JP2009137323A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの高速回転域においても電流偏差に基づく異常判定処理を行うことができ、これにより、電流偏差に基づく異常判定機能を高めることができる電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３は、モータ制御装置５によって制御される。モータ制御装置５は、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御することにより電動モータ３を制御する。ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、操舵トルクおよび車速に基づいてｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定し、これをｑ軸電流上限値およびｑ軸電流下限値と比較して、その比較結果に応じてｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に制限を加える。この制限されたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対するｑ軸電流ｉ_qaの偏差（ｑ軸電流偏差）δｉ_qに基づいて、異常判定部３３による異常判定処理が行われる。
【選択図】図１

Description

この発明は、モータが発生する駆動力を舵取り機構に伝達して操舵補助する構成の電動パワーステアリング装置に関する。

モータが発生する駆動力を舵取り機構に伝達して操舵補助する電動パワーステアリング装置が知られている。電動パワーステアリング装置は、具体的には、ステアリングホイールに加えられた操舵トルクを検出するトルクセンサと、このトルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいてモータを駆動するモータ制御装置とを備えている。
モータには、たとえば、三相ＤＣブラシレスモータが適用される。モータ制御装置は、ロータの電気角に基づいて、ステータの各相に正弦波状に変化する電圧を印加する正弦波駆動を行う。より具体的には、たとえば、モータ制御装置は、トルクセンサによって検出される操舵トルクに基づいて、ｄｑ座標における二相電流の指令値、すなわち、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を設定する。さらに、モータ制御装置は、モータに実際に流れているｄ軸電流値およびｑ軸電流値を検出し、各指令値に対するｄ軸電流値およびｑ軸電流値の偏差を求め、それらの偏差に対応したｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を演算する。そして、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電圧値に変換し、これらの値の電圧をモータの各相に印加する。

一方、モータ制御系に異常が生じたときのフェールセーフのために、電流指令値と電流値との差である電流偏差がモニタされるようになっている。この電流偏差が所定の閾値以上である状態が予め定める異常判定時間以上継続した場合には、異常が発生したものと判定され、モータの制御が中断される。
特開２０００−１７７６１０号公報

ところが、高速回転域では、図１０に示すように、モータの逆起電力のためにモータ電流が低下し、電流指令値に対応するアシストトルクが得られない状態（いわゆるアシスト切れ）が生じる。このようなアシスト切れが生じると、図１１に示すように、電流指令値が一定に保持されていても、モータ回転角速度の増加に伴って、実電流値が低下する。その結果、異常が発生していない状態でも、電流偏差が大きくなるから、異常判定に誤りが生じる。この問題を解決するために、モータ回転角速度が所定値以上のときには、電流偏差に基づく異常判定を中断することが考えられるが、高速回転域での異常判定が犠牲となる。

また、電流制御をフィードバック制御で行っているため、図１２に示すように、応答遅れに起因する電流偏差が生じる。そのため、異常判定時間を長く（たとえば、１００ミリ秒）設定する必要があり、異常判定に遅れが生じるという課題がある。これらのために、電流偏差に基づく異常判定は、異常判定機能を高めることが求められている。
そこで、この発明の目的は、モータの高速回転域においても電流偏差に基づく異常判定処理を行うことができ、これにより、電流偏差に基づく異常判定機能を高めることができる電動パワーステアリング装置を提供することである。

また、この発明の他の目的は、電流偏差に基づく異常判定処理に要する時間を短縮でき、これにより、電流偏差に基づく異常判定機能を高めることができる電動パワーステアリング装置を提供することである。

上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、モータ指示電流に基づいてモータ（３）を駆動して操舵補助する電動パワーステアリング装置であって、前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段（７Ｕ，７Ｖ，１６，１７，２８）と、モータ指示電流と所定の上限値および下限値とを比較し、前記モータ指示電流が前記上限値を超える場合は当該上限値を、前記モータ指示電流が前記下限値未満の場合は当該下限値を、前記モータ指示電流が前記下限値以上前記上限値以下の場合は当該モータ指示電流を、それぞれ比較結果として出力する比較手段（２６，Ｓ３〜Ｓ６）と、この比較手段が出力する比較結果と前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流との差に基づいて異常の有無を判定する異常判定手段（２７ｑ，３３，３６）とを含むモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。

この構成によれば、モータ指示電流が所定の上限値および下限値と比較され、この上限値および下限値の間の値に制限された比較結果が求められる。この比較結果とモータ電流（検出値）との差（電流偏差）に基づいて異常の有無が判定される。このように、モータ指示電流を予め上限値と下限値との間の値に制限していることにより、高速回転時等であっても、正常時に電流偏差が拡大してしまうような事態を回避できる。こうして、電流偏差を用いた異常判定処理を、高速回転時等においても適用することができるようになり、電流偏差を用いた異常判定処理の機能を高めることができる。

請求項２記載の発明は、前記モータ制御装置が、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御することによりモータを制御するものであり、前記モータ指示電流としてのｑ軸電流指令値に対する前記上限値および下限値が、下記（Ａ）式で与えられる最上限値ｉ_{qa_uplim}と、下記（Ｂ）式で与えられる最下限値ｉ_{qa_downlim}との間で設定されている、請求項１記載の電動パワーステアリング装置である。

Ｒはモータの固定子巻線抵抗
φは界磁による固定子鎖交磁束から計算されるｄｑ座標上の磁束
ωはモータの電気角における回転角速度
Ｌ_dはｄ軸インダクタンス
Ｌ_qはｑ軸インダクタンス
Ｖ_limは正弦波駆動が可能なｄｑ座標での制限電圧
この構成によれば、正弦波駆動が可能な上限値および下限値の間に制限された比較結果が求められることになる。これにより、モータの逆起電力の影響でアシスト切れが生じる高速域においても、電流偏差に基づく異常判定を誤りなく行うことができるようになる。

請求項３記載の発明は、前記比較手段の比較結果が入力されるフィルタ（３５）をさらに含み、前記異常判定手段が、前記フィルタの出力と前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流との差に基づいて異常の有無を判定するものである、請求項１または２記載の電動パワーステアリング装置である。
この構成によれば、比較結果をフィルタによってさらに最適化できるので、電流偏差に基づく異常判定処理をより適切に行うことができる。たとえば、電流応答特性のフィルタを用いれば、電流応答の遅れに対応させた比較結果が得られることになる。したがって、このような比較結果とモータ電流（検出値）との偏差を用いることにより、電流応答遅れに起因する電流偏差成分を排除できる。その結果、電流偏差を用いた異常判定処理をより適切に行うことができるようになる。

請求項４記載の発明は、モータ指示電流に基づいて基本駆動値を演算する基本駆動値演算手段（５１ａ，５２ａ）と、この基本駆動値演算手段によって演算される基本駆動値に対して、非干渉化制御量による補正を加えてモータ駆動値を求める非干渉化制御手段（５１ｂ，５１ｃ，５２ｂ，５２ｃ）と、この非干渉化制御手段によって求められたモータ駆動値に基づいてモータを駆動する駆動手段（３１，３２，９）とをさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電動パワーステアリング装置である。

非干渉化制御とは、ロータの回転に伴ってモータ内部で生じる速度起電力を補償するように電圧指令値を定める制御である。非干渉化制御を行うことによって、速度起電力による応答性や追従性の低下を効果的に抑制できる。その結果、電流フィードバック制御に起因する応答遅れを改善できる。これにより、応答遅れに起因する電流偏差成分を抑制できるから、電流偏差に基づく異常判定処理の時間を短縮することができる。その結果、電流偏差に基づく異常判定処理機能を向上することができる。それに応じて、電動パワーステアリング装置において用いられている他の異常判定処理を省いたり、電流偏差を利用した異常判定処理の優先順位を高めたりすることができる。

以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に操舵補助力を与える電動モータ３と、この電動モータ３を駆動制御するモータ制御装置（ＥＣＵ：電子制御ユニット）５とを備えている。モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルクと車内ＬＡＮ（ＣＡＮバス）を通じて与えられる車速情報とに応じて電動モータ３を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。電動モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスＤＣモータである。

モータ制御装置５は、ＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭを含むマイクロコンピュータ６と、電動モータ３に流れるＵ相電流ｉ_uaおよびＶ相電流ｉ_vaをそれぞれ検出するモータ電流検出回路７Ｕおよび７Ｖと、電動モータ３に付設されたロータ位置センサとしてのレゾルバ４の出力信号を増幅するレゾルバアンプ８と、電動モータ３に電力を供給するモータドライバ９とを備えている。レゾルバアンプ８は、レゾルバ４からの信号を処理して、電動モータ３のロータ回転角度θに関する正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを出力する。ロータ回転角度θは、電動モータ３のＵ相電機子巻線の位置を基準とするロータ（界磁）の角度（電気角）である。

マイクロコンピュータ６は、トルクセンサ１の出力信号をＡ／Ｄ変換ポート１１を介してディジタルデータで表された操舵トルクとして取り込み、また、車内ＬＡＮからの車速情報を通信ポート１２を介して取り込む。そして、マイクロコンピュータ６は、操舵トルクおよび車速に基づいて電動モータ３の電流指令値を設定し、さらに、この電流指令値とモータ電流検出回路７Ｕ，７Ｖの出力信号とに基づいて電圧指令値を設定し、この電圧指令値をモータドライバ９に与える。これにより、モータドライバ９から電動モータ３に適切な電圧が印加され、電動モータ３から操舵補助に必要十分なトルクが発生する。

マイクロコンピュータ６は、所定のプログラムを実行することによって実現される複数の機能処理手段を備えている。この複数の機能処理手段には、操舵トルクおよび車速に基づいて目標電流値を演算する目標電流演算部２１が含まれている。この目標電流演算部２１が出力する目標電流値は、加算部２２に入力されるようになっている。この加算部２２には、各種の補償制御を行う補償制御部２３からの補正値が与えられ、この補正値が目標電流値に加算されて、補正後の目標電流値が求められるようになっている。

補償制御部２３は、たとえば、ステアリングホイールの収斂性を向上させるための収斂性補正値を演算する収斂性補正部などを含み、通信ポート１２からの車速および電動モータ３のロータの回転角速度ωに基づいて、目標電流値を補正するための補正値を演算するようになっている。
マイクロコンピュータ６は、電動モータ３のロータの回転角速度ω（電気角における回転角速度）を演算するための角速度演算部２５を備えている。この角速度演算部２５には、レゾルバアンプ８の出力信号をディジタルデータに変換して取り込むＡ／Ｄ変換ポート１３からのデータが与えられている。Ａ／Ｄ変換ポート１３は、所定のサンプリング周期でレゾルバアンプ８の出力信号をサンプリングしてディジタルデータに変換し、ディジタル化された正弦信号sinθおよび余弦信号cosθを生成する。

角速度演算部２５は、たとえば、次式に従って、回転角速度ωを求めるように構成されていてもよい。
ω＝Δθ≒sinΔθ＝sinθ_icosθ_i-1−cosθ_isinθ_i-1
ただし、θ_iは今サンプリング周期でのロータ回転角度、
θ_i-1は前サンプリング周期でのロータ回転角度
Δθ＝θ_i−θ_i-1である。

マイクロコンピュータ６は、さらに、ｄｑ軸電流指令値演算部２６を備えている。このｄｑ軸電流指令値演算部２６は、前述の補正後の目標電流値に基づいて、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令値ｉ_da ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を求める。ｄｑ座標系は、電動モータ３のロータと同期して回転するｄ軸およびｑ軸からなる回転直交座標系である。ｄ軸は、ロータが形成する磁束の方向に沿った軸であり、ｑ軸は、ｄ軸に対してπ／２進んだ位相にある軸である。ただし、この実施形態では、界磁（ロータ）のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸の正方向にとることにする。

ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、高速回転域（たとえば、８００rpmを超える回転速度域）では、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*≠０に設定して、いわゆる弱め磁束制御を行って出力を増加させる。
ｄｑ軸電流指令値演算部２６によって算出されたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*は、減算部２７ｑに入力されるようになっている。この減算部２７ｑには、Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖがそれぞれ検出するＵ相電流ｉ_uaおよびＶ相電流ｉ_vaを三相交流／ｄｑ座標変換して求められるｑ軸電流ｉ_qaが入力されている。Ｕ相モータ電流検出回路７ＵおよびＶ相モータ電流検出回路７Ｖの出力信号は、Ａ／Ｄ変換ポート１４，１５によってディジタルデータに変換されてマイクロコンピュータ６に取り込まれ、電流検波部１６，１７で検波された後、三相交流／ｄｑ座標変換部２８に入力されるようになっている。三相交流／ｄｑ座標変換部２８は、下記（１）式に従って、Ｕ相電流ｉ_uaおよびＶ相電流ｉ_vaをｄｑ座標系の値に変換する。

三相交流／ｄｑ座標変換部２８には、Ａ／Ｄ変換ポート１３からの正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが与えられており、これらを用いて前記（１）式に従う演算が行われるようになっている。

三相交流／ｄｑ座標変換部２８は、三相交流／ｄｑ座標変換により得られたｑ軸電流ｉ_qaを減算部２７ｑに与える。したがって、減算部２７ｑからは、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対するｑ軸電流ｉ_qaの偏差（ｑ軸電流偏差）δｉ_qが出力されることになる。
一方、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*は、減算部２７ｄに入力されるようになっている。そして、減算部２７ｄには、三相交流／ｄｑ座標変換部２８において前記（１）式に従い、Ｕ相電流ｉ_uaおよびＶ相電流ｉ_vaを三相交流／ｄｑ座標変換して得られるｄ軸電流ｉ_daが入力されている。これにより、減算部２７ｄは、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*に対するｄ軸電流ｉ_daの偏差（ｄ軸電流偏差）δｉ_dを出力することになる。

減算部２７ｄ，２７ｑから出力される偏差は、ｄｑ軸電圧指令値演算部２９に与えられる。ｄｑ軸電圧指令値演算部２９は、減算部２７ｄ，２７ｑから入力される各偏差δｉ_d，δｉ_qに基づいてＰＩ（比例積分）演算を行い。さらに、三相交流／ｄｑ座標変換部２８から入力されるｄ軸電流およびｑ軸電流、ならびに角速度演算部２５から入力される回転角速度ωに基づいて、後述の非干渉化制御を行う。これにより、ｄｑ軸電圧指令値演算部２９は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*を求める。

ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*は、ｄｑ／三相交流座標変換部３１に入力されるようになっている。このｄｑ／三相交流座標変換部３１にはまた、レゾルバアンプ８からＡ／Ｄ変換ポート１３を介して取り込まれた正弦信号sinθおよび余弦信号cosθが入力されている。ｄｑ／三相交流座標変換部３１は、これらを用い、下記（２）式に従って、ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*を三相交流座標系の指令値Ｖ_ua ^*，Ｖ_va ^*，Ｖ_wa ^*に変換する。そして、その得られたＵ相電圧指令値Ｖ_ua ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖ_va ^*およびＷ相電圧指令値Ｖ_wa ^*を、三相ＰＷＭ形成部３２に入力する。

なお、Ｗ相電圧指令値Ｖ_wa ^*は、上記（２）式の演算によるのではなく、零からＵ相電圧指令値Ｖ_ua ^*およびＶ相電圧指令値Ｖ_va ^*を減算することにより求めることができる。このようにすれば、ＣＰＵへの負担を軽減できる。むろん、ＣＰＵの演算速度が十分である場合には、上記（２）式に従う演算によってＷ相電圧指令値Ｖ_wa ^*を算出するようにしてもよい。

三相ＰＷＭ形成部３２は、Ｕ相電圧指令値Ｖ_ua ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖ_va ^*およびＷ相電圧指令値Ｖ_wa ^*にそれぞれ対応したＰＷＭ信号Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wを作成し、その作成したＰＷＭ信号Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wをモータドライバ９に向けて出力する。これにより、モータドライバ９から、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に、それぞれＰＷＭ信号Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wに応じた電圧Ｖ_ua，Ｖ_va，Ｖ_waが印加され、電動モータ３から、操舵補助に必要なトルクが発生される。

マイクロコンピュータ６は、さらに、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*とｑ軸電流値ｉ_qとの偏差（ｑ軸電流偏差δｉ_q）に基づいて、異常判定処理を行う異常判定部３３を備えている。この異常判定部３３は、減算部２７ｑが出力するｑ軸電流偏差δｉ_qを監視しており、このｑ軸電流偏差δｉ_qが所定の閾値Ｉ_th（たとえば、１０アンペア）を超える状態が所定の異常判定時間Ｔ_th（たとえば、０．１秒）だけ継続したときに、異常が発生したと判定し、そのことを表す異常発生信号を生成する。この異常判定部３３が異常発生信号を生成すると、マイクロコンピュータ６は、所定のフェールセーフ処理を行う。フェールセーフ処理は、たとえば、電動モータ３の駆動制御を中止する処理を含む。

図２は、ｄｑ軸電流指令値演算部２６の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度ωに応じたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}が示されている。これらの上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}の間でｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が設定されることによって、電動モータ３のＵ相、Ｖ相およびＷ相に正弦波電圧を印加する正弦波駆動が可能になる。

弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*＝０とするときには、破線で示す特性Ｌ１⁺，Ｌ１^-に従ってｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が制限される。特性Ｌ１⁺は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ１^-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が所定の第１閾値ω１（たとえば、ω１＝８００rpm）以下の低中速回転域においては、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α、−α（ただしαは正の定数）であり、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１を超える高速回転域においては、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴ってリニアに減少し、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴ってリニアに増加する（絶対値が減少する）特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値および下限値の絶対値は、第１閾値ω１以下の中低速回転域において一定値に保持される一方で、第１閾値ω１を超える高速回転域においてモータ回転角速度ωの増加に応じてリニアに減少する特性とされる。

一方、弱め磁束制御をするときには、実線で示す特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-に従ってｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が制限される。特性Ｌ２⁺は、一方向（たとえば右回り方向）へのトルクを発生させるために正のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定するときの上限値を示し、特性Ｌ２^-は他方向（たとえば左回り方向）へのトルクを発生させるために負のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定するときの下限値を示す。この場合、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第１閾値ω１よりも大きな第２閾値ω２（＞ω１。たとえば、ω２＝９００rpm）以下の回転速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値および下限値はそれぞれ一定値α，−αである。そして、モータ回転角速度ωの絶対値が前記第２閾値ω２を超える回転速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値は、モータ回転角速度ωの増加に伴って非線形に減少し、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の下限値は、モータ回転角速度ωの絶対値の増加に伴って非線形に増加（絶対値が減少）する特性とされる。つまり、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値および下限値の絶対値は、第２閾値ω２以下の回転速度域において一定値に保持される一方で、第２閾値ω２を超える回転速度域においてモータ回転角速度ωの増加に応じて非線形に減少する特性とされる。

ｑ軸電流は、電動モータ３の出力トルクに対応する。したがって、弱め磁束制御を行わないときには、特性Ｌ１⁺，Ｌ１^-から理解されるとおり、モータ回転角速度ωの絶対値が第１閾値ω１を超える高速回転域では、モータ回転角速度ωの絶対値の上昇に応じて、出力トルクが減少していき、或る回転速度ω１０（たとえば、ω１０＝１５００rpm）でトルクを発生することができなくなる。そこで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*を零以外の有意な値に設定して弱め磁束制御を行うことで、第１閾値ω１を超える高速回転域において、電動モータ３の出力を増加させることができる。

弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}は下記（３）式で与えられ、その下限値ｉ_{qa_downlim}は下記（４）式で与えられる。ただし、上限値ｉ_{qa_uplim}は正のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して適用され、下限値ｉ_{qa_downlim}は負のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して適用される。

Ｒはモータの固定子巻線抵抗
φは界磁による固定子鎖交磁束から計算されるｄｑ座標上の磁束
ωはモータの電気角における回転角速度
Ｌ_dはｄ軸インダクタンス
Ｌ_qはｑ軸インダクタンス
Ｖ_limは正弦波駆動が可能なｄｑ座標での制限電圧
αは正の定数
である。

また、弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値ｉ_da ^*は、下記（５）式で与えられる。

図３は、弱め磁束制御を行うときのｄｑ軸電流指令値演算部２６の動作を説明するためのフローチャートである。ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、図２の特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-に従って、モータ回転角速度ωに対応する上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}を設定する（ステップＳ１）。さらに、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、車速および操舵速度等に基づいてｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を設定する（ステップＳ２）。

次に、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*と上限値ｉ_{qa_uplim}とを比較する（ステップＳ３）。もしも、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が上限値ｉ_{qa_uplim}よりも大きければ（ステップＳ３：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*として上限値ｉ_{qa_uplim}が代入される（ステップＳ４）。

一方、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が上限値ｉ_{qa_uplim}以下であれば（ステップＳ３：ＮＯ）、次に、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*と下限値ｉ_{qa_downlim}とを比較する（ステップＳ５）。もしも、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が下限値ｉ_{qa_downlim}未満であれば（ステップＳ５：ＹＥＳ）、このｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に制限が加えられる。すなわち、その後の制御に用いるためのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*として下限値ｉ_{qa_downlim}が代入される（ステップＳ６）。

ステップＳ２で設定されたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が、上限値ｉ_{qa_uplim}以下（ステップＳ３：ＮＯ）で、かつ、下限値ｉ_{qa_downlim}以上（ステップＳ５：ＮＯ）の値であれば、そのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*がそのまま用いられる。
こうして、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に必要に応じた制限を加えた後、ｄｑ軸電流指令値演算部２６は、前記（５）式に従って、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*を設定する。

こうして求められたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*およびｄ軸電流指令値ｉ_da ^*に基づいて、減算部２７ｄ，２７ｑにおいてｄ軸電流偏差δ_idおよびｑ軸電流偏差δ_iqがそれぞれ求められる。さらにそれらの電流偏差δ_id，δ_iqに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値演算部２９によって、ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*が求められる。また、ｑ軸電流偏差δ_iqに基づいて、異常判定部３３による異常判定処理が行われる。

図４は、正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*とに課される条件を示す図である。電動モータ３の各相の電圧が正弦波となるようにするためには、各相電圧の振幅を電源電圧Ｅ_d（モータドライバ９に印加される電圧。バッテリ電圧で代用してもよい。）の１／２以下とする必要があり、ｄ軸電圧Ｖ_dおよびｑ軸電圧Ｖ_qに関して、次の（６）式が成立する必要がある。

√（Ｖ_d ²＋Ｖ_q ²）≦Ｅ_d√３／２√２＝Ｖ_lim …… （６）
一方、定常状態でのｑ軸電圧Ｖ_qおよびｄ軸電圧Ｖ_dは、次のように、表される。

これらを前記（６）式に代入すると、次の（９）式が得られる。

弱め磁束制御をしないとき、すなわち、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*＝０で前記（９）式が満たされる条件は、次の（１０）式である。

これを変形すると、弱め磁束制御をしないときに正弦波駆動を行うための条件は、次の（１１）式で与えられることがわかる。

一方、ｉ_da ^*＝０では前記（１０）式を満たさないとき、すなわち、下記（１２）式の条件のときには、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*≠０とすることにより前記（９）式を満たす必要がある。

そこで、前記（９）式をｉ_da ^*について解くと、下記（１３）式を得る。

ｄ軸電流の絶対値が大きくなるほどモータ効率が低下するので、前記（１３）式の条件を満たす絶対値が最小の値をｄ軸電流指令値ｉ_da ^*とすればよい。
Ａ＞０は自明であり、前記（１２）式よりＣ＞０であるので、次の（１４）式および（１５）式のとおりとなる。

前記（１５）式のときは、ｄ軸電流指令値ｉ_da ^*が正値となり、ｄ軸の界磁を強める方向に電流を流すことになるので、Ｂ＜０のときは、ｉ_da ^*＝０とする。

ここで、Ｂ²−ＡＣ≧０を満たさなければ、前記（１４）式の値が虚数となり、この（１４）式を満たすｉ_da ^*が存在しない。つまり、どのようなｑ軸電流指令値ｉ_da ^*を設定しても、図４の円で示される制限電圧範囲内に収まらない。そこで、Ｂ²−ＡＣ≧０をｉ_qa ^*について解くと、下記（１６）式が得られ、これが、制限電圧範囲内とするために、すなわち、正弦波駆動を行うために、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に課される条件となる。

したがって、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を予め前記（１６）式の範囲に制限し（図３のステップＳ３〜Ｓ６）、その後に、前記（１５）式によりｄ軸電流指令値ｉ_da ^*を求めればよい（図３のステップＳ７）。これにより、制限電圧範囲内で最大の出力を得ることができる。すなわち、高速回転域においても、振動を生じさせることなく、出力の増加を図ることができる。これにより、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを向上することができる。

図５は、異常判定部３３が所定の制御周期毎に繰り返し実行する処理を説明するためのフローチャートである。異常判定部３３は、減算部２７ｑによって求められるｑ軸電流偏差δｉ_qと、予め定める閾値Ｉ_thとを比較する（ステップＳ１１）。ｑ軸電流偏差δｉ_qが閾値Ｉ_th以上のときには（ステップＳ１１：ＹＥＳ）、異常判定部３３は、さらに、δｉ_q≧Ｉ_thの状態の継続時間Ｔが予め定める異常判定時間Ｔ_th以上継続しているかどうかを判断する（ステップＳ１２）。この判断が肯定されるときは、ｑ軸電流偏差δｉ_qが過大な状態が長時間継続しているので、異常が発生していると判定して、異常発生信号を生成する（ステップＳ１３）。δｉ_q≧Ｉ_thの状態の継続時間Ｔが異常判定時間Ｔ_thに満たないときには、以後の処理を行わずにリターンする。

ｑ軸電流偏差δｉ_qが閾値Ｉ_th未満であれば（ステップＳ１１：ＮＯ）、前記継続時間Ｔを零にリセットして（ステップＳ１４）、リターンする。したがって、δｉ_q≧Ｉ_thの状態が異常判定時間Ｔ_thだけ継続する前にδｉ_q＜Ｉ_thの状態となったときには、異常発生信号は生成されない。
ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*は、前述のとおり、前記（１６）式の範囲に制限されている。つまり、電動モータ３に生じる逆起電力のためにアシスト切れが生じる高速回転域においては、当該逆起電力の影響による電流低下の影響を予め加味して、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*が設定される。そのため、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*とｑ軸電流ｉ_qa（検出値）との差であるｑ軸電流偏差δｉ_qは、正常時には、アシスト切れが生じる高速回転域においても、大きな値になることがない。その結果、高速回転域においても、異常判定部３３による異常判定処理は信頼性を維持している。このように、ｑ軸電流偏差δｉ_qを用いた異常判定処理を高速回転域においても有効に用いることができるので、この異常判定処理の機能を高めることができる。

図６は、ｄｑ軸電圧指令値演算部２９の構成例を説明するためのブロック図である。ｄｑ軸電圧指令値演算部２９は、ｄ軸電圧指令値演算部５１、およびｑ軸電圧指令値演算部５２を有する。ｄ軸電圧指令値演算部５１は、ｄ軸電流偏差δｉ_dを低減するように、ｄ軸電流偏差δｉ_dのＰＩ演算（以下「ｄ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*を求める。ｑ軸電圧指令値演算部５２は、ｑ軸電流偏差δｉ_qを低減するように、ｑ軸電流偏差δｉ_qのＰＩ演算（以下「ｑ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*を求める。

ｄ軸電圧指令値演算部５１は、ｄ軸ＰＩ演算部５１ａ、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂ、およびｄ軸加算部５１ｃを有する。
ｄ軸ＰＩ演算部５１ａは、ｄ軸電流偏差δｉ_dのＰＩ演算によりｄ軸ＰＩ演算値Ｖ_doを演算し、このｄ軸ＰＩ演算値Ｖ_doをｄ軸加算部５１ｃに出力する。
ｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂは、三相交流／ｄｑ座標変換部２８により求められるｑ軸電流ｉ_qaと、角速度演算部２５によって求められる回転角速度ω（rad/sec）とに基づき、ｄ軸非干渉化制御量Ｄ_dを求める。

ｄ軸加算部５１ｃは、ｄ軸ＰＩ演算値Ｖ_doにｄ軸非干渉化制御量Ｄ_dを加算する。この加算結果が、ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*（＝Ｖ_do＋Ｄ_d）となる。これにより、ｄ軸ＰＩ演算値Ｖ_doをｄ軸非干渉化制御量Ｄ_dにより補正して、ｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*が求められている。
ｑ軸電圧指令値演算部５２は、ｑ軸ＰＩ演算部５２ａ、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂ、およびｑ軸加算部５２ｃを有する。

ｑ軸ＰＩ演算部５２ａは、ｑ軸電流偏差δｉ_qのＰＩ演算によりｑ軸ＰＩ演算値Ｖ_qoを演算し、このｑ軸ＰＩ演算値Ｖ_qoをｑ軸加算部５２ｃに出力する。
ｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂは、三相交流／ｄｑ座標変換部２８により求められるｄ軸電流ｉ_daと、角速度演算部２５によって求められる回転角速度ω（rad/sec）とに基づき、ｑ軸非干渉化制御量Ｄ_qを求める。

ｑ軸加算部５２ｃは、ｑ軸ＰＩ演算値Ｖ_qoにｑ軸非干渉化制御量Ｄ_qを加算する。この加算結果が、ｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*（＝Ｖ_qo＋Ｄ_q）となる。これにより、ｑ軸ＰＩ演算値Ｖ_qoをｑ軸非干渉化制御量Ｄ_qにより補正して、ｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*が求められている。
電動モータ３の内部で生じる速度起電力は、ｄ軸については、−ωＬ_qｉ_qaと表され、ｑ軸については、ωＬ_dｉ_da＋ωΦと表される。したがって、これらを補償するｄ軸非干渉化制御量Ｄ_dおよびｑ軸非干渉化制御量Ｄ_qは次式（１７）（１８）のとおりとなる。これらがｄ軸非干渉化制御量演算部５１ｂおよびｑ軸非干渉化制御量演算部５２ｂによってそれぞれ演算される。

Ｄ_d＝−ωＬ_qｉ_qa …（１７）
Ｄ_q＝ωＬ_dｉ_da＋ωΦ …（１８）
このように非干渉化制御を行うことによって、電動モータ３の応答性および追従性を向上することができる。そして、電動モータ３の応答性および追従性が向上されることによって、フィードバック制御による電流応答の遅れを抑制することができる。そのため、減算部２７ｑで求められるｑ軸電流偏差δｉ_qが、電流応答の遅れに起因して、大きな値となったり、大きな値の状態が長時間継続したりすることを抑制または防止できる。しかも、様々な状況において、一様な電流応答が得られる。これにより、異常判定部３３での異常判定処理をより正確に行うことができる。また、電流応答の遅れが抑制されるので、異常判定時間Ｔ_thを短く設定することができる。これにより、ｑ軸電流偏差δｉ_qに基づく異常判定処理に要する時間を短縮できる。

図７は、この発明の第２の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を説明するための図であり、異常判定に関連する部分の構成が示されている。この図７において、前述の図１の各部に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。
この実施形態では、ｄｑ軸電流指令値演算部２６が生成するｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して所定のフィルタ処理を行うフィルタ３５と、このフィルタ３５によって処理されたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*′とｑ軸電流値ｉ_qa（検出値）との偏差を演算するｑ軸電流偏差演算部３６とが設けられ、このｑ軸電流偏差演算部３６によって求められたｑ軸電流偏差δｉ_q′が異常判定部３３に与えられるようになっている。

フィルタ３５は、ｑ軸電流ｉ_qaに対応した電流応答特性（たとえば一次遅れ特性）のフィルタ処理をｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して行い、その処理後のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*′を出力する。したがって、フィルタ処理後のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*′は、フィルタ処理前のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して、ｑ軸電流ｉ_qaの応答特性に近似した応答特性を有することになる。したがって、ｑ軸電流偏差演算部３６が演算するｑ軸電流偏差δｉ_q′は、ｑ軸電流ｉ_qaの応答遅れの影響がほぼ排除された値となっている。

しかも、非干渉化制御が導入されていることにより、前述のとおり、電流応答特性は種々の状況でほぼ一様となっている。そのため、その一様な電流応答特性に整合するようにフィルタ３５の処理を設定しておくことにより、正常時には、フィルタ処理後のｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*′は、ｑ軸電流ｉ_qにごく近似した値を有することになる。その結果、ｑ軸電流偏差演算部３６が求めるｑ軸電流偏差δｉ_q′は、電流応答特性の影響をほぼ排除した値となる。このようなｑ軸電流偏差δｉ_q′を用いて、図５に示す異常判定処理を行うことにより、より一層正確な異常判定処理が可能になる。

図８は、この発明の第３の実施形態を説明するための図であり、前述の図１または図７の構成におけるｄｑ軸電流指令値演算部２６が設定するｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}が示されている。
この実施形態では、回転角速度ωの絶対値が所定の第３閾値ω３（＞ω２。たとえば、ω３＝３５００rpm）を超える回転速度域においては、ｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*に対して、前記（１６）式による制限よりもさらに大きな制限をかける特性Ｌ３⁺，Ｌ３^-が適用される。すなわち、モータ回転角速度絶対値｜ω｜が第３閾値ω３を超える範囲では、前記（１６）式の場合よりも上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}の絶対値が小さく設定されるように、モータ回転角速度絶対値｜ω｜の増加に伴って、前記（１６）式の場合よりも大きな変化率で上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}の絶対値がリニアに減少する。そして、上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}は、それぞれ、第４閾値ω４（＞ω３。たとえば、ω４＝４０００rpm），−ω４で零となっている。

このような構成とすることによって、回転角速度ωが異常に大きな値となることを防止できるので、マイクロコンピュータ６が実行するソフトウェアの変数がオーバーフローしたりすることがなく、安定な制御が可能になる。
図９は、この発明の第４の実施形態を説明するための図であり、前述の図１または図７の構成におけるｄｑ軸電流指令値演算部２６が設定するｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}が示されている。

この実施形態では、図２の特性Ｌ２⁺の曲線に内接する線分（原点Ｏ側から接する線分）で構成された折れ線特性Ｌ２Ａ⁺に従ってｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}が定められている。図示は省略するが、同様に、特性Ｌ２^-の曲線に内接する線分（原点Ｏ側から接する線分）で構成された折れ線特性Ｌ２Ａ^-に従ってｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の下限値ｉ_{qa_downlim}が定められるようになっている。より具体的には、折れ線特性Ｌ２Ａ⁺，Ｌ２Ａ^-を形成する複数の頂点４０の値がマイクロコンピュータ６に備えられたメモリ（図示せず）に記憶されており、頂点４０の間の線分４１上の値は線形補間によって求められる。このような構成とすることにより、前記（１６）式の制限範囲内にｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*を制限するための演算負荷を軽減することができる。

以上、この発明の４つの実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}は、図２の特性Ｌ１⁺と特性Ｌ２⁺（最上限値）との間の値に定めればよく、同じく弱め磁束制御を行うときのｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の下限値ｉ_{qa_downlim}は、図２の特性Ｌ１^-と特性Ｌ２^-（最下限値）との間の値に定めればよい。したがって、たとえば、図２に二点鎖線で示す特性Ｌ４⁺，Ｌ４^-のように特性Ｌ２⁺，Ｌ２^-のよりも絶対値が低めの上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}が設定される特性にしてもよい。このような特性Ｌ４⁺，Ｌ４^-は、たとえば、モータドライバ９などの回路素子の特性のばらつき（製造ばらつき、温度変化、経年変化など）や、入力電圧（バッテリ電圧）の変動を考慮して、これらのばらつきや変動によらずに、特性Ｌ１⁺，Ｌ２⁺間に上限値ｉ_{qa_uplim}が収まり、特性Ｌ１^-，Ｌ２^-間に下限値ｉ_{qa_downlim}が収まるように定めてもよい。この場合、特性Ｌ４⁺，Ｌ４^-は、下記（１９）式および（２０）式に示すように、前記（３）式および（４）式の右辺に定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を乗じて設定してもよい。

その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。

この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 ｄｑ軸電流指令値演算部の動作を説明するための図であり、モータ回転角速度に応じたｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}が示されている。 弱め磁束制御を行うときのｄｑ軸電流指令値演算部の動作を説明するためのフローチャートである。 正弦波駆動のためにｄ軸電圧指令値Ｖ_da ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_qa ^*とに課される条件を示す図である。 異常判定部処理を説明するためのフローチャートである。 ｄｑ軸電圧指令値演算部の構成例を説明するためのブロック図である。 この発明の第２の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を説明するための図であり、異常判定に関連する部分の構成が示されている。 この発明の第３の実施形態を説明するための図であり、ｄｑ軸電流指令値演算部が設定するｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}を示す。 この発明の第４の実施形態を説明するための図であり、ｄｑ軸電流指令値演算部が設定するｑ軸電流指令値ｉ_qa ^*の上限値ｉ_{qa_uplim}および下限値ｉ_{qa_downlim}を示す。 モータの逆起電力によるアシスト切れを説明するための図である。 アシスト切れに伴う異常判定の誤りを説明するための図である。 電流応答に起因する電流偏差を説明するための図である。

符号の説明

３…電動モータ、４…レゾルバ、５…モータ制御装置、６…マイクロコンピュータ，２７ｑ…減算部、３６…ｑ軸電流偏差演算部

Claims (4)

1. モータ指示電流に基づいてモータを駆動して操舵補助する電動パワーステアリング装置であって、
   前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
   モータ指示電流と所定の上限値および下限値とを比較し、前記モータ指示電流が前記上限値を超える場合は当該上限値を、前記モータ指示電流が前記下限値未満の場合は当該下限値を、前記モータ指示電流が前記下限値以上前記上限値以下の場合は当該モータ指示電流を、それぞれ比較結果として出力する比較手段と、
   この比較手段が出力する比較結果と前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流との差に基づいて異常の有無を判定する異常判定手段とを含むモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
2. 前記モータ制御装置が、ｄｑ座標上のｄ軸電流およびｑ軸電流を制御することによりモータを制御するものであり、
   前記モータ指示電流としてのｑ軸電流指令値に対する前記上限値および下限値が、下記（Ａ）式で与えられる最上限値ｉ_{qa_uplim}と、下記（Ｂ）式で与えられる最下限値ｉ_{qa_downlim}との間で設定されている、請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
   

   

   Ｒはモータの固定子巻線抵抗
   φは界磁による固定子鎖交磁束から計算されるｄｑ座標上の磁束
   ωはモータの電気角における回転角速度
   Ｌ_dはｄ軸インダクタンス
   Ｌ_qはｑ軸インダクタンス
   Ｖ_limは正弦波駆動が可能なｄｑ座標での制限電圧
3. 前記比較手段の比較結果が入力されるフィルタをさらに含み、
   前記異常判定手段が、前記フィルタの出力と前記モータ電流検出手段によって検出されるモータ電流との差に基づいて異常の有無を判定するものである、請求項１または２記載の電動パワーステアリング装置。
4. モータ指示電流に基づいて基本駆動値を演算する基本駆動値演算手段と、
   この基本駆動値演算手段によって演算される基本駆動値に対して、非干渉化制御量による補正を加えてモータ駆動値を求める非干渉化制御手段と、
   この非干渉化制御手段によって求められたモータ駆動値に基づいてモータを駆動する駆動手段とをさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電動パワーステアリング装置。

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