JP6381889B2 - 電力変換装置および誘導電動機の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置による誘導電動機の制御方法に関する。

電力変換装置であるインバータは、産業界をはじめ家電製品にも誘導電動機の速度制御装置として多く採用されている。

誘導電動機を減速停止する場合、誘導電動機の減速時における回転エネルギーが電気エネルギーに変換され、電力変換装置の直流中間回路にある平滑コンデンサに静電エネルギーとして蓄積されるが、その処理できる蓄積量は小さいため平滑コンデンサの両端電圧が上昇し、電力変換装置の直流中間回路に設けられた電圧検出回路が動作し、前もって設定された過電圧レベルを超えると電力変換装置が停止する。

このため、電力変換装置には、前記直流中間回路に半導体スイッチと制動用の抵抗器からなる回生制動回路が搭載されており、前記交流機の減速時の回転エネルギーを制動抵抗器で熱エネルギーとして消費する構成にし、平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制して
電圧検出保護回路が動作しないようにしている。

特許文献１の段落［０００７］には、「前記平滑用コンデンサの両端に接続される制動抵抗とスイッチの直列回路と、前記平滑用コンデンサの両端の電圧が所定の値を超えたときに前記スイッチを閉路させる電圧検出回路と、外部からの開始指令に基づいて、所定期間（Ｔ）内の前記スイッチが閉路している時間を集計し、この集計時間（Σｔ）を出力する集計回路と、前記期間（Ｔ）と集計時間（Σｔ）とから前記制動抵抗の使用率（Ｘ％：Ｘ＝（Σｔ／Ｔ）＊１００）を演算する使用率演算回路と、前記使用率（Ｘ％）を前記期間（Ｔ）が終了時に外部へ表示する表示回路とを備える。」と記載されている。

また、特許文献２には、誘導電動機を減速する場合に、出力周波数あるいは電動機速度に対して、誘導電動機の一次抵抗をＲ１、二次抵抗をＲ２とした場合に、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転することが開示されている。

また、特許文献３には、電力変換装置の直流母線側に設けられたシャント抵抗器で、誘導電動機に流れる電流を検出できることが開示されている。

特許第３６４８９３２号 特許第４３００８３１号 特許第２７６８２０６号

特許文献１は、回生制動抵抗器の許容負荷時間率％ＥＤ管理による過負荷保護及び過熱保護についての記載はあるが、誘導電動機の回生時におけるすべり制御についての開示はない。

また、特許文献２には、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転すると開示されている。すなわち、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧（ｖｕ_ｃ^＊、ｖｖ_ｃ^＊、ｖｗ_ｃ^＊）を前記出力周波数の出力電圧に重畳する点が開示されている。

さらに、特許文献２の図２に記載された誘導電動機のＴ型等価回路より明らかなように、特許文献２では、励磁インピーダンスＺｍに流れる励磁電流についての考慮がなく、「滑りｓが大きいところでは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなし」と仮定しているが、現実的には大多数の誘導電動機において、略ｉ１＝ｉ２とみなすことには無理がある。

上記目的と達成する手段は下記の通りである。

交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、平滑コンデンサを有する直流中間回路と、前記直流中間回路の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、前記直流中間回路の電圧を検出する直流電圧検出回路と、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と、前記直流電圧検出回路の検出値に従って補正した励磁電流値ｉｍを用いてすべりを演算し、該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりに対応する周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する制御部と、を備える電力変換装置である。

本発明によれば、小型化を実現した電力変換装置および誘導電動機の制御方法を提供することができる。

本実施例に係る電力変換装置の構成図である。 誘導電動機のＴ型等価回路である。 本願における誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。 本願における誘導電動機の回生時電力授受の状態を示した図である。 誘導電動機の特性図である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第一の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第二の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第三の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第四の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第五の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第六の形態）である。 本願に係わる電力変換装置の構成図（第七の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第八の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第九の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十一の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十二の形態）である。 本願に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十三の形態）である。

以下図面を用いて本実施例について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、本願実施例図示例に限定されるものではない。

実施例１における電力変換装置の形態を以下に図を用いて説明する。
図１は実施例１における電力変換装置の構成図である。

図１の電力変換装置１０は、誘導電動機４に電力を供給するための順変換器１、平滑用コンデンサ２、逆変換器３、制御回路５、冷却ファン６、デジタル操作パネル７、ドライバ回路８、電流検出回路９を備えて構成される。図１では、任意の入力電源として交流電源を用いた場合を示す。

順変換器１は、交流電力を直流電力に変換する。

平滑用コンデンサ２は、直流中間回路に備えられている。

逆変換器３は、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する。逆変換器３内には、代
表的なスイッチング素子として例えばＩＧＢＴが搭載されている。ここで、スイッチング素子としてはＩＧＢＴに限定されるものではなく、スイッチング素子としての形態を有するものであれば良い。

冷却ファン６は、順変換器１及び逆変換器３内のパワーモジュールを冷却する。

デジタル操作パネル７は、電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示を行う。操作パネル７には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。本実施例の操作パネル７としては、特に種類が限られるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。

なお、表示部は必ずしも操作パネル７と一体に構成する必要はないが、操作パネル７の操作者が、表示を見ながら操作できるように一体構成とすることが望ましい。

操作パネル７から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。

制御回路５は、デジタル操作パネル7によって入力される各種の制御データに基づいて
逆変換器３のスイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置１０全体の制御を司る働きをするもので、マイコン（制御演算装置）が搭載されており、デジタル操作パネル７から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行なえるように構成されている。内部構成は省略するが、各種の制御データが格納された記憶部の記憶データからの情報に基づいて演算を行うマイコン（制御演算装置）が搭載されている。

電流検出器ＣＴは、誘導電動機のＵ相、Ｗ相の線電流を検出する。Ｖ相の線電流は、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）として求められる。図１ではＣＴを２個用いる例を示したが、ＣＴを３個使用し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の線電流を検出してもよい。

ドライバ回路８は、制御回路５からの指令に基づいて逆変換器３のスイッチング素子を駆動する。ドライバ回路８内にはスイッチングレギュレータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が搭載されており、電力変換装置の運転に必要な各直流電圧を生成し、これらを各構成に対して供給する。

電圧検出回路９は、直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出する。

また、任意の入力電源として交流電源ではなく、直流電源を供給する場合には、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続すればよい。

さらには、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続してもよいし、逆に、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の−側を接続してもよい。

図２（ａ）は、誘導電動機のＴ型等価回路である。

誘導電動機は、一次側抵抗Ｒ１と一次側漏れインダクタンスＬ１と二次側抵抗Ｒ２と二次側漏れインダクタンスＬ２と励磁インダクタンスＭとすべりｓから構成される。

ここで、ｉ１は一次側に流れる一次電流、ｉ２は二次側に流れる二次電流、ｉｍは励磁回路に流れる励磁電流である。

図２（ｂ）は、本実施例１における誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。

誘導電動機における各定数において、励磁インダクタンスＭの数値は、一次漏れインダクタンスＬ１の数値や二次漏れインダクタンスＬ２の数値に比べ極めて大きい。

Ｍ 》Ｌ１（Ｌ１／Ｍ≒０） -------------------------------- 数（１）
Ｍ 》Ｌ２（Ｌ２／Ｍ≒０） -------------------------------- 数（２）
数（１）と数（２）を考慮すると、誘導電動機のＴ型等価回路は、図２（ｂ）のように簡略化して表すことができる。

このため、誘導電動機に流れる励磁電流ｉｍは、誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１｛ｉ１（Ｒ）＋ｊｉ１（Ｉ）｝における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）と等価である。

誘導電動機として動作している状態時に、誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）を検出保持し、この検出保持値を発電機として動作している状態時の励磁電流ｉｍとして使用する。

誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）の検出方法については、後で詳細に説明する。

誘導電動機が回生状態の時、図２（ｃ）の簡易Ｔ型等価回路から、各電流には下記関係式が成立する。

ｉ２＝ｉ１＋ｊｉｍ
∴ ｉ２^２＝ｉ１^２＋ｉｍ^２ -------------------------------- 数（３）
また、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の一次側抵抗Ｒ１と二次側抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費される（鉄損などを無視）とすれば、下式が成立する。

Ｐｏｕｔ＝−（１−ｓ）／ｓ・Ｒ２・ｉ２^２
＝Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２
∴（−１＋ｓ）・Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ（Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２ ）--- 数（４）
数（４）より、
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２ -------------------------数（５）
数（５）に数（３）を代入すると
−Ｒ２・（ｉ１^２＋ｉｍ^２）＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２ ------------- 数（６）
数（６）より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ^２／ｉ１^２） ---------------- 数（７）
ここで、数（７）と特許文献２における数（２）を比較すると、本実施例の数（７）の
方が（−Ｒ２／Ｒ１・ｉｍ^２／ｉ１^２）分だけ誘導電動機を正確にモデル化できており、回生電力が０（ゼロ）となるすべり点をより正確に算出できる。

また、特許文献２の数（２）により求めたすべりは、すべりの符号を考慮すると、ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１)＞−１．０（∵Ｒ１＞Ｒ２）となる。このことは、「発明が解決しようとする課題」でも記載した通り、一般的に誘導電動機は、１次側の抵抗Ｒ１の数値の方が、２次側の抵抗Ｒ２の数値より大きいからである。

しかし、本実施例の数（７）で求めたすべりは、ｓ＜−１．０領域についても対応可能なため、誘導電動機のすべりの制約を受けず、正確なモデル化が行える。

一般に、誘導電動機の場合、鉄損などを無視すれば、出力電力Ｐｏｕｔの一部が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費され、消費しきれない電力が入力電力Ｐｉｎ（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２、ここで、Ｐｉｎ＞０で電動状態、Ｐｉｎ＜０で回生状態）として、電力変換装置に回生される。このため、誘導電動機のすべりｓを数（７）に従って制御すれば、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして全て消費できることを意味する。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０の点を数（７）により、より正確なすべり点として求められ訳である。

なお、一次側抵抗値Ｒ１および二次側抵抗値Ｒ２は公知の電動機の定数演算方法等によって求めることができる。

例えば、汎用インバータにおいては、制御モードとして、Ｖ／ｆ一定制御かセンサレスベクトル制御かベクトル制御かを選択できるのが一般的である。

センサレスベクトル制御かベクトル制御を選択した場合には、当該電動機の電気定数値が必須となるため、誘導電動機の容量（ｋＷ）毎に、定格時における一次側抵抗値Ｒ１と一次側漏れインダクタンス値Ｌ１と二次側抵抗値Ｒ２と二次側漏れインダクタンス値Ｌ２と励磁インダクタンス値Ｍと励磁電流Ｉｍなどの電動機電気定数値が、電力変換装置であるインバータ内部のメモリーに前もって格納されている。

また、電気諸定数が不明の場合には、オートチューニング機能を用いて誘導電動機の電動機電気定数値を実測すればよい。

つまり、Ｖ／ｆ一定制御を選択した場合においても、数（７）の演算に用いる一次側抵抗値Ｒ１と二次側抵抗値Ｒ２は、電力変換装置内部のメモリーに前もって格納されている値を使用するか、あるいは、オートチューニング機能で実測した値を使用するかは電力変換装置のユーザが決めればよく、いずれにしても当該抵抗値は既知の値である。
図３は、誘導電動機の特性図である。

横軸を誘導電動機のすべり、縦軸を入力電力Ｐｉｎ、出力電力Ｐｏｕｔ、鉄損、銅損として各特性曲線を示している。

図３に示した誘導電動機の特性図の回生時において、Ｐｉｎ＝０の点を数（７）により、より正確なすべり点として求めることができる。

図３では、すべりｓ＞０である左側の領域が誘導電動機として動作する領域であり、すべりｓ＜０である右側の領域が発電機として動作する領域である。

すべりｓ＝０は、誘導電動機の同期速度点で、すべりＳ＝１が停止状態の点である。

入力電力Ｐｉｎが負になっているすべりの領域が、電力変換装置へ電力が回生される領域であることを示している。電力変換装置への回生電力Ｐｉｎは、出力電力Ｐｏｕｔか
ら電動機として内部で消費される損失（主に、Ｗ＝鉄損＋銅損）を差し引いた分であ
る。

回生電力が０（ゼロ）となるすべりｓ（Ａ点）の右側の領域は、銅損の増加によってさらに損失が増加するため、電力変換装置からも誘導電動機へ電力が供給される領域となることが分かる。この領域は、発電機（出力電力Ｐｏｕｔ＜０）として動作しているにもかかわらず、電力変換装置からも発電機に電力が供給されている（Ｐｉｎ＞０）状態を示している。

つまり、出力電力Ｐｏｕｔよりも電動機内部で消費における損失Ｗが大きくなり、電力変換装置への電力の回生が行われなくなり、逆に電力変換装置側からも入力電力Ｐｉｎが誘導電動機内に供給され、電動機内の電力がバランスすることになる。

すなわち、誘導電動機の動作点が、すべりｓ（Ａ点）の右側の領域になるように電力変換装置の周波数を制御すれば、誘導電動機から電力変換装置への電力回生は０（ゼロ）で動作させることができる。この電力授受の状態を示したものが、図２（ｃ）である。

図４は、実施例１の形態における制御ブロック図（第一の形態）である。

一般的に、電力変換装置である汎用インバータには、ＡＶＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：自動電圧調整器）機能が搭載されており、この機能の動作を選択することができる。ＡＶＲ機能をオンにした場合、インバータの受電である入力交流電圧が増大側に変動した場合においても、インバータの出力電圧実効値を一定に保つことのできる機能である。もちろん、誘導電動機が回生状態の場合においても、ＡＶＲ機能をオンにした場合は同様に機能する。

本実施例は、ＡＶＲ機能がオン状態の場合についてのものである。

ここで、誘導電動機のすべりｓは、すべりの定義により、数（８）で表わすことができる。

ｓ＝（ｆ１−ｆｒ）／ｆ１ ------------------------------ 数（８）
ここで、ｆ１は誘導電動機の一次周波数、ｆｒは誘導電動機の回転周波数である。

数（７）で求めたすべりをｓｃとし、これを数（８）に代入して、このすべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓは、数（９）で求められる。

ｆ１ｓ＝ｆｒ／（１−ｓｃ） ---------------------------- 数（９）
ここで、数（９）において、誘導電動機の回転周波数ｆｒの代わりに誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いて、すべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓを求めてもよい。

誘導電動機の減速時は、発電機として回生状態になるため、すべりｓ＜０となる。例えば、数（７）で求めたすべりをｓｃが、−１．５であったとすると、このすべりに対応する周波数ｆ１sは、数（１０）となる。

ｆ１ｓ＝ｆ１／｛１−（−１．５）｝＝０．４＊ｆ１ -------------- 数（１０）
すなわち、電動機の回転周波数ｆｒに対し、４０％相当の周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳すれば、回生時にＡ点：Ｐｉｎ＝０で減速可能であることを意味している。

実際の誘導電動機においては、銅損以外に鉄損や機械損などが発生するが、本実施例においても支配的損失（主に銅損Ｗｃ）ではない鉄損や機械損は無視して、数（７）を求めている。このため、数（７）により求めた、回生時、Ｐｉｎ＝０のＡ点においては、出力電力Ｐｏｕｔから銅損Ｗｃのみの消費ではなく、無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなども現実的には消費される（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｗｃ＋Ｗｉ＋Ｗｍ＞０）ため、Ａ点で運転すれば無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなどの消費分を電力変換装置から誘導電動機に供給することになり、電力変換装置への回生電力を０（ゼロ）にすることができる。

また、上記４０％以下の周波数として、４０％よりも低い周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳（すべりｓｃを−１．５以下、例えば−１．８）すれば、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に電力が供給されることになる。この動作点が例えば、図３におけるＢ点である。

すなわち、Ｂ点は誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔよりも一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力Ｗｃと鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失の方が大きい点となる。このため、誘導電動機の入力電力Ｐｉｎ＞０｛Ｐｉｎ＝（−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２＋鉄損Ｗｉ＋機械損Ｗｍ）＞０｝となり、不足分（図３におけるＰｉｎｓ）が電力変換装置から誘導電動機に供給される。

一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力と鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失に対する不足分（Ｐｉｎｓ）として供給される訳である。

当然、誘導電動機を含むシステムとして、誘導電動機を減速させ発電機動作とさせる場合、回生電力を０（ゼロ）に制御することは望ましいが、電力変換装置から誘導電動機に供給される電力Ｐｉｎｓは少ない方が省エネであることは自明である。

しかし、特許文献２の実施例に記載された方法（基本波周波数の３分の１）では、本実施例の図３におけるＢ点よりさらに右側の領域になるため、さらに大きな電力が電力変換装置から誘導電動機に供給されることになり得策ではない。

本実施例によれば、回生電力が０（ゼロ）となるＡ点を正確に求められるため、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に供給される電力を最小限にすることができる。

ここで、図示していないマイコンが、誘導電動機が減速したと判断した場合、あるいは直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出し、当該電圧値が上昇したと判断した場合に、数（７）に従いすべりを演算し、数（１０）によって求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

図において、ベクトル演算結果である三相出力相電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、数（１０）に従って求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）したＰＷＭ演算結果で誘導電動機を速度制御する。

すなわち、ＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
ここで、ω１＝２π・ｆ１であり、ω１ｓ＝２π・ｆ１ｓである。

また、周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋについは、電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように予めその大きさを設定調整すればよい。

あるいは、ゲインＫで、ΔＶｕｋ＝Ｋ・ΔＶｕ、ΔＶｖｋ＝Ｋ・ΔＶｖ、ΔＶｗｋ＝Ｋ・ΔＶｗを求め、周波数以下の周波数成分の新たな出力電圧としてΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）するように構成しておき、ゲインＫを設定変更可能にすればよい。ゲインＫを小さく設定すれば、各々の相に加算される周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋの大きさを小さくでき、電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように制御することができる。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
また、ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１の関数Ｋ（ｉ１）とし、検出された一次電流ｉ１の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
あるいは、ゲインＫを誘導電動機の二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ２）とし、二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
さらには、ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ１，ｉ２）とし、一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
このように制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の巻線抵抗Ｒ１とＲ２にオーミックロスとして消費されるため、誘導電動機から電力変換装置への回生電力を完全に０（ゼロ）にすることが可能であり、誘導電動機の減速時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置の小型化を達成することができる。

本実施例は、電流として、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本実施例に係る電力変換装置の第二の実施形態を、図５を用いて説明する。

図５は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第二の形態）である。

図４と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオン状態の場合である。

数（５）より、
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２
上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／ｉ１^２ ---------------------- 数（１１）
本実施例では、誘導電動機のすべりを数（１１）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０のポイントが数（１１）を満足するすべりになるということである。

実施例１の図４と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算している点のみであり、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本実施例に係る電力変換装置の第三の実施形態を、図６を用いて説明する。

図６は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第三の形態）である。

図４と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオン状態の場合である。

数（５）に数（３）を代入すると
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・（ｉ２^２−ｉｍ^２）
上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／（ｉ２^２−ｉｍ^２）------------ 数（１２）
本実施例では、誘導電動機のすべりを数（１２）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０のポイントが数（１２）を満足するすべりになるということである。

実施例１の図５と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いてすべりｓを演算している点のみであり、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本実施例に係る電力変換装置の第四の実施形態を、図７を用いて説明する。

図７は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第四の形態）である。

図５と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例は、ＡＶＲ機能がオフ状態の場合についてのものである。

ＡＶＲオフ時、誘導電動機が減速され発電機として動作している状態では、回生電力により電力変換装置の直流電圧ＶＰＮが上昇する。このため、発電機の励磁電流が増加し、過励磁状態となる。このため、ＡＶＲ機能がオフ状態の場合、電力変換装置であるインバータ内部のメモリーに前もって格納された電動機電気定数値である励磁電流値Ｉｍ（オートチューニング機能を用いて実測した電動機電気定数値の一つである励磁電流値でもよい）に対し、電力変換装置の直流電圧ＶＰＮを直流電圧検出回路で検出し、予め既定された直流電圧値から変動した分に応じて、励磁電流値Ｉｍを励磁電流補正回路で補正する。

すなわち、予め既定された直流電圧値ＶＰＮ０と検出された電圧値ＶＰＮとの比から励磁電流を数（１３）により補正する。

α・ｉｍ＝（ＶＰＮ／ＶＰＮ０）・ｉｍ ---------------------- 数（１３）
この補正された電流値α・ｉｍを新たな励磁電流として、数（７）からすべりを求める。

本実施例は、電流として、励磁側の補正された電流α・ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算して、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本実施例に係る電力変換装置の第五の実施形態を、図８を用いて説明する。

図８は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第五の形態）である。

図６と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオフ状態の場合である。

実施例４の図７と異なるのは、電流として、一次側の電流ｉ１と二次側の電流ｉ２を用いて、数（１１）よりすべりｓを演算して、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点のみである。

本実施例に係る電力変換装置の第六の実施形態を、図９を用いて説明する。

図９は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第六の形態）である。

図７と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオフ状態の場合である。

実施例４の図７と異なるのは、電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の補正された電流α・ｉｍを用いて、数（１２）よりすべりｓを演算して、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点のみである。

本実施例に係る電力変換装置の第六の実施形態を、図１０を用いて説明する。

図１０は、本実施例に係る電力変換装置の構成図（第七の形態）である。

図１と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図１と異なるのは、電流検出器の検出位置である。

ＳＨ１、ＳＨｉ、ＳＨｄは電流検出用のシャント抵抗器であり、ＳＨ１は直流中間回路のＮ側の電流を検出し、ＳＨｉは、逆変換器３を構成する下アームの各スイッチング素子であるＵ相とＶ相とＷ相のＩＧＢＴに接続され、ＳＨｄは、各スイッチング素子であるＩＧＢＴに並列に接続されたダイオードに接続されている。

すなわち、電力変換装置の直流母線側に設けられたシャント抵抗器ＳＨｉは、各ＩＧＢＴに流れる合成電流を検出する電流検出器であり、シャント抵抗器ＳＨｄは、各ＩＧＢＴに並列に接続されたダイオードに流れる合成電流を検出する電流検出器である。

電力変換装置の直流母線側に設けられたシャント抵抗器で、誘導電動機に流れる電流を検出できることは、例えば特許文献３に記載されている。

また、シャント抵抗ＳＨｉ、ＳＨｄは、Ｕ相を構成する下アームのＩＧＢＴとダイオードに接続されているが、Ｕ相を構成する上アームのＩＧＢＴとダイオードに接続して電流を検出してもよい。

本実施例に係る電力変換装置の第八の実施形態を、図１１を用いて説明する。

図１１は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第八の形態）である。

図４と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例は、ＡＶＲ機能はオン状態の場合である。

実施例１の図４と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

本実施例に係る電力変換装置の第九の実施形態を、図１２を用いて説明する。

図１２は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第九の形態）である。

図５と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオン状態の場合である。

実施例２の図５と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

本実施例に係る電力変換装置の第十の実施形態を、図１３を用いて説明する。

図１３は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十の形態）である。

図６と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオン状態の場合である。

実施例３の図６と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

本実施例に係る電力変換装置の第十一の実施形態を、図１４を用いて説明する。

図１４は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十一の形態）である。

図７と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例は、ＡＶＲ機能はオフ状態の場合である。

実施例４の図７と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、励磁側の補正された電流α・ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

本実施例に係る電力変換装置の第十二の実施形態を、図１５を用いて説明する。

図１５は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十二の形態）である。

図８と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオフ状態の場合である。

実施例５の図８と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

本実施例に係る電力変換装置の第十三の実施形態を、図１６を用いて説明する。

図１６は、本実施例に係る電力変換装置の制御ブロック図（第十三の形態）である。

図９と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

本実施例においても、ＡＶＲ機能はオフ状態の場合である。

実施例６の図９と異なるのは、シャント抵抗器により検出したＳＨ電流検出回路により、二次側の電流ｉ２と励磁側の補正された電流α・ｉｍを用いてすべりｓを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する点である。

以上の実施例で示したように、本実施例は、可変電圧可変周波数の交流電力により誘導電動機を速度制御する制御装置において、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１および二次電流値ｉ２および励磁電流値ｉｍのいずれかを用いてすべりを演算し、誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置を小型に達成できる。

さらに、電力変換装置により駆動される誘導電動機の容量が大きくなればなるほど、回生電力は大きくなり、それを熱エネルギーとして処理しなければならない回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器も大型化することは当然である。

この場合、大型化した回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器を電力変換装置内部に搭載することは困難となるため、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器は電力変換装置と別置せざるを得ない。

この際、特に大型化した回生エネルギー処理用の制動抵抗器の設置場所の確保、さらに抵抗器から発生する熱の処理および発熱による抵抗体の温度上昇に起因した火災防止など使用するユーザ側にとっては極めて多岐に亘り、大きな負担となっていた。

しかし、本実施例により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、ユーザ側にとっての負担軽減効果を考えれば、そのユーザ側メリットは極めて大きい。

１…順変換器、２…平滑用コンデンサ、３…逆変換器、４…誘導電動機、５…制御回路、６…冷却ファン、７…デジタル操作パネル、８…電源回路、９…直流電圧検出回路、１０…電力変換装置、ＶＰＮ…直流電圧、Ｒ１…誘導電動機の一次側抵抗、Ｒ２…誘導電動機の二次側抵抗、Ｍ…誘導電動機の励磁インダクタンス、ｉ１… 誘導電動機の一次電流、ｉ２… 誘導電動機の二次電流、ｉｍ…誘導電動機の励磁電流、ｓ…誘導電動機のすべり、Ｐｉｎ…入力電力、Ｐｏｕｔ…出力電力、ＣＴ…電流検出器、ＡＶＲ…自動電圧調整器、ＳＨ１，ＳＨｉ，ＳＨｄ…直流母線側の電流検出用シャント抵抗、ｔ…時間、・…乗算演算子、／…除算演算子、ｊ…虚数部を表す添字、^２…二乗演算子

Claims (3)

1. 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
   平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器を駆動するドライバ回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と、前記直流電圧検出回路の検出値に従って補正した励磁電流値ｉｍとを用いて、すべりｓをｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ ^２ ／ｉ１ ^２ ）と演算し、
   該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりｓに対応する周波数ｆ１ｓを、該演算したすべりｓ、及び、該誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いてｆ１ｓ＝ｆ１／（１−ｓ）と演算し、演算した前記周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を、可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳して、重畳後の出力電圧を前記ドライバ回路に出力し、
   前記ドライバ回路は、前記制御部から出力された前記重畳後の出力電圧に基づいて、前記逆変換器を駆動することを特徴とする電力変換装置。
2. 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
   平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器を駆動するドライバ回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２、一次電流値ｉ１、及び二次電流値ｉ２を用いて、すべりｓをｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２ ^２ ／ｉ１ ^２ と演算し、
   該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりｓに対応する周波数ｆ１ｓを、該演算したすべりｓ、及び、該誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いてｆ１ｓ＝ｆ１／（１−ｓ）と演算し、演算した前記周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を、可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳して、重畳後の出力電圧を前記ドライバ回路に出力し、
   前記ドライバ回路は、前記制御部から出力された前記重畳後の出力電圧に基づいて、前記逆変換器を駆動することを特徴とする電力変換装置。
3. 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
   平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器を駆動するドライバ回路と、
   前記直流中間回路の直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１、二次抵抗値Ｒ２、二次電流値ｉ２、及び前記直流電圧検出回路の検出値に従って補正した励磁電流値ｉｍを用いて、すべりｓをｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２ ^２ ／（ｉ２ ^２ −ｉｍ ^２ ）と演算し、
   該誘導電動機の減速時または回生時に、該演算したすべりｓに対応する周波数ｆ１ｓを、該演算したすべりｓ、及び、該誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いてｆ１ｓ＝ｆ１／（１−ｓ）と演算し、演算した前記周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を、可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳して、重畳後の出力電圧を前記ドライバ回路に出力し、
   前記ドライバ回路は、前記制御部から出力された前記重畳後の出力電圧に基づいて、前記逆変換器を駆動することを特徴とする電力変換装置。

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