRL_mode的输入。补偿限制切换部23按照下表，根据调制率m设定补偿增益上限值K_upper。

[表3]

m	Kupper
		M＜mth	Kupper_Low
M≥mth	Kupper_High

由此，补偿增益限制部24在调制率m比切换判定调制率m_th小的情况下，设定K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper，在调制率m为切换判定调制率m_th以上的情况下，设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_High}比K_{upper_Low}大。

在此，使用图9说明由补偿限制切换部23、补偿增益限制部24、以及电压线性补偿部25进行的一连串的增益补偿控制。

在步骤S31中，补偿限制切换部23判定调制率m是否比切换判定调制率m_th小。而且，在调制率m比切换判定调制率m_th小的情况下(m＜m_th)(S31：是)，接着进行步骤S32的处理。在调制率m不比切换判定调制率m_th小的(m≥m_th)情况下(S31：否)，接着进行步骤S33的处理。

在步骤S32中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper。在步骤S33中，补偿限制切换部23设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_High}比K_{upper_Low}大，因此，通过对K_{upper_Low}添加规定值或乘以规定的比例，也可以求得K_{upper_High}。这些设定是根据表3进行的。

在步骤S34中，补偿增益限制部24对从补偿增益运算部22输出的补偿增益K_comp进行限制，以使其上限成为补偿增益上限值K_upper，并计算限制补偿增益K_{comp_lim}。

此外，补偿限制切换部23在调制率m以时效变大的方式变化的状态下，在调制率m超过切换判定调制率m_th的情况下，作为补偿增益上限值K_upper，进行从K_{upper_low}向K_{upper_High}的切换，但该方式也可以不以脉冲的方式而以逐渐变化的方式进行。

图10是表示切换补偿增益上限值K_upper的一例的时序图。与图1所示的切换同样，在时刻t₀～t₄，设定K_{upper_Low}作为K_upper。调制率m逐渐变大，在时刻t₄超过切换判定调制率m_th。其结果，在时刻t₄切换K_upper的设定值。

调制率m在该时刻t₄超过切换判定调制率m_th后，在时刻t₄～t₆，K_upper从K_{upper_Low}向K_{upper_High}逐渐变化，在时刻t₆以后，K_upper被设定为K_{upper_HIgh}。这样，通过逐渐进行K_upper的切换，能够抑制上限值的急剧减少的变化，因此，能够提高控制的稳定性。

此外，K_{upper_High}也可以设定为比K_{upper_Low}大很多。这是由于，在调制率m较小的情况下，调制率m稳定，对补偿增益K_comp进行限制的必要性极低。另外，也可以仅在调制率m较小的情况下，对补偿增益K_comp进行限制处理。在调制率m较大的情况下，通过省略限制处理，能够在范围更宽的电压维持线性响应性。

根据第三实施方式，能够得到以下的效果。

在第三实施方式的控制装置100的控制方法中，补偿增益限制部24在调制率m比切换判定调制率m_th小的情况下(S31：是)，设定K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper(S32)，在调制率m为切换判定调制率m_th以上的情况下(S31：否)，设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper(S33)。

在控制装置100中，进行使用了来自作为控制对象的电机200的输入的反馈控制。在反馈系统中，利用对来自电机200的反馈输入进行了滤波处理的反馈。在此，在指令值的计算过程中进行补偿增益K_comp的限制，因此，即使通过该限制确保指令值和输出之间的线性响应性，也会产生时间滞后，直至向控制装置100再次反馈输入输出。因此，当调制率m在该时间滞后的期间变化时，可能无法适当进行反馈控制。

在此，具有调制率m越小而反馈控制系统中越容易产生时间滞后的特征，由于调制率m的变化，反馈控制系统可能不稳定。于是，在调制率m比切换判定调制率m_th小的情况下，通过使用较小的K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper，即使是产生时间滞后的状况，也容易确保线性性。其结果，能够在电机200中抑制扭矩及电流的变动。

(第四实施方式)

在第四实施方式中，进而对使用其他参数设定补偿增益上限值K_upper的例子进行说明。

图11是第四实施方式的电机200的控制装置100的概略结构图。根据该概略结构图，当与图6的第二实施方式的概略结构图比较时，电压补偿处理部2向补偿限制切换部23的输入中存在差异。

在补偿限制切换部23，从电压指令值运算部1(电压指令值切换部17)输入载波频率f_carrier，没有第一实施方式那样的调制模式信号MOD_mode的输入、第二实施方式那样的控制模式信号CTRL_mode的输入、及第三实施方式那样的调制率m的输入。于是，补偿限制切换部23按照下表，根据载波频率f_carrier设定补偿增益上限值K_upper。

[表4]

M	Kupper
		fcarrier＜fth	Kupper_Low
fcarrier≥fth	Kupper_High

由此，补偿增益限制部24在载波频率f_carrier比切换判定频率f_th小的情况下，设定K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper，在载波频率f_carrier为切换判定频率f_th以上的情况下，设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_High}比K_{upper_Low}大。

在此，使用图12说明由补偿限制切换部23、补偿增益限制部24、以及电压线性补偿部25进行的一连串的增益补偿控制。

在步骤S41中，补偿限制切换部23判定载波频率f_carrier是否比切换判定频率f_th小。而且，在载波频率f_carrier比切换判定频率f_th小的情况下(f_carrier＜f_th)(S41：是)，接着进行步骤S42的处理。在载波频率f_carrier不比切换判定频率f_th小的(f_carrier≥f_th)情况下(S41：否)，接着进行步骤S43的处理。

在步骤S42中，补偿限制切换部23设定K_{upper_Lowt}作为补偿增益上限值K_upper。在步骤S43中，补偿限制切换部23设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper。此外，K_{upper_High}比K_{upper_Low}大，因此，通过对K_{upper_Low}添加规定值或乘以规定的比例，也可以求得K_{upper_High}。这些设定是根据表4进行的。

在步骤S44中，补偿增益限制部24对从补偿增益运算部22输出的补偿增益K_comp进行限制，以使其上限成为补偿增益上限值K_upper，并计算限制补偿增益K_{comp_lim}。

此外，补偿限制切换部23在载波频率f_carrier以时效变大的方式变化的状态下，在载波频率f_carrier超过切换判定频率f_th的情况下，作为补偿增益上限值K_upper，进行从K_{upper_low}向K_{upper_High}的切换，但该方式也可以不以脉冲方式而以逐渐变化的方式进行。

图13是表示切换补偿增益上限值K_upper的一例的时序图。与图1所示的切换同样，在时刻t₀～t₄，设定K_upper__Lo作为K_upper。载波频率f_carrier逐渐变大，在时刻t₄超过切换判定频率f_th。其结果，在时刻t₄切换K_upper的设定值。

载波频率f_carrier在该时刻t₄超过切换判定频率f_th后，在时刻t₄～t₆，K_upper从K_{upper_Low}向K_{upper_High}逐渐变化，在时刻t₆以后，K_upper设定为K_{upper_HIgh}。这样，通过逐渐进行K_upper的切换，能够抑制上限值的急剧减少的变化，因此，能够提高控制的稳定性。

此外，K_{upper_High}也可以设定为比K_{upper_Low}大很多。这是由于，在载波频率f_carrier较小的情况下，调制率m稳定，对补偿增益K_comp进行限制的必要性极低。另外，也可以仅在载波频率f_carrier较小的情况下对补偿增益K_comp进行限制处理。在载波频率f_carrier较大的情况下，通过省略限制处理，能够通过范围更宽的电压维持线性响应性。

根据第四实施方式，能够得到以下的效果。

在第四实施方式的控制装置100的控制方法中，补偿增益限制部24在载波频率f_carrier比切换判定频率f_th小的情况下(S41：是)，设定K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper(S42)，在载波频率f_carrier为切换判定频率f_th以上的情况下(S41：否)，设定K_{upper_High}作为补偿增益上限值K_upper(S43)。

在此，具有载波频率f_carrier越小而PWM控制中的调制率m越容易不稳定之类的特征。于是，在载波频率f_carrier比切换判定频率f_th小的情况下，通过使用较小的K_{upper_Low}作为补偿增益上限值K_upper，能够抑制在调制率m突然变大的情况下等对电机200施加过大的电压的情况。其结果，能够在电机200中抑制扭矩及电流的变动。

以上，对本发明的各实施方式进行了说明，但上述各实施方式只不过表示本发明的应用例的一部分，并不是将本发明的技术范围限定于上述各实施方式的具体的结构。

例如，上述各实施方式中说明的电压指令值运算部1、电压补偿处理部2、及输出控制部3中的各种运算、控制为一例，并不限定于上述各实施方式。

进而，在上述各实施方式中，作为电动机说明了以3相进行动作的电机200的例子，但也可对3相以外的电机应用上述各实施方式的结构。另外，在上述各实施方式中，假定说明了控制装置100控制搭载于电动车辆的电机200的情况。但是，也可以对电动车辆以外的家用电器、工业设备、及医疗设备等其它的各种装置中使用的电机应用本发明的电动机控制装置的结构。

Claims (7)

1.一种电机的控制方法，使用通过由PWM控制而驱动的逆变器对直流电压进行了转换的交流的施加电压控制电机，其中，

计算相对于所述逆变器的电压指令值，以实现所述电机中所期望的扭矩输出，

根据表示所述逆变器的转换前后的所述施加电压相对于所述直流电压的比率的调制率，计算使所述电压指令值和所述施加电压之间保持线性关系性的补偿增益，

使用上限值对所述补偿增益进行限制，

通过对所述电压指令值乘以被限制的所述补偿增益，计算补偿电压指令值，

通过使用所述补偿电压指令值驱动所述逆变器，对所述电机施加所述施加电压，

所述调制率的变动越大，所述上限值被设定为越小。

2.如权利要求1所述的电机的控制方法，其中，

在所述调制率的变动小的情况下，更大地设定所述上限值或者省略对使用了所述上限值的所述补偿增益的限制。

3.如权利要求1或2所述的电机的控制方法，其中，

进而，判定在所述PWM控制中进行同步PWM控制或非同步PWM控制的哪一个，

所述调制率的变动大的情况是判定为进行所述非同步PWM控制的情况。

4.如权利要求1或2所述的电机的控制方法，其中，

进而，判定根据电流矢量控制或电压相位控制的哪一个进行所述电机的扭矩控制，

所述调制率的变动大的情况是判定为进行所述电流矢量控制的情况。

5.如权利要求1或2所述的电机的控制方法，其中，

所述调制率的变动大的情况是判定为所述调制率比规定的阈值小的情况。

6.如权利要求1或2所述的电机的控制方法，其中，

所述调制率的变动大的情况是判定为所述PWM控制中使用的载波频率比规定的阈值小的情况。

7.一种电机控制装置，具备通过PWM控制而驱动的逆变器、和使用操作所述逆变器对直流电压进行了转换的交流的施加电压控制电机的控制器，其中，

所述控制器进行如下的控制，

计算相对于所述逆变器的电压指令值，以实现所述电机中所期望的扭矩输出，

根据表示所述逆变器的转换前后的所述施加电压相对于所述直流电压的比率的调制率，计算使所述电压指令值和所述施加电压之间保持线性关系性的补偿增益，

使用上限值对所述补偿增益进行限制，

通过对所述电压指令值乘以所述被限制的补偿增益，计算补偿电压指令值，

通过使用所述补偿电压指令值驱动所述逆变器，对所述电机施加所述施加电压，

所述调制率的变动越大，所述上限值被设定为越小。