JP2015029396A - 電力変換装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導電動機を減速する際に、回生エネルギーを熱エネルギーとして処理するための半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路が必要である。そこで電力変換装置の小型化を提供する。
【解決手段】交流電力を直流電力に変換する順変換器と、順変換器で変換された直流電力を平滑化する直流中間回路と、直流中間回路にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器と、逆変換器のスイッチング素子を制御する制御回路と、逆変換器のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える電力変換装置であって、制御回路は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする電力変換装置である。
【選択図】図５

Description

本発明は、電力変換装置および制御方法に関する。

電力変換装置であるインバータは、産業界をはじめ家電製品にも誘導電動機の速度制御装置として多く採用されている。

誘導電動機を減速停止する場合、誘導電動機の減速時における回転エネルギーが電気エネルギーに変換され、電力変換装置の直流中間回路にある平滑コンデンサに静電エネルギーとして蓄積されるが、その処理できる蓄積量は小さいため平滑コンデンサの両端電圧が上昇し、電力変換装置の直流中間回路に設けられた電圧検出回路が動作し、前もって設定された過電圧レベルを超えると電力変換装置が停止する。

このため、電力変換装置には、前記直流中間回路に半導体スイッチと制動用の抵抗器からなる回生制動回路が搭載されており、前記交流機の減速時の回転エネルギーを制動抵抗器で熱エネルギーとして消費する構成にし、平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制して
電圧検出保護回路が動作しないようにしている。

また、特許文献１の特許請求の範囲の請求項１には、「インバータにより駆動する誘導電動機をインバータ出力周波数を制御することによって制動するインバータ駆動誘導電動機の制動方法であって、 誘導電動機を減速する場合に、出力周波数あるいは電動機速度に対して、誘導電動機の一次抵抗をR1、二次抵抗をR2とした場合に、すべりが−( R2/R1)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転することにより誘導電動機の減速を行うことを特徴とするインバータ駆動誘導電動機の制御方法」誘導電動機を減速する場合に、出力周波数あるいは電動機速度に対して、誘導電動機の一次抵抗をＲ１、二次抵抗をＲ２とした場合に、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転することが開示されている。

特許第４３００８３１号

上述の通り、従来は、誘導電動機を減速する際に誘導電動機と負荷の慣性モーメントに起因した回転エネルギーが電力変換装置に回生されるため、この回生エネルギーを熱エネルギーとして処理するための回生エネルギー処理用半導体スイッチと制動用の抵抗器とその制御回路が必要であった。

特許文献１の段落［００１１］には、「この成分を、主となる運転指令成分に重畳することにより、主成分の回生電力を打ち消すことが本発明の意図するところである。

図２は、誘導電動機のＴ型等価回路であり、図１の曲線はこの等価回路から作成している。この図２において、ｉ１は１次電流、ｉ２は２次電流、Ｒ１は１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、ｓは滑りであり、滑りｓが大きいところでは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなし、鉄損を無視すると、回生電力が０となるとき、
（Ｒ１＋Ｒ２）・ｉ１^２＋(１−ｓ)・Ｒ２・ｉ１^２／ｓ＝０ （１）
これをｓについて解いて、
ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１) （２）
となる。」と記載されている。

さらに、発明の目的として段落［０００６］には、「そこで、本発明は、減速時に通常の運転周波数に対して損失を増加させる低い周波数成分を重畳することで、運転周波数成分による回生電力を消費させてインバータへの回生を防止し、直流母線の電圧上昇に伴う障害を防止できるので、回生エネルギー処理用の抵抗器や制御回路を付加する必要が無く減速に要する時間を短縮できて、小型化することができると共に、電動機の運転自体は重畳成分を含まない本来の運転周波数で行われ通常の運転として制御が可能であり、また、センサレス・ベクトル制御の誘導電動機への適用もできるインバータ駆動誘導電動機の制動方法及びインバータ装置を提供することを目的としている。」と記載されている。

すなわち、インバータ装置の出力運転周波数に対して、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分を重畳すると記載されており、請求項にも記載されているように、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧を前記出力周波数の出力電圧に重畳して運転すると開示されている。すなわち、すべりが−(Ｒ２／Ｒ１)となる周波数よりも低い周波数成分の出力電圧（ｖｕ_ｃ^＊、ｖｖ_ｃ^＊、ｖｗ_ｃ^＊）を前記出力周波数の出力電圧に重畳する点が開示されている。

さらに、図２に記載された誘導電動機のＴ型等価回路より明らかなように、励磁インピーダンスＺｍに流れる励磁電流についての考慮がなく、「滑りｓが大きいところでは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなし」と仮定しているが、現実的には大多数の誘導電動機において、略ｉ１＝ｉ２とみなすことには無理があると思慮する。

略ｉ１＝ｉ２と仮定して求めたすべりは、現実的には誘導電動機における回生電力が０（ゼロ）の点を示さない。この仮定では、誘導電動機の出力電力を電動機内部の巻線抵抗Ｒ１とＲ２にオーミックロスとして消費できず、インバータ装置への回生を防止できない。

第２の実施の形態である段落［００１５］には、「この重畳成分の電圧成分は、減速時加算電圧演算器１４で３相分を計算している。本実施例では、基本波周波数の３分の１の周波数、電圧振幅は、基本波成分のＶ／ｆパターンの５分の１とした設定の場合を例としてシミュレーション結果に基づいて説明する。」と記載されている。

また、段落［００１６］には、「この値を（２）式に適用するとｓ＝−（０．４５０／０．５５５）＝−０．８１となる。すなわち電動機の回転速度に相当する周波数の５５％以下の周波数を出力すれば、回生電力よりも損失の方が大きくなる。したがって、基本波周波数の３分の１であればこの条件を満たしている。また、この滑りが大きい条件では、電流値が大きくなるため、過大な電流とならないように、基本波のＶ／ｆパターンよりも重畳成分のＶ／ｆパターンを低くすることで、電流値を電動機が許容しうる範囲内になるように調整している。ここでは、上述のように基本成分の５分の１としている。」と記載されている。これは、簡単のために、略ｉ１＝ｉ２とみなして（２）式からすべりを求まる点に大きな誤差があるため、（２）式での計算結果では周波数の５５％以下の周波数成分を重畳すればよい筈であるが、実際の制御においては３分の１すなわち３３％にしていることが明記されている。

ここで、当該基本波周波数の３分の１の周波数である３３％に相当するすべりを逆算すると、ｓ＝（ｆ１−ｆｒ）／ｆ１≒１−ｆｒ／（０．３３・ｆｒ）＝１．０−３．０＝−２．０となる。

つまり、上記で誘導電動機の抵抗定数Ｒ１とＲ２を用いて（２）式により求めたすべりｓ＝−（０．４５０／０．５５５）＝−０．８１（電動機の回転速度に相当する周波数の５５％の周波数）に対し、実際の制御で用いられるすべりの数値ｓ＝−２．０（電動機の回転速度に相当する周波数の３３％の周波数）であり、両者のすべり値にはあまりに大きな乖離があるといえる。

このように制御を実行するのであれば、（２）式により、わざわざ誘導電動機の抵抗定数Ｒ１とＲ２を用いてすべりを演算する必要はないと思慮する。

さらに、第３の実施の形態である段落［００２１］には、「そして減速時には、減速時加算電圧演算器１４は、図３の場合と同様に、速度指令を入力して、例えば、ｓ＝−０．８１の場合は、電動機の運転周波数（基本波）の１／３の電圧成分を出力し、ベクトル演算回路９の３相の電圧指令に加える。」と記載されている。

第２の実施の形態においても、第３の実施の形態においても、（２）式に適用して求めたすべりはｓ＝−０．８１（回転速度に相当する周波数の５５％以下）であるにもかかわらず、第２の実施の形態においては基本成分の５分の１の電圧成分とし、第３の実施の形態においては基本成分の３分の１の電圧成分として印加することが開示されている。このことは、略ｉ１＝ｉ２とみなしてすべりを求めたことによる結果であり、回生電力０（ゼロ）点が正確に求められないため、やむなく実施の形態により、基本波に対する印加電圧成分を基本成分の５分の１の電圧成分にしたり、あるいは基本成分の３分の１の電圧成分にしたりしている。この意味で、やはり、このように決定するのであれば、あえて（２）式に適用してすべりを求めることの意味が不明確であると思慮する。

すなわち、略ｉ１＝ｉ２とみなし、（２）式で求めたすべりにおける回生電力０（ゼロ）点と実際の誘導電動機の回生電力０（ゼロ）点には大きな乖離があることが要因であると思慮する。

また、大容量のかご型誘導電動機以外は一般的に１次抵抗Ｒ１の数値の方が、２次抵抗Ｒ２の数値より大きい。これは、かご型誘導電動機の場合、２次側であるロータが導体と端絡環と通風翼を純度の高いアルミニウムの加圧鋳造で造られた一体構造となっているため、実際に巻線があるのは一時側のみで、二次側には巻線がないことに起因する。

特許文献１における誘導電動機の一次側の抵抗定数Ｒ１と二次側の抵抗定数Ｒ２の数値例において、Ｒ１＝０．５５５、Ｒ２＝０．４５０であり、やはりＲ１＞Ｒ２となっている。

このため、特許文献１の式（２）により求めたすべりは、ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１)＞−１．０（∵Ｒ１＞Ｒ２のためＲ２／Ｒ１＜１．０、絶対値として１．０を超えられない）となり、この領域に限定される誘導電動機であり、大多数の誘導電動機には適用できないため、あえて（２）式に適用してすべりを求めることの意味がやはり不明確であると思慮する。

さらに、段落［００１８］には、「また、本発明では、従来技術の回生電力＝０の動作点ａの探索も、Ｒ２／Ｒ１として最初から設定済みのために処理が速く、減速時の運転周波数による回生電力を相殺する減速時加算電圧演算器１４を追加するだけと言う簡単で、実用的な構成によって、負荷イナーシャの大きい用途等での制動時間の短縮、制御が可能になっている。」点が記載されており、回生電力＝０の動作点ａの探索も、Ｒ２／Ｒ１として最初から設定済みのために処理が速い点が特徴として記載されているが、（２）式に適用してすべりを求める方式は、実際の制御と乖離が大きいため、あえて（２）式に適用してすべりを求める必要はないと思慮する。

特許文献１において、回生電力＝０の動作点ａのすべりを求めるのに、略ｉ１＝ｉ２と仮定した点に、現実の誘導電動機にそぐわない条件設定がされているものと思慮する。

上記目的を達成するため、本願では以下の構成を開示する。

（１）交流電力を直流電力に変換する順変換器と、前記順変換器で変換された直流電力を平滑化する直流中間回路と、前記直流中間回路にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器と、前記逆変換器のスイッチング素子を制御する制御回路と、前記逆変換器のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える電力変換装置であって、前記制御回路は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする電力変換装置である。

本発明によれば、誘導電動機から電力変換装置への回生電力を減らし、電力変換装置を小型化することが可能となる。

本発明に係る電力変換装置の構成図である。 誘導電動機のＴ型等価回路である。 本発明における誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。 本発明における誘導電動機の回生時電力授受の状態を示した図である。 誘導電動機の特性図である。 誘導電動機の無効電流を検出するタイミング図である。 本発明の実施例１の形態における制御ブロック図である。 本発明の実施例２の形態における制御ブロック図である。 本発明の実施例３の形態における制御ブロック図である。 本発明の実施例４の形態における電力変換装置の構成図である。 本発明の実施例５の形態における制御ブロック図である。 本発明の実施例６の形態における制御ブロック図である。 本発明の実施例７の形態における制御ブロック図である。

以下図面を用いて本発明について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、本発明は図示例に限定されるものではない。

本発明による電力変換装置の実施例１における形態を以下に図を用いて説明する。

図１は、本発明に係る電力変換装置の概要図である。

図１では、任意の入力電源として交流電源を用いた場合を想定する。

１は交流電力を直流電力に変換する順変換器、２は直流中間回路にある平滑用コンデンサ、３は直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器、４は誘導電動機である。

６は前記順変換器及び逆変換器内のパワーモジュールを冷却するための冷却ファン、７は電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示が行えるデジタル操作パネルである。

５は逆変換器のスイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置全体の制御を司る働きをするもので、マイコン（制御演算装置）が搭載された制御回路であり、デジタル操作パネル７から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行なえるように構成されている。

ＣＴは電流検出器であり、誘導電動機のＵ相、Ｗ相の線電流を検出する。Ｖ相の線電流は、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）として求められる。ＣＴを３個使用し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の線電流を検出してもよい。

制御回路５は、デジタル操作パネル7によって入力される各種の制御データに基づいて逆変換器３のスイッチング素子を制御する他、装置全体に必要な制御処理を行う。

内部構成は省略するが、各種の制御データが格納された記憶部の記憶データからの情報に基づいて演算を行うマイコン（制御演算装置）が搭載されている。

８は逆変換器のスイッチング素子を駆動するドライバ回路である。

９は、直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出する電圧検出回路である。

ドライバ回路８は、制御回路５からの指令に基づいて逆変換器３のスイッチング素子を駆動する。

前記デジタル操作パネル７にその異常を表示する構成になっている。

また、ドライバ回路８内にはスイッチングレギュレータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が搭載されており、電力変換装置の運転に必要な各直流電圧を生成し、これらを各構成に対して供給する。

１０は順変換器及び逆変換器などから構成された電力変換装置である。

前記逆変換器３内には、代表的なスイッチング素子としてＩＧＢＴが搭載されている。この素子はＩＧＢＴに限定されるものではなく、スイッチング素子としての形態を有するものであれば良い。

電力変換装置の各種制御データは、操作パネル７から設定及び変更が可能である。操作パネル７には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。

本実施例の操作パネル７としては、特に種類が限られるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。

なお、表示部は必ずしも操作パネル７と一体に構成する必要はないが、操作パネル７の操作者が、表示を見ながら操作できるように一体構成とすることが望ましい。操作パネル７から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。

また、任意の入力電源として交流電源ではなく、直流電源を供給する場合には、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続すればよい。

さらには、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続してもよいし、逆に、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の−側を接続してもよい。

図２（ａ）は、誘導電動機の公知Ｔ型等価回路である。

誘導電動機は、一次側抵抗Ｒ１と一次側漏れインダクタンスＬ１と二次側抵抗Ｒ２と二次側漏れインダクタンスＬ２と励磁インダクタンスＭとすべりｓから構成される。

ここで、ｉ１は一次側に流れる一次電流、ｉ２は二次側に流れる二次電流、ｉｍは励磁回路に流れる励磁電流である。

図２（ｂ）は、本発明に対する誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路である。

誘導電動機における各定数において、励磁インダクタンスＭの数値は、一次漏れインダクタンスＬ１の数値や二次漏れインダクタンスＬ２の数値に比べ極めて大きい。

Ｍ 》Ｌ１（Ｌ１／Ｍ≒０） -------------------------------- 式（１）
Ｍ 》Ｌ２（Ｌ２／Ｍ≒０） -------------------------------- 式（２）
式（１）と式（２）を考慮すると、誘導電動機のＴ型等価回路は、図２（ｂ）のように簡略化して表すことができる。

このため、誘導電動機に流れる励磁電流ｉｍは、誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１｛ｉ１（Ｒ）＋ｊｉ１（Ｉ）｝における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）と等価である。

誘導電動機として動作している状態時に、前記誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）を検出保持し、この検出保持値を発電機として動作している状態時の励磁電流ｉｍとして使用する。

誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１における無効電流成分ｉｉ（Ｉ）の検出方法については、後で詳細に説明する。

誘導電動機が回生状態の時、図２（ｃ）の簡易Ｔ型等価回路から、各電流には下記関係式が成立する。

ｉ２＝ｉ１＋ｊｉｍ
∴ ｉ２^２＝ｉ１^２＋ｉｍ^２ -------------------------------- 式（３）

また、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の一次側抵抗Ｒ１と二次側抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費される（鉄損などを無視）とすれば、下式が成立する。

Ｐｏｕｔ＝−（１−ｓ）／ｓ・Ｒ２・ｉ２^２
＝Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２
∴（−１＋ｓ）・Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・（Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２ ）-- 式（４）
式（４）より、
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２ ------------------------ 式（５）
式（５）に式（３）を代入すると
−Ｒ２・（ｉ１^２＋ｉｍ^２）＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２ ------------- 式（６）
式（６）より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ^２／ｉ１^２） ---------------- 式（７）
ここで、式（７）と特許文献１における（２）式を比較すると、本発明の式（７）の
方が（−Ｒ２／Ｒ１・ｉｍ^２／ｉ１^２）分だけ誘導電動機を正確にモデル化できており、回生電力が０（ゼロ）となるすべり点をより正確に算出できる。

また、特許文献１の式（２）により求めたすべりは、すべりの符号を考慮すると、ｓ＝−(Ｒ２／Ｒ１)＞−１．０（∵Ｒ１＞Ｒ２）となる。これは、一般的に誘導電動機は、１次側の抵抗Ｒ１の数値の方が、２次側の抵抗Ｒ２の数値より大きいからである。

しかし、本発明の式（７）で求めたすべりは、ｓ＜−１．０領域についても対応可能なため、誘導電動機のすべりの制約を受けず、正確なモデル化が行える。

一般に、誘導電動機の場合、鉄損などを無視すれば、出力電力Ｐｏｕｔの一部が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費され、消費しきれない電力が入力電力Ｐｉｎ（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２、ここで、Ｐｉｎ＞０で電動状態、Ｐｉｎ＜０で回生状態）として、電力変換装置に回生される。このため、誘導電動機のすべりｓを式（７）に従って制御すれば、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして全て消費できることを意味する。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０の点を式（７）により、より正確なすべり点として求められる。

なお、前記一次側抵抗値Ｒ１および二次側抵抗値Ｒ２は電動機の定数演算方法等によって求めることができる。

例えば、汎用インバータにおいては、制御モードとして、Ｖ／ｆ一定制御かセンサレスベクトル制御かベクトル制御かを選択できるのが一般的である。

センサレスベクトル制御かベクトル制御を選択した場合には、当該電動機の電気定数値が必須となるため、誘導電動機の容量（ｋＷ）毎に、一次側抵抗値Ｒ１と一次側漏れインダクタンス値Ｌ１と二次側抵抗値Ｒ２と二次側漏れインダクタンス値Ｌ２と励磁インダクタンス値Ｍなどの電動機電気定数値が、電力変換装置であるインバータ内部のメモリーに前もって格納されている。

また、電気諸定数が不明の場合には、オートチューニング機能を用いて前記誘導電動機の電動機電気定数値を実測すればよい。つまり、Ｖ／ｆ一定制御を選択した場合においても、式（７）の演算に用いる一次側抵抗値Ｒ１と二次側抵抗値Ｒ２は、前記電力変換装置内部のメモリーに前もって格納されている値を使用するか、あるいは、オートチューニング機能で実測した値を使用するか、電力変換装置のユーザが決めることができる。いずれにしても当該抵抗値は既知の値である。
電力変換装置におけるセンサレスベクトル制御技術やベクトル制御技術についての詳細な説明は割愛する。

図３は、誘導電動機の特性図である。

誘導電動機のすべりを横軸に縦軸には、入力電力Ｐｉｎ、出力電力Ｐｏｕｔ、鉄損、銅損の各特性曲線を示しており、すべりｓ＞０である左側の領域が、誘導電動機として動作する領域であり、すべりｓ＜０である右側の領域が、発電機として動作する領域である。

すべりｓ＝０は、誘導電動機の同期速度点で、すべりＳ＝１が停止状態の点である。

入力電力Ｐｉｎが負になっているすべりの領域が、電力変換装置へ電力が回生される領域である。電力変換装置への回生電力Ｐｉｎは、出力電力Ｐｏｕｔから電動機として内部で消費される損失（主に、Ｗ＝鉄損＋銅損）を差し引いた分である。回生電力が０（ゼロ）となるすべりｓ（Ａ点）の右側の領域は、銅損の増加によってさらに損失が増加するため、電力変換装置からも誘導電動機へ電力が供給される領域となることが分かる。この領域は、発電機（出力電力Ｐｏｕｔ＜０）として動作しているにもかかわらず、電力変換装置からも発電機に電力が供給されている（Ｐｉｎ＞０）。

つまり、出力電力Ｐｏｕｔよりも電動機内部で消費における損失Ｗが大きくなり、電力変換装置への電力の回生が行われなくなり、逆に電力変換装置側からも入力電力Ｐｉｎが誘導電動機内に供給され、電動機内の電力がバランスすることになる。

すなわち、誘導電動機の動作点が、すべりｓ（Ａ点）の右側の領域になるように電力変換装置の周波数を制御すれば、誘導電動機から電力変換装置への電力回生は０（ゼロ）で動作させることができる。この電力授受の状態を示したものが、図２（ｃ）である。

図４は、誘導電動機の無効電流を検出するタイミング図である。

センサレスベクトル制御は、特許文献１の図７に記載された制御ブロック図より明らかなように、ｑ軸電流制御器で二次電流（トルク電流）指令をｄ軸電流制御器で励磁電流指令が個別に与えられ、誘導電動機に流れる一次側の電流に含まれる二次電流成分と励磁電流成分が前記指令値通りに制御されるため、二次電流成分と励磁電流成分を独立に非干渉制御することが可能である。

しかし、図２（ａ）の誘導電動機のＴ型等価回路において、通常のＶ／ｆ一定制御が実行される電力変換装置においては、センサレスベクトル制御で実行されるような二次電流（トルク電流）成分ｉ２と励磁電流成分ｉｍを独立に制御することはできない。

このため、通常のＶ／ｆ一定制御が実行される電力変換装置においては、インバータの出力電圧（誘導電動機の一次電圧Ｖ１）の磁束成分φ１（φ１∝Ｖ１／ｆ１）を一定にする制御であり、実際の励磁回路の磁束φｍを一定にする制御はできない（励磁電流ｉｍを一定にする制御はできない）ため、誘導電動機の実負荷の大きさに依存せず、励磁電流ｉｍの値を正確に知ることはできない。

誘導電動機の一次側に流れる一次電流ｉ１は、図２（ｂ）における本発明の誘導電動機の簡易Ｔ型等価回路から、下記のように表される。

ｉ１＝ｉ２＋ｊｉｍ＝ｉ１（Ｒ）＋ｊ｛ｉ１（Ｉ）｝
すなわち、一次電流ｉ１は有効電流成分ｉ１（Ｒ）であるｉ２と無効電流成分ｉ１（Ｉ）であるｉｍのベクトル和で表される。

よって必然的に、ｉ２＝ｉ１（Ｒ）であり、ｉｍ＝ｉ１（Ｉ）となる。

ここで、図４において、例えば、一次側の相電圧Ｖｕと一次側のｕ相電流ｉｕの力率角がψであり、ｔａｎψ＝ｉ１（Ｉ）／ｉ１（Ｒ）で表される。

この場合、誘導電動機において、有効電流成分ｉ１（Ｒ）が正｛ｉ１（Ｒ）＞０｝の場合を電動モードとすれば、有効電流成分ｉ１（Ｒ）が負｛ｉ１（Ｒ）＜０｝の場合は、回生モードであることがわかる。すなわち、有効電流成分ｉ１（Ｒ）の符号で、誘導電動機が電動状態（電動機）か回生状態（発電機）かを判断することができる。

あるいは、力率角ψが０°〜９０°の場合は電動モードであり、力率角ψが９０°〜１８０°の場合は回生モードである。すなわち、力率角ψにより、誘導電動機が電動状態（電動機）か回生状態（発電機）かを判断することができる。

一次側のｕ相電流ｉｕにおいて、その有効電流成分ｉｕ（Ｒ）は、相電圧Ｖｕと同相であり、その無効電流成分ｉｕ（Ｉ）は、相電圧Ｖｕに対しπ／２（９０°）遅れた位相状態になる。この関係は、誘導電動機の負荷の状態によらない。つまり、誘導電動機あるいは誘導発電機が無負荷の状態であろうと有負荷の状態であろうと、この関係は常に成立している。

すなわち、相電圧Ｖｕを基準に、π／２（９０°）と３π／２（２７０°）の時点の電流が有効電流成分ｉｕ（Ｒ）の±のピーク値であり、０（０°）とπ（１８０°）の時点の電流が無効電流成分ｉｕ（Ｉ）の±のピーク値を示している。

すなわち、相電圧Ｖｕを基準にして、下記位相のサンプリング時点は、各々ｕ相の有効電流成分とｕ相の無効電流成分を表している。

・π／２と３π／２時点：ｉｕ（Ｉ）＝０→ｕ相の有効電流成分ｉｕ（Ｒ）
・０とπの時点：ｉｕ（Ｒ）＝０→ｕ相の無効電流成分ｉｕ（Ｉ）

各々の位相差が１２０°である三相交流の場合、ｖ相電流ｉｖは、ｕ相電流ｉｕに対し２π／３（１２０°）位相が遅れた状態であり、ｗ相電流ｉｗは、ｕ相電流ｉｕに対し４π／３（２４０°）位相が遅れた状態にある。このため、相電圧Ｖｕを基準に考えれば、下記位相のサンプリング時点は、各々ｖ相の有効電流成分とｖ相の無効電流成分を表している。

・π／６と７π／６時点：ｉｖ（Ｉ）＝０→ｖ相の有効電流成分ｉｖ（Ｒ）
・２π／３と５π／３の時点：ｉｖ（Ｒ）＝０→ｖ相の無効電流成分ｉｖ（Ｉ）
さらに、相電圧Ｖｕを基準に考えれば、下記位相のサンプリング時点は、各々ｗ相の有効電流成分とｗ相の無効電流成分を表している。

・５π／６と１１π／６時点：ｉｖ（Ｉ）＝０→ｗ相の有効電流成分ｉｗ（Ｒ）
・π／３と４π／３の時点：ｉｗ（Ｒ）＝０→ｗ相の無効電流成分ｉｗ（Ｉ）

すなわち、相電圧Ｖｕを基準に、０（０°）とπ（１８０°）の時点θｕｍにおける一次側のｕ相電流をサンプリング検出すれば、ｕ相の無効電流成分ｉｕ（Ｉ）を検出でき、２π／３（１２０°）と５π／３（３００°）の時点θｖｍにおける一次側のｖ相電流をサンプリング検出すればｖ相の無効電流成分ｉｖ（Ｉ）を検出でき、π／３（６０°）と４π／３（２４０°）の時点θｗｍにおける一次側のｗ相電流をサンプリング検出すればｗ相の無効電流成分ｉｗ（Ｉ）を検出できることは明らかである。

このように、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相における電流を検出すれば無効電流成分が検出可能であることの原理について説明したが、ｖ相の相電圧Ｖｖを基準にしても、ｗ相の相電圧Ｖｗを基準にしてもよい。

また、相電圧Ｖｕと相電圧Ｖｖと相電圧Ｖｗを基準にしても、基準とする相電圧によりサンプリングする特定の位相が異なるのみで、サンプリングする特定の位相点を間違わなければ、無効電流成分の±のピーク値は同じ値となることは自明である。

すなわち、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）の近傍における電動機電流を検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出することができる。

全ての特定の位相点であるθｕｍとθｖｍとθｗｍの近傍における電動機電流の検出に限定されるものではなく、特定の位相θｕｍの近傍のみの時点、あるいは、特定の位相θｖｍの近傍のみの時点、あるいは、特定の位相θｗｍの近傍のみの時点における電動機電流である無効電流成分ｉ１（Ｉ）を検出してもよい。

さらには、位相点であるθｕｍ、θｖｍ、θｗｍの内、特定の２つの位相時点（例えば、θｕｍとθｖｍ）の近傍における電動機電流である無効電流成分ｉ１（Ｉ）を検出してもよい。

図５は、本発明の実施例１の形態における制御ブロック図である。図１に示した電力変換装置１０の制御回路５のはたらきを以下で説明する。

ここで、誘導電動機のすべりｓは、すべりの定義により、式（８）で表わすことができる。

ｓ＝（ｆ１−ｆｒ）／ｆ１ ------------------------------ 式（８）
ここで、ｆ１は誘導電動機の一次周波数、ｆｒは誘導電動機の回転周波数である。

式（７）で求めたすべりをｓｃとし、これを式（８）に代入して、このすべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓは、式（９）で求められる。

ｆ１ｓ＝ｆｒ／（１−ｓｃ） ---------------------------- 式（９）
ここで、式（９）において、誘導電動機の回転周波数ｆｒの代わりに誘導電動機の一次周波数ｆ１を用いて、すべりｓｃに対応する周波数ｆ１ｓを求めてもよい。

誘導電動機の減速時は、発電機として回生状態になるため、すべりｓ＜０となる。例えば、式（７）で求めたすべりをｓｃが、−１．５であったとすると、このすべりに対応する周波数ｆ１sは、式（１０）となる。

ｆ１ｓ＝ｆ１／｛１−（−１．５）｝＝０．４＊ｆ１ -------------- 式（１０）
すなわち、電動機の回転周波数ｆｒに対し、４０％相当の周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳すれば、回生時にＡ点：Ｐｉｎ＝０で減速可能であることを意味している。

実際の誘導電動機においては、銅損以外に鉄損や機械損などが発生するが、本発明においても支配的損失（主に銅損Ｗｃ）ではない鉄損や機械損は無視して、式（７）を求めている。このため、式（７）により求めた、回生時、Ｐｉｎ＝０のＡ点においては、出力電力Ｐｏｕｔから銅損Ｗｃのみの消費ではなく、無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなども現実的には消費される（Ｐｉｎ＝−Ｐｏｕｔ＋Ｗｃ＋Ｗｉ＋Ｗｍ＞０）ため、前記Ａ点で運転すれば無視した鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍなどの消費分を電力変換装置から誘導電動機に供給することになり、電力変換装置への回生電力を０（ゼロ）にすることができる。

また、上記４０％以下の周波数として、４０％よりも低い周波数ｆ１ｓを一次周波数ｆ１に重畳（すべりｓｃを−１．５以下、例えば−１．８）すれば、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に電力が供給されることになる。この動作点が例えば、図３におけるＢ点である。

すなわち、Ｂ点は誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔよりも一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力Ｗｃと鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失の方が大きい点となる。このため、誘導電動機の入力電力Ｐｉｎ＞０｛Ｐｉｎ＝（−Ｐｏｕｔ＋Ｒ２・ｉ２^２＋Ｒ１・ｉ１^２＋鉄損Ｗｉ＋機械損Ｗｍ）＞０｝となり、不足分（図３におけるＰｉｎｓ）が電力変換装置から誘導電動機に供給される。

一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２で消費される電力と鉄損Ｗｉや機械損Ｗｍを含めた全損失に対する不足分（Ｐｉｎｓ）として供給される。

誘導電動機を含むシステムとして、誘導電動機を減速させ発電機動作とさせる場合、回生電力を０（ゼロ）に制御することは望ましいが、電力変換装置から誘導電動機に供給される電力Ｐｉｎｓは少ない方が省エネであることは自明である。

しかし、特許文献１に開示された方法（基本波周波数の３分の１）では、本願の図３におけるＢ点よりさらに右側の領域になるため、さらに大きな電力が電力変換装置から誘導電動機に供給されることになり得策ではない。

本願によれば、回生電力が０（ゼロ）となるＡ点を正確に求められるため、誘導電動機の端子から回生される電力を完全に０（ゼロ）にでき、逆に電力変換装置から誘導電動機に供給される電力を最小限にすることができる。

ここで、図示していないマイコンが、誘導電動機が減速したと判断した場合、あるいは直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出し、当該電圧値が上昇したと判断した場合に、前記式（７）に従いすべりを演算し、式（１０）によって求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

図において、ベクトル演算結果である三相出力相電圧Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に、誘導電動機の減速時あるいは回生時のみ、前記式（１０）に従って求めた周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）したＰＷＭ演算結果で誘導電動機を速度制御する。

すなわち、ＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
ここで、ω１＝２π・ｆ１であり、ω１ｓ＝２π・ｆ１ｓである。

また、前記周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋについは、電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように予めその大きさを設定調整すればよい。

あるいは、ゲインＫで、ΔＶｕｋ＝Ｋ・ΔＶｕ、ΔＶｖｋ＝Ｋ・ΔＶｖ、ΔＶｗｋ＝Ｋ・ΔＶｗを求め、前記周波数以下の周波数成分の新たな出力電圧としてΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋを各々の相に加算（すなわち、重畳）するように構成しておき、ゲインＫを設定変更可能にすればよい。ゲインＫを小さく設定すれば、各々の相に加算される前記周波数以下の周波数成分の出力電圧ΔＶｕｋ、ΔＶｖｋ、ΔＶｗｋの大きさを小さくでき、前記電力変換装置あるいは誘導電動機に対し、過電流とならないように制御することができる。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋ΔＶｕｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋ΔＶｖｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋ΔＶｗｋ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
また、前記ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１の関数Ｋ（ｉ１）とし、検出された一次電流ｉ１の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
あるいは、前記ゲインＫを誘導電動機の二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ２）とし、二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
さらには、前記ゲインＫを誘導電動機の一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の関数Ｋ（ｉ１，ｉ２）とし、一次電流ｉ１と二次電流ｉ２の大きさにより、ゲインＫを自動的に変更する方式にしてもよい。

この場合のＰＷＭ演算回路における各相の変調波としての交流電圧は下式で表される。
Ｖｕ＝Ｖｕ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｕ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ）
Ｖｖ＝Ｖｖ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−２π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｖ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−２π／３）
Ｖｗ＝Ｖｗ^＊・ｓｉｎ（ω１・ｔ−４π／３）＋Ｋ（ｉ１，ｉ２）・ΔＶｗ・ｓｉｎ（ω１ｓ・ｔ−４π／３）
このように制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の巻線抵抗Ｒ１とＲ２にオーミックロスとして消費されるため、誘導電動機から電力変換装置への回生電力を完全に０（ゼロ）にすることが可能であり、誘導電動機の減速時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置の小型化を達成することができる。

また、誘導電動機が発電機として動作している状態では、回生電力により電力変換装置の直流電圧が上昇する。このため、発電機が過励磁状態となりの励磁電流が増加するが、例えば、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）における電動機電流を検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出できるため、誘導電動機が電動機状態であろうと発電機状態あろうと正確に励磁電流ｉｍを検出できるという利点がある。

本実施例は、電流として、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを式（７）に従って演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数（式（９））以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することにより、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要がない。

本発明による電力変換装置の実施例２における形態を以下に図６を用いて説明する。

図５と共通の構成および同一の機能については、同一の参照番号を付してある。

図６は、本発明の実施例２の形態における制御ブロック図である。

前記式（５）より、
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・ｉ１^２

上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／ｉ１^２ ---------------------- 式（１１）
本実施例では、誘導電動機のすべりを式（１１）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０のポイントが式（１１）を満足するすべりになるということである。

実施例１の図５と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いてすべりｓを式（１１）に従って演算する点である。

本発明による電力変換装置の実施例３における形態を以下に図７を用いて説明する。

図５と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図７は、本発明の実施例３の形態における制御ブロック図である。

前記式（５）に式（３）を代入すると
−Ｒ２・ｉ２^２＝ｓ・Ｒ１・（ｉ２^２−ｉｍ^２）

上式より、すべりｓは
ｓ＝−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／（ｉ２^２−ｉｍ^２）------------ 式（１２）

本実施例では、誘導電動機のすべりを式（１２）に従って制御することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＞０で電動状態、Ｐｏｕｔ＜０で回生状態）が電動機内部の一次側の抵抗Ｒ１と二次側の抵抗Ｒ２にオーミックロスとして消費させることができる。

すなわち、図３に示した誘導電動機の特性図において、回生時、Ｐｉｎ＝０のポイントが式（１２）を満足するすべりになるということである。

実施例１の図５と異なる点は、電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いてすべりｓを式（１２）に従って演算する点である。

本発明による電力変換装置の実施例４における形態を以下に図８を用いて説明する。

図１と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図８は、本発明の実施例４の形態における電力変換装置の構成図である。

前記図１と異なるのは、電流検出器の検出位置である。

ＳＨ１、ＳＨｉ、ＳＨｄは電流検出用のシャント抵抗器であり、ＳＨ１は直流中間回路のＮ側の電流を検出し、ＳＨｉは、逆変換器３を構成する下アームの各スイッチング素子であるＵ相とＶ相とＷ相のＩＧＢＴに接続され、ＳＨｄは、各スイッチング素子であるＩＧＢＴに並列に接続されたダイオードに接続されている。

すなわち、電力変換装置の直流母線側に設けられたシャント抵抗器ＳＨｉは、各ＩＧＢＴに流れる合成電流を検出する電流検出器であり、シャント抵抗器ＳＨｄは、各ＩＧＢＴに並列に接続されたダイオードに流れる合成電流を検出する電流検出器である。

電力変換装置の直流母線側に設けられたシャント抵抗器で、誘導電動機に流れる電流を検出できる。

また、シャント抵抗ＳＨｉ、ＳＨｄは、Ｕ相を構成する下アームのＩＧＢＴとダイオードに接続されているが、Ｕ相を構成する上アームのＩＧＢＴとダイオードに接続して電流を検出してもよい。前記ＳＨ１かＳＨｉ、ＳＨｄのシャント抵抗器の電圧を検出することにより、電動機の各線電流を検出することができるが、前記図４と同様に、例えば、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）の近傍におけるシャント抵抗器の電圧をＳＨ電流検出回路で検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出することができる。

本願による電力変換装置の実施例５における形態を以下に図９を用いて説明する。

図５と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図９は、本願の実施例５の形態における制御ブロック図である。

シャント抵抗器の電圧を検出するＳＨ電流検出回路の検出電圧に対し、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）の近傍における電圧を検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出できるので、本実施例では、電流として、励磁側の電流ｉｍと一次側の電流ｉ１を用いて、誘導電動機のすべりｓを式（７）に従って演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本願による電力変換装置の実施例５における形態を以下に図１０を用いて説明する。

図６と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図１０は、本願の実施例６の形態における制御ブロック図である。

やはり、シャント抵抗器の電圧を検出するＳＨ電流検出回路の検出電圧に対し、例えば、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）の近傍における電圧を検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出できので、本実施例では、電流として、二次側の電流ｉ２と一次側の電流ｉ１を用いて、誘導電動機のすべりｓを式（１１）に従って演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

本願による電力変換装置の実施例５における形態を以下に図１１を用いて説明する。

図７と共通の構成および同一の機能については、やはり同一の参照番号を付してある。

図１１は、本願の実施例７の形態における制御ブロック図である。

やはり、シャント抵抗器の電圧を検出するＳＨ電流検出回路の検出電圧に対し、例えば、ｕ相の相電圧Ｖｕを基準に特定の位相（θｕｍ、θｖｍ、θｗｍ）の近傍における電圧を検出すれば、無効電流成分ｉ１（Ｉ）すなわち励磁電流ｉｍを検出できるので、本実施例では、電流として、二次側の電流ｉ２と励磁側の電流ｉｍを用いて、誘導電動機のすべりｓを式（１２）に従って演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数ｆ１ｓ以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳する。

以上の実施例で示したように、本願は、可変電圧可変周波数の交流電力により誘導電動機を速度制御する制御装置において、前記誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１および二次電流値ｉ２および励磁電流値ｉｍのいずれかを用いてすべりを演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することを特徴とする電力変換装置により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置を小型に達成できる。

さらに、電力変換装置により駆動される誘導電動機の容量が大きくなればなるほど、前記回生電力は大きくなり、それを熱エネルギーとして処理しなければならない前記回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器も大型化することは当然である。

この場合、大型化した回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器を前記電力変換装置内部に搭載することは困難となるため、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器は電力変換装置と別置せざるを得ない。

この際、特に大型化した回生エネルギー処理用の制動抵抗器の設置場所の確保、さらに抵抗器から発生する熱の処理および発熱による抵抗体の温度上昇に起因した火災防止など使用するユーザ側にとっては極めて多岐に亘り、大きな負担となっていた。

しかし、本願により、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、ユーザ側にとっての負担軽減効果を考えれば、そのユーザ側メリットは極めて大きい。

本願によれば、可変電圧可変周波数の交流電力により誘導電動機を速度制御する制御装置において、前記誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１および二次電流値ｉ２および励磁電流値ｉｍのいずれかを用いてすべりを演算し、前記誘導電動機の減速時あるいは回生時にのみ、前記演算したすべりとなる周波数以下の周波数成分の出力電圧を前記可変電圧可変周波数の出力電圧に重畳することにより、誘導電動機の出力電力Ｐｏｕｔが電動機内部の巻線抵抗Ｒ１とＲ２にオーミックロスとして消費されるため、誘導電動から電力変換装置への回生電力を０（ゼロ）にすることが可能であり、誘導電動機を減速する時間を短縮しても、回生エネルギー処理用の半導体スイッチや制動用の抵抗器やその制御回路を付加する必要が無くなるため、電力変換装置を小型化できるという大きな効果がある。

１…順変換器、２…平滑用コンデンサ、３…逆変換器、４…誘導電動機、５…制御回路、６…冷却ファン、７…デジタル操作パネル、８…電源回路、９…直流電圧検出回路、１０…電力変換装置、ＶＰＮ…直流電圧、Ｒ１…誘導電動機の一次側抵抗、Ｒ２…誘導電動機の二次側抵抗、Ｍ…誘導電動機の励磁インダクタンス、ｉ１… 誘導電動機の一次電流、ｉ２… 誘導電動機の二次電流、ｉｍ…誘導電動機の励磁電流、ｉ１（Ｒ）… 誘導電動機の一次電流の有効電流成分、ｉ１（Ｉ）… 誘導電動機の一次電流の無効電流成分、ｓ…誘導電動機のすべり、Ｐｉｎ…入力電力、Ｐｏｕｔ…出力電力、ＣＴ…電流検出器、ＳＨ１，ＳＨｉ，ＳＨｄ…直流母線側の電流検出用シャント抵抗、ｔ…時間、・…乗算演算子、／…除算演算子、ｊ…虚数部を表す添字、^２…二乗演算子

Claims (20)

1. 交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   前記順変換器で変換された直流電力を平滑化する直流中間回路と、
   前記直流中間回路にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を制御する制御回路と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える電力変換装置であって、
   前記制御回路は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記制御回路では、−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ^２／ｉ１^２）を計算することによりすべりを算出することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記励磁電流値ｉｍは、該電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た無効電流成分であることを特徴とする電力変換装置。
4. 交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   前記順変換器で変換された直流電力を平滑化する直流中間回路と、
   前記直流中間回路にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を制御する制御回路と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える電力変換装置であって、
   前記制御回路は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と二次電流値ｉ２とを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記制御回路では、−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／ｉ１^２を計算することによりすべりを算出することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項４または５に記載の電力変換装置において、
   前記二次電流値ｉ２は、該電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た有効電流成分値であることを特徴とする電力変換装置。
7. 交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   前記順変換器で変換された直流電力を平滑化する直流中間回路と、
   前記直流中間回路にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を制御する制御回路と、
   前記逆変換器のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、を備える電力変換装置であって、
   前記制御回路は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と二次電流値ｉ２と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７記載の電力変換装置において、
   前記制御回路では、−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／（ｉ２^２−ｉｍ^２）を計算することによりすべりを算出することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項７または８に記載の電力変換装置において、
   前記励磁電流値ｉｍは、該電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た無効電流成分値であり、前記二次電流値ｉ２は前記出力電流をサンプリングして得た有効電流成分値であることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項３または６または９のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    該電力変換装置からの出力電流は、該電力変換装置の直流母線側の電流であることを特徴とする電力変換装置。
11. 交流電力を直流電力に変換する順変換工程と、
    前記順変換工程により変換された直流電力を平滑化する平滑化工程と、
    前記平滑化工程にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換工程と、
    前記逆変換工程にて交流電力に変換するスイッチング素子を制御する制御工程と、
    該スイッチング素子を駆動する駆動工程と、を備える制御方法であって、
    前記制御工程では、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする制御方法。
12. 請求項１１記載の制御方法において、
    前記制御工程では、−Ｒ２／Ｒ１・（１＋ｉｍ^２／ｉ１^２）を計算することによりすべりを算出することを特徴とする制御方法。
13. 請求項１１または１２に記載の制御方法において、
    前記励磁電流値ｉｍは、電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た無効電流成分であることを特徴とする制御方法。
14. 交流電力を直流電力に変換する順変換工程と、
    前記順変換工程で変換された直流電力を平滑化する平滑化工程と、
    前記平滑化工程にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換工程と、
    前記逆変換工程にて交流電力に変換するスイッチング素子を制御する制御工程と、
    前記スイッチング素子を駆動する駆動工程と、を備える制御方法であって、
    前記制御工程は、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と一次電流値ｉ１と二次電流値ｉ２とを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする制御方法。
15. 請求項１４に記載の制御方法において、
    前記制御工程では、−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／ｉ１^２を計算することによりすべりを算出することを特徴とする制御方法。
16. 請求項１４または１５に記載の制御方法において、
    前記二次電流値ｉ２は、電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た有効電流成分値であることを特徴とする制御方法。
17. 交流電力を直流電力に変換する順変換工程と、
    前記順変換工程で変換された直流電力を平滑化する平滑化工程と、
    前記平滑化工程にて平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する逆変換工程と、
    前記逆変換工程にて交流電力に変換するスイッチング素子を制御する制御工程と、
    前記スイッチング素子を駆動する駆動工程と、を備える制御方法であって、
    前記制御工程では、誘導電動機の一次抵抗値Ｒ１と二次抵抗値Ｒ２と二次電流値ｉ２と励磁電流値ｉｍとを用いてすべりを算出し、該誘導電動機が減速状態または回生状態の場合に該すべりに対応する周波数以下の周波数成分の電圧を加算した電圧を出力電圧とすることを特徴とする制御方法。
18. 請求項１７記載の制御方法において、
    前記制御工程では、−Ｒ２／Ｒ１・ｉ２^２／（ｉ２^２−ｉｍ^２）を計算することによりすべりを算出することを特徴とする制御方法。
19. 請求項１７または１８に記載の制御方法において、
    前記励磁電流値ｉｍは、電力変換装置からの出力電流をサンプリングして得た無効電流成分値であり、前記二次電流値ｉ２は前記出力電流をサンプリングして得た有効電流成分値であることを特徴とする制御方法。
20. 請求項１３または１６または１９のいずれかに記載の制御方法であって、
    該出力電流は、該電力変換装置の直流母線側の電流であることを特徴とする制御方法。

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