JP5013188B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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モータには、たとえば、三相DCブラシレスモータが適用される。モータ制御装置は、ロータの電気角に基づいて、ステータの各相に正弦波状に変化する電圧を印加する正弦波駆動を行う。より具体的には、たとえば、モータ制御装置は、トルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいて、dq座標における二相電流の指令値、すなわち、d軸電流指令値およびq軸電流指令値を設定する。さらに、モータ制御装置は、モータに実際に流れているd軸電流およびq軸電流を検出し、各指令値に対するd軸電流およびq軸電流の偏差を求め、それらの偏差に対応したd軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqを演算する。そして、モータ制御装置は、d軸電圧指令値Vdおよびq軸電圧指令値Vqを三相(U相,V相,W相)の電圧値に変換し、これらの値の電圧をモータの各相に印加する。
√(Vd 2+Vq 2)≦Ed√3/2√2 …… (P1)
したがって、d軸電流指令値およびq軸電流指令値によっては、d軸電圧Vdおよびq軸電圧Vqが前記式(P1)の条件を満たさず、正弦波駆動ができなくなる。そのため、モータに振動が生じ、この振動が舵取り機構を介してステアリングホイールに伝達され、操舵フィーリングの悪化を招く。
この場合、PI(比例積分)制御部等を含むフィードバックループの働きにより、d軸電圧指令値およびq軸電圧指令値が増加させられ、デッドタイム制御に起因する電圧低下が補われる。その結果、前記式(P1)の条件を満たさず、正弦波駆動ができなくなるおそれがある。そのため、モータに振動が生じ、この振動が舵取り機構を介してステアリングホイールに伝達され、操舵フィーリングの悪化を招く。
すなわち、フィードバックループの働きによりd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値が増加させられ、その結果、q軸電圧指令値が制限される状況になりやすくなる。
ところが、q軸電圧指令値が制限される状況では、q軸電流iqが変動的になり、モータが発生するトルクが変動して、モータの振動を生じ、ひいてはステアリングホイールを振動させてしまう。すなわち、q軸電圧指令値に制限がかかるほどの高速回転域および高電流値域では、q軸電圧指令値を制限すると、q軸電流iqが狙い値よりも強制的に小さくされる。一方、d軸電圧には、d軸電流idを含む項とともにq軸電流iqを含む項(後記式(12)参照)も含まれているため、q軸電流iqが少なくなることによって、d軸電流id(≦0)が狙い値よりも大きな絶対値をとることになる。そして、d軸電流iqの絶対値が大きくなることにより、q軸電圧に余裕ができ(後記式(13)参照)、q軸電流iqを大きくできる要素が発生する。したがって、モータ制御装置は、q軸電流iqを大きくしようとする。
請求項2記載の発明は、前記モータが三相モータであり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧(Vmax)が、dq座標における制限電圧であり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味しないときのdq座標における制限電圧(Vlim)から、前記デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動絶対値(|VDT|)の2√6/3倍以上を減算した値である、請求項1記載のモータ制御装置である。
この構成によれば、駆動回路への入力電圧に応じて制限電圧が設定されるから、電源電圧の変動等によらずに適正な制限電圧が設定される。これにより、より確実にモータの振動を抑制または防止できる。
図1は、この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ1と、車両の舵取り機構2に操舵補助力を与える電動モータ3と、この電動モータ3を駆動制御するモータ制御装置(ECU:電子制御ユニット)5とを備えている。モータ制御装置5は、トルクセンサ1が検出する操舵トルクと車内LAN(CANバス)を通じて与えられる車速情報とに応じて電動モータ3を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。電動モータ3は、この実施形態では、三相ブラシレスDCモータである。
マイクロコンピュータ6は、電動モータ3のロータの回転角速度ω(電気角における回転角速度)を演算するための角速度演算部25を備えている。この角速度演算部25には、レゾルバアンプ8の出力信号をディジタルデータに変換して取り込むA/D変換ポート13からのデータが与えられている。A/D変換ポート13は、所定のサンプリング周期でレゾルバアンプ8の出力信号をサンプリングしてディジタルデータに変換し、ディジタル化された正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを生成する。
ω=Δθ≒sinΔθ=sinθicosθi-1−cosθisinθi-1
ただし、θiは今サンプリング周期でのロータ回転角度、
θi-1は前サンプリング周期でのロータ回転角度
Δθ=θi−θi-1である。
dq軸電流指令値演算部26によって算出されたq軸電流指令値iqa *は、減算部27qに入力されるようになっている。この減算部27qには、U相モータ電流検出回路7UおよびV相モータ電流検出回路7Vがそれぞれ検出するU相電流iuaおよびV相電流ivaを三相交流/dq座標変換して求められるq軸電流iqaが入力されている。U相モータ電流検出回路7UおよびV相モータ電流検出回路7Vの出力信号は、A/D変換ポート14,15によってディジタルデータに変換されてマイクロコンピュータ6に取り込まれ、電流検波部16,17で検波された後、三相交流/dq座標変換部28に入力されるようになっている。三相交流/dq座標変換部28は、下記(1)式に従って、U相電流iuaおよびV相電流ivaをdq座標系の値に変換する。
一方、d軸電流指令値ida *は、減算部27dに入力されるようになっている。そして、減算部27dには、三相交流/dq座標変換部28において前記(1)式に従い、U相電流iuaおよびV相電流ivaを三相交流/dq座標変換して得られるd軸電流idaが入力されている。これにより、減算部27dは、d軸電流指令値ida *に対するd軸電流idaの偏差を出力することになる。
d軸電圧指令値Vda *およびq軸電圧指令値Vqa *は、dq/三相交流座標変換部31に入力されるようになっている。このdq/三相交流座標変換部31にはまた、レゾルバアンプ8からA/D変換ポート13を介して取り込まれた正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが入力されている。dq/三相交流座標変換部31は、これらを用い、下記(2)式に従って、d軸電圧指令値Vda *およびq軸電圧指令値Vqa *を三相交流座標系の指令値Vua *,Vva *,Vwa *に変換する。そして、その得られたU相電圧指令値Vua *、V相電圧指令値Vva *およびW相電圧指令値Vwa *を、三相PWM形成部32に入力する。
φは界磁による固定子鎖交磁束から計算されるdq座標上の磁束
ωはモータの電気角における回転角速度
Ldはd軸インダクタンス
Lqはq軸インダクタンス
Vmaxはデッドタイム制御の影響を考慮したdq座標での制限電圧
Vlimは正弦波駆動が可能なdq座標での制限電圧
(デッドタイム制御の影響を考慮しない場合のdq座標での制限電圧)
VDTはデッドタイム制御により各相に発生する電圧変動
Vbはモータドライバへの入力電圧
tdはデッドタイム時間
fcはPWM周波数
αは正の定数
である。
こうして、q軸電流指令値iqa *に必要に応じた制限を加えた後、dq軸電流指令値演算部26は、前記(5)式に従って、d軸電流指令値ida *を設定する。
√(Vd 2+Vq 2)≦Vb√3/2√2=Vlim …… (6)
一方、前述のデッドタイム制御により各相に電圧変動が生じる。この電圧変動のためにd軸電圧Vdおよびq軸電圧Vqが正弦波駆動の可能な範囲外の値となるおそれがあることは、前述のとおりである。そこで、この実施形態では、デッドタイム制御の影響を考慮して、正弦波駆動を行うためにdq座標上で設定する制限電圧を次の(6A)式で与えられる制限電圧Vmaxとする。
dq座標でのデッドタイム制御の影響は、座標変換して、次のように表される。
−VuDTVvDT−VvDTVwDT−VwDTVuDT=VDT 2 ……(10)
これを前記(9)式に代入して、次式を得る。
そこで、dq座標における制限電圧Vmaxを前記(6A)式のように定める。これにより、フィードバックループの働きで電圧不足分が補われたときに、dq座標において正弦波駆動を行うための制限電圧Vlim(デッドタイム制御の影響を考慮する前の制限電圧)範囲内に収まるように電圧指令値Vda *,Vda *が生成されることになる。
A>0は自明であり、前記(17)式よりC>0であるので、次の(19)式および(20)式のとおりとなる。
さらに、バッテリ50の出力電圧ではなく、モータドライバ9への入力電圧Vbを入力電圧検出部10で検出し、これを用いて制限電圧Vmaxを求めるようにしている。そのため、リレー51やコイル52での電圧降下の影響を排除して、適正な制限電圧Vmaxを設定することができるので、振動を生じさせることなく電動モータ3の出力を増加させることができる。もしも、バッテリ電圧をそのまま用いて制限電圧Vmaxを求めると、その値はモータドライバ9への入力電圧Vbを用いた制限電圧Vmaxよりも大きくなる。そのため、正弦波駆動ができない範囲に電流指令値ida *,iqa *が設定されるおそれがあり、電動モータ3の振動が発生するおそれがある。
この実施形態では、モータ回転角速度ωの絶対値が所定の第3閾値ω3(>ω2。たとえば、ω3=3500rpm)を超える回転速度域においては、q軸電流指令値iqa *に対して、前記(21)式による制限よりもさらに大きな制限をかける特性L3+,L3-が適用される。すなわち、モータ回転角速度絶対値|ω|が第3閾値ω3を超える範囲では、前記(21)式の場合よりも上限値iqa_uplimおよび下限値iqa_downlimの絶対値が小さく設定されるように、モータ回転角速度絶対値|ω|の増加に伴って、前記(21)式の場合よりも大きな変化率で上限値iqa_uplimおよび下限値iqa_downlimの絶対値がリニアに減少する。そして、上限値iqa_uplimおよび下限値iqa_downlimは、それぞれ、第4閾値ω4,−ω4(>ω3。たとえば、ω4=4000rpm)で零となっている。
図7は、この発明の第3の実施形態を説明するための図であり、前述の図1の構成におけるdq軸電流指令値演算部26が設定するq軸電流指令値iqa *の上限値iqa_uplimおよび下限値iqa_downlimが示されている。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
Claims (4)
- モータを駆動する駆動回路の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とを同時にオフするデッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧に基づいて、前記モータを弱め磁束制御するための指令値を演算する指令値演算手段と、
この指令値演算手段によって演算された指令値に基づいて、前記駆動回路の上側スイッチング素子および下側スイッチング素子のオン/オフ制御ならびに前記デッドタイム制御を行うための制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む、モータ制御装置。 - 前記モータが三相モータであり、
前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧が、dq座標における制限電圧であり、前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味しないときのdq座標における制限電圧から、前記デッドタイム制御に起因する各相電圧の変動絶対値の2√6/3倍以上を減算した値である、請求項1記載のモータ制御装置。 - 前記モータ制御装置が、dq座標上のd軸電流およびq軸電流を制御することによりモータを制御するものであり、
前記指令値演算手段が、
q軸電流指令値を設定するq軸電流指令値設定手段と、
前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧に基づいて、前記q軸電流指令値設定手段によって設定されるq軸電流指令値に制限を加えるq軸電流指令値制限手段と、
このq軸電流指令値制限手段による制限後のq軸電流指令値に基づいて、d軸電流指令値を設定するd軸電流指令値設定手段とを含む、請求項1または2記載のモータ制御装置。 - 前記デッドタイム制御に起因する電圧変動を加味した制限電圧を、前記駆動回路への入力電圧に基づいて設定する制限電圧設定手段をさらに含む、請求項1〜3のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
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