JP6874517B2

JP6874517B2 - 同期モータのベクトル制御を行うモータ制御装置

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Inventors: 章悟加藤; 友哉高橋
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Description

本発明は、同期モータのベクトル制御を行うモータ制御装置に関する。

非特許文献１には、埋込磁石同期モータ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）のベクトル制御におけるロバスト安定化制御が記載されている。この従来技術では、検出電流と等価抵抗ゲインの積を電圧指令値から差し引くことにより、等価的にモータの抵抗値を等価抵抗ゲインの分だけ大きくして、高速回転域におけるロバスト安定化を図っている。

加藤、他１名、「高速ＩＰＭＳＭ駆動システムにおける電流制御系の等価抵抗ゲインによるロバスト安定化」、電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、２０１７年、Ｖｏｌ．１３７、Ｎｏ．２、１４８−１５８頁

しかしながら、本願の発明者は、制御パラメータの誤差の程度によって、上記従来技術によるロバスト安定化を十分に達成できない場合があることを見出した。すなわち、一般に、モータのベクトル制御では、ｄ軸電流とｑ軸電流に電気一次成分としての干渉成分が存在し、その電流フィードバックでは、これらの干渉成分を非干渉化する非干渉化制御が利用される。しかし、パラメータ誤差が大きい場合や演算性能に制約がある場合には、非干渉化制御による非干渉化が不十分となり、十分な安定性が得られない場合がある。そこで、ロバスト安定を更に高めることのできる技術が望まれる。このような課題は、埋込磁石同期モータに限らず、他の種類の同期モータにも共通する課題である。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態として実現することが可能である。

本発明の一形態によれば、多相の同期モータ（５０）をベクトル制御するモータ制御装置（４００ａ〜４００ｃ）が提供される。このモータ制御装置は、ｄ軸とｑ軸の２軸の検出電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を用いた電流フィードバックを行うことによって、２軸の電圧指令（Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊）を決定する第１制御を実行する第１コントローラ（１００ａ〜１００ｃ）と；予め設定された等価抵抗ゲイン（Ｋｒ）に相当する等価抵抗電圧成分を、前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算するか、又は、前記２軸の電圧指令から変換された多相の電圧指令（Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊）からそれぞれ減算することによって、２軸又は多相の修正電圧指令（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊；Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）を生成する第２制御を実行する第２コントローラ（２００ａ〜２００ｃ）と、を備える。前記第２コントローラは、前記第１コントローラの前記第１制御の制御周期（Ｔ１）よりも短い制御周期（Ｔ２）で前記第２制御を実行する。

この形態のモータ制御装置によれば、等価抵抗電圧成分を電圧指令からそれぞれ減算することによって修正電圧指令を生成する第２制御を実行する第２コントローラが、電流フィードバックを行う第１コントローラの第１制御の制御周期よりも短い制御周期で第２制御を実行するので、ロバスト安定性を更に高めることができる。

第１実施形態のモータ制御システムの構成を示す制御ブロック図。比較例のモータ制御システムの構成を示す制御ブロック図。第１実施形態と比較例におけるｑ軸電流のステップ応答を示すグラフ。第１実施形態と比較例におけるｑ軸電流の伝達関数周波数特性を示すグラフ。第２実施形態のモータ制御システムの構成を示す制御ブロック図。第３実施形態のモータ制御システムの構成を示す制御ブロック図。

A. 第１実施形態：
第１実施形態において使用する主なパラメータは以下の通りである。これらは、３相の永久磁石同期モータのベクトル制御において使用されるパラメータである。
Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊：ｄ，ｑ軸の電流指令
Ｉｄ，Ｉｑ：ｄ，ｑ軸の検出電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ：ｕ，ｖ，ｗ相の検出電流
Ｇｄ，Ｇｑ：ｄ，ｑ軸の電流制御器の伝達関数
Ｋｐｄ，Ｋｐｑ：ｄ，ｑ軸の電流制御器の比例ゲイン（設定値）
Ｋｉｄ，Ｋｉｑ：ｄ，ｑ軸の電流制御器の積分ゲイン（設定値）
Ｋｒ：モータの等価抵抗ゲイン（設定値）
Ｌｄ，Ｌｑ：ｄ，ｑ軸のインダクタンス（既知値）
Ｒａ：電機子巻線抵抗（既知値）
ｓ：ラプラス演算子
Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊：ｄ，ｑ軸の電圧指令
Ｖｕ^＊，Ｕｖ^＊，Ｖｗ^ｗ：ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令
Ｖｕ，Ｕｖ，Ｖｗ：ｕ，ｖ，ｗ相の印加電圧
θ：検出電気角
ω：検出電気角速度
Ψ：永久磁石による磁束鎖交数（既知値）

一般に、永久磁石同期モータのベクトル制御に関する電圧方程式は、以下の通りである。

ここで、（１ａ）式の右辺第２項「−ωＬｑＩｑ」と（１ｂ）式の右辺第１項「ωＬｄＩｑ」は、ｄ軸とｑ軸の干渉を表している。また、（１ｂ）式の右辺第３項「ωΨ」は、永久磁石による誘導起電力を表している。

図１に示すように、第１実施形態のモータ制御装置４００ａは、第１コントローラ１００ａと、第２コントローラ２００ａと、ＰＷＭインバータ３００と、を有している。このモータ制御装置４００ａは、３相の永久磁石同期モータ５０の制御を実行する。以下の説明では、永久磁石同期モータ５０を単に「モータ５０」とも呼ぶ。

永久磁石同期モータ５０としては、埋込磁石同期モータや表面磁石同期モータを利用可能である。また、制御対象は、永久磁石同期モータに限らず、リラクタンスモータなどの他の種類の同期モータを制御対象としてもよい。但し、以下に説明する各実施形態では、埋込磁石同期モータを制御対象とする。なお、永久磁石を有する同期モータの場合には、１つの永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、これに直交する方向をｑ軸とするのが一般的である。また、永久磁石を有さない同期モータ（例えばシンクロナスリラクタンスモータ）の場合には、主たる磁束の方向をｑ軸とし、これに直交する方向をｄ軸とするのが一般的である。

第１実施形態において、モータ制御装置４００ａと第１コントローラ１００ａと第２コントローラ２００ａの符号の末尾に付されている「ａ」は、これらが第１実施形態の構成要素であることを示す符号である。他の実施形態では、「ａ」の代わりに「ｂ」，「ｃ」等を末尾の符号として使用する。但し、いずれの実施形態の構成要素であるかを区別する必要の無い場合には、これらの構成要素を「モータ制御装置４００」、「第１コントローラ１００」、及び「第２コントローラ２００」と呼ぶ。

モータ５０には、電流センサ５２と、位置センサ５４と、速度演算部５６とが設けられている。電流センサ５２は、ｕｖｗ相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを測定する。位置センサ５４は、モータ５０の検出電気角θを測定する。なお、検出電気角θを測定する代わりに、機械角を測定して検出電気角θに変換するようにしてもよい。あるいは、位置センサ５４を省略し、モータ５０の電流又は電圧から検出電気角θを算出する電気角算出部を設けるようにしてもよい。このような電気角算出部は、センサレス制御で利用されている。速度演算部５６は、検出電気角θから検出電気角速度ωを決定する。なお、速度演算部５６は、第１コントローラ１００ａの内部に設けるようにしてもよい。

第１コントローラ１００ａは、ｄ軸とｑ軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑを用いた電流フィードバックを行うことによって、２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を決定する第１制御を実行する。第１コントローラ１００ａは、ｄ軸の電流制御器１１０と、ｑ軸の電流制御器１２０と、２つの非干渉化制御器１４１，１４２と、２つの減算器１６１，１６２と、２つの加算器１７１，１７２と、遅延器１３０とを有している。遅延器１３０は、第１コントローラ１００ａで行われる第１制御の制御周期Ｔ１に等しい遅延を表している。すなわち、第１コントローラ１００ａは、第２コントローラ２００ａから出力される２軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑを用いて、制御周期Ｔ１毎に電流フィードバック制御を実行する。なお、第１コントローラ１００ａの上流側に、モータ５０の要求トルクや要求速度に応じて電流指令Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を生成する電流指令作成部を設けるようにしても良い。この電流指令作成部は、第１コントローラ１００ａの内部に設けても良い。

減算器１６１，１６２と電流制御器１１０，１２０は、２軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑを用いた電流フィードバックを行うことによって、２軸の電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊を生成する。これらの電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊は以下で与えられる。
Ｖｄ１^＊＝（Ｉｄ^＊−Ｉｄ）Ｇｄ …（２ａ）
Ｖｑ１^＊＝（Ｉｑ^＊−Ｉｑ）Ｇｑ …（２ｂ）
伝達関数Ｇｄ，Ｇｑは、ＰＩ制御を利用する場合には以下の通りである。
Ｇｄ＝Ｋｐｄ＋Ｋｉｄ／ｓ …（３ａ）
Ｇｑ＝Ｋｐｑ＋Ｋｉｑ／ｓ …（３ｂ）

非干渉化制御器１４１，１４２と加算器１７１，１７２は、上述した（１ａ）式と（１ｂ）式の右辺に含まれているｄ軸とｑ軸の干渉成分の非干渉化を実行する。具体的には、非干渉化制御器１４１，１４２は、以下の式に従って非干渉化制御電圧Ｖｄ０^＊，Ｖｑ０^＊を算出する。
Ｖｄ０^＊＝−ωＬｑＩｑ …（４ａ）
Ｖｑ０^＊＝ωΨ＋ωＬｄＩｄ …（４ｂ）
ここで、（４ａ）式の右辺は、上記（１ａ）式の右辺第２項に相当する。また、（４ｂ）式の右辺第１項は、上記（１ｂ）式の右辺第３項に相当し、（４ｂ）式の右辺第２項は、上記（１ｂ）式の右辺第１項に相当する。

加算器１７１，１７２は、電流制御器１１０，１２０の出力である電圧指令Ｖｄ１^＊，Ｖｑ１^＊に非干渉化制御電圧Ｖｄ０^＊，Ｖｑ０^＊を加算することによって、更新された電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を生成する。このように、非干渉化制御器１４１，１４２と加算器１７１，１７２を用いた非干渉化制御を利用することにより、電流制御器１１０，１２０における電流制御を線形化することが可能である。こうして得られた電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊は、第１コントローラ１００ａから第２コントローラ２００ａに出力される。

第２コントローラ２００ａは、予め設定された等価抵抗ゲインＫｒに相当する等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを、２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊からそれぞれ減算することによって、２軸の修正電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を生成する第２制御を実行する。第２コントローラ２００ａは、第１の座標変換器２１０と、第２の座標変換器２２０と、２つの安定化制御器２４１，２４２と、２つの減算器２６１，２６２と、遅延器２３０とを有している。遅延器２３０は、第２コントローラ２００ａで行われる第２制御の制御周期Ｔ２に等しい遅延を表している。すなわち、第２コントローラ２００ａは、制御周期Ｔ２毎に以下に説明する処理を実行する。第２コントローラ２００ａの制御周期Ｔ２は、第１コントローラ１００ａの制御周期Ｔ１よりも短く設定されている。この点については後述する。

第１の座標変換器２１０は、モータ５０の３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを２軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。この座標変換は、良く知られているように、検出電気角θに基づいて実行される。検出電気角θは、典型的には、ｄ軸とｕ相コイル軸との成す角度である。

安定化制御器２４１，２４２は、２軸の検出電流Ｉｄ，Ｉｑに、予め設定された等価抵抗ゲインＫｒそれぞれを乗じることによって、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを求める。減算器２６１，２６２は、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊からそれぞれ減算することによって、２軸の修正電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を生成する。この結果、等価的にモータ５０の抵抗値を等価抵抗ゲインＫｒだけ大きくすることが可能となり、温度変化や磁気飽和等による制御パラメータの変動があっても電流制御系の特性方程式の係数が負になり難くなるので、ロバスト安定性が向上する。

第２の座標変換器２２０は、２軸の修正電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を３相の修正電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。この座標変換も、検出電気角θに基づいて実行される。こうして得られた３相の修正電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊は、ＰＷＭインバータ３００に供給される。

ＰＷＭインバータ３００は、３相の修正電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に応じて３相インバータ回路（図示省略）のスイッチングを実行することによって、３相の印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生させる。これらの印加電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、モータ５０の３相コイルに供給される。

上述したように、第２コントローラ２００ａの制御周期Ｔ２は、第１コントローラ１００ａの制御周期Ｔ１よりも短く設定されている。すなわち、第１実施形態のモータ制御装置４００ａでは、第２コントローラ２００ａにおける第２制御（等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊からそれぞれ減算する制御）は、第１コントローラ１００ａにおける第１制御（電流フィードバック制御）の制御周期Ｔ１に比べて短い制御周期Ｔ２で実行される。従って、モータ５０が非常に高速に回転した場合や、パラメータ誤差が大きくなった場合にも、第２コントローラ２００ａにおける第２制御を十分に短い制御周期Ｔ２で実行できるので、安定性を維持することが可能である。

なお、第２コントローラ２００ａにおける制御周期Ｔ２は、第１コントローラ１００ａにおける制御周期Ｔ１よりも短く設定されていれば良いが、制御周期Ｔ１の１／１０以下に設定することが好ましい。こうすれば、ロバスト安定性を更に高めることが可能である。

図２に示すように、比較例のモータ制御装置４００ｃｅは、図１に示した２つのコントローラ１００ａ，２００ａを１つのコントローラ１００ｃｅに合体し、１つの共通する制御周期Ｔ１で上述した第１制御と第２制御を行うようにしたものに相当する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。

図３に示すように、ｑ軸電流のステップ応答を比較すると、第１実施形態では比較例に比べて振動が大幅に低減しており、安定性が向上していることが理解できる。

図４に示すように、ｑ軸電流指令とｑ軸検出電流の伝達関数周波数特性を比較すると、第１実施形態では比較例に比べて共振のピークが低下しており、この点からも安定性が向上していることが理解できる。なお、この共振のピークは、電気１次成分（ｄ軸電流とｑ軸電流の干渉成分）の影響である。

以上のように、第１実施形態のモータ制御装置４００ａでは、第２コントローラ２００ａにおける第２制御を、第１コントローラ１００ａにおける第１制御の制御周期Ｔ１に比べて短い制御周期Ｔ２で実行するので、ロバスト安定性を高めることが可能である。

B. 第２実施形態：
図５に示すように、第２実施形態のモータ制御装置４００ｂは、第１コントローラ１００ｂと、第２コントローラ２００ｂと、ＰＷＭインバータ３００と、を有している。第２実施形態は、以下の３点において第１実施形態と相違しており、他の構成は同一である。
（１）第１の座標変換器２１０を第１コントローラ１００ｂに移動した点。
（２）２つの安定化制御器２４１，２４２を１つの安定化制御器２４０に置き換えた点。
（３）２つの減算器２６１，２６２を３つの減算器２６１〜２６３とし、更に、それらの位置を変更した点。
なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。これは、後述する他の実施形態も同様である。

座標変換器２２０は、第１実施形態と同様に、第１コントローラ１００ｂから出力された２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊を、３相の電圧指令Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊に変換する。

安定化制御器２４０は、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに等価抵抗ゲインＫｒをそれぞれ乗じて３相の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｕ，ＫｒＩｖ，ＫｒＩｗを求める。減算器２６１，２６２，２６３は、３相の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｕ，ＫｒＩｖ，ＫｒＩｗを、第２の座標変換器２２０で得られた３相の電圧指令Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊からそれぞれ減算することによって、３相の修正電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する。

この第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、第２コントローラ２００ｂにおける第２制御を、第１コントローラ１００ｂにおける第１制御の制御周期Ｔ１に比べて短い制御周期Ｔ２で実行するので、ロバスト安定性を高めることが可能である。

また、第２実施形態では、安定化制御器２４０は、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから３相の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｕ，ＫｒＩｖ，ＫｒＩｗを求めるので、単純な演算でロバスト安定化を図ることが可能である。

C. 第３実施形態：
図６に示すように、第３実施形態のモータ制御装置４００ｃは、第１コントローラ１００ｃと、第２コントローラ２００ｃと、ＰＷＭインバータ３００と、を有している。第３実施形態は、以下の２点において第１実施形態と相違しており、他の構成は同一である。
（１）第１の座標変換器２１０を第１コントローラ１００ｃに移動した点。
（２）２つの安定化制御器２４１，２４２を１つの安定化制御器２４５に置き換えた点。

安定化制御器２４５は、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを求める。この安定化制御器２４５は、例えば、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと検出電気角θとを入力とし、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを出力するマップを含むものとして構成することが可能である。このようなマップの典型的な形態はルックアップテーブルである。あるいは、安定化制御器２４５を、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと検出電気角θとを入力として、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを算出する演算器として構成しても良い。減算器２６１，２６２は、第１実施形態と同様に、２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを２軸の電圧指令Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊からそれぞれ減算することによって、２軸の修正電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を生成する。

この第３実施形態においても、第１実施形態と同様に、第２コントローラ２００ｃにおける第２制御を、第１コントローラ１００ｃにおける第１制御の制御周期Ｔ１に比べて短い制御周期Ｔ２で実行するので、ロバスト安定性を高めることが可能である。

また、第３実施形態において、安定化制御器２４５を、３相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと検出電気角θとを入力とし２軸の等価抵抗電圧成分ＫｒＩｄ，ＫｒＩｑを出力するマップを含むものとして構成すれば、高速に動作する安定化制御器２４５を容易に実現することが可能である。

D. 変形例
本発明は上述した実施形態やその変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。

（１）上述した各実施形態では埋込磁石同期モータを制御対象としていたが、表面磁石同期モータ等の他の永久磁石同期モータを制御対象とすることも可能である。また、シンクロナスリラクタンスモータ等の他の同期モータを制御対象とすることも可能である。

（２）上述した各実施形態では３相モータを制御対象としていたが、３相モータに限らず、６相モータなどの他の多相モータを制御対象とすることも可能である。一般に、Ｎ相（Ｎは３以上の整数）のモータを制御対象とすることが可能である。３相以外の多相モータを制御対象とする場合には、座標変換器２１０，２２０の変換処理の内容や、安定化制御器２４０，２４１，２４２，２４５の数などが、そのモータの相数に応じて適宜変更される。

（３）第１コントローラ１００と第２コントローラ２００は、マイクロプロセッサや、マイクロプロセッサ以外のハードウェア回路（例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ））で実現することが可能である。第１コントローラ１００と第２コントローラ２００をマイクロプロセッサで実現する場合には、上述した各種の実施形態における第１コントローラ１００と第２コントローラ２００の構成要素の機能は、プログラム命令によって実現される。

第１コントローラ１００と第２コントローラ２００は、それらの機能を含む１つの回路として構成しても良いが、第１コントローラ１００と第２コントローラ２００を別個の回路として構成することが好ましい。特に、第１コントローラ１００をマイクロプロセッサとして構成し、第２コントローラ２００をマイクロプロセッサでないハードウェア回路として構成することが好ましい。通常は、専用のハードウェア回路の方がマイクロプロセッサよりも処理速度が速いので、第２コントローラ２００をハードウェア回路で構成すれば、その制御周期Ｔ２を、第１コントローラ１００の制御周期Ｔ１よりも短くすることが容易である。

５０…同期モータ、５２…電流センサ、５４…位置センサ、５６…速度演算部、１００ａ〜１００ｃ…第１コントローラ、１１０…電流制御器、１２０…電流制御器、１３０…遅延器、１４１，１４２…非干渉化制御器、１６１，１６２…減算器、１７１，１７２…加算器、２００ａ〜２００ｃ…第２コントローラ、２１０…第１の座標変換器、２２０…第２の座標変換器、２３０…遅延器、２４０，２４１，２４２，２４５…安定化制御器、２６１〜２６３…減算器、３００…ＰＷＭインバータ、４００ａ〜４００ｃ…モータ制御装置

Claims

多相の同期モータ（５０）をベクトル制御するモータ制御装置（４００ａ〜４００ｃ）であって、
ｄ軸とｑ軸の２軸の検出電流（Ｉｄ，Ｉｑ）を用いた電流フィードバックを行うことによって、２軸の電圧指令（Ｖｄ２^＊，Ｖｑ２^＊）を決定する第１制御を実行する第１コントローラ（１００ａ〜１００ｃ）と、
予め設定された等価抵抗ゲイン（Ｋｒ）に相当する等価抵抗電圧成分を、前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算するか、又は、前記２軸の電圧指令から変換された多相の電圧指令（Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊）からそれぞれ減算することによって、２軸又は多相の修正電圧指令（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊；Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）を生成する第２制御を実行する第２コントローラ（２００ａ〜２００ｃ）と、
を備え、
前記第２コントローラは、前記第１コントローラの前記第１制御の制御周期（Ｔ１）よりも短い制御周期（Ｔ２）で前記第２制御を実行する、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ａ）において、
前記第２コントローラ（２００ａ）は、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を前記２軸の検出電流に変換する第１の座標変換器（２１０）と、
前記２軸の検出電流に前記等価抵抗ゲインそれぞれを乗じて２軸の等価抵抗電圧成分を求める安定化制御器（２４１，２４２）と、
前記２軸の等価抵抗電圧成分を前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記２軸の修正電圧指令を生成する減算器（２６１，２６２）と、
前記２軸の修正電圧指令を前記多相の修正電圧指令に変換する第２の座標変換器（２２０）と、
を有する、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ｂ）において、
前記第２コントローラ（２００ｂ）は、
前記第１コントローラから出力された前記２軸の電圧指令を前記同期モータの多相の電圧指令（Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊）に変換する座標変換器（２２０）と、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に前記等価抵抗ゲインをそれぞれ乗じて多相の等価抵抗電圧成分を求める安定化制御器（２４０）と、
前記多相の等価抵抗電圧成分を前記多相の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記多相の修正電圧指令を生成する減算器（２６１，２６２，２６３）と、
を有する、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ｃ）において、
前記第２コントローラ（２００ｃ）は、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と前記同期モータの検出電気角（θ）から、ｄ軸とｑ軸の検出電流に前記等価抵抗ゲインをそれぞれ乗じた値に相当する２軸の等価抵抗電圧成分を求める安定化制御器（２４５）と、
前記２軸の等価抵抗電圧成分を、前記第１コントローラから出力された前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記２軸の修正電圧指令を生成する減算器（２６１，２６２）と、
前記２軸の修正電圧指令を前記多相の修正電圧指令に変換する座標変換器（２２０）と、
を有する、モータ制御装置。
請求項４に記載のモータ制御装置において、
前記安定化制御器は、前記多相の検出電流と前記同期モータの検出電気角とを入力とし、前記２軸の等価抵抗電圧成分を出力とするマップを含む、モータ制御装置。
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
前記第１コントローラはマイクロプロセッサであり、前記第２コントローラはマイクロプロセッサでないハードウェア回路である、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ａ）において、
前記第２コントローラ（２００ａ）は、マイクロプロセッサと、プログラム命令とを含み、
前記プログラム命令は、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を前記２軸の検出電流に変換するプログラム命令（２１０）と、
前記２軸の検出電流に前記等価抵抗ゲインそれぞれを乗じて２軸の等価抵抗電圧成分を求めるプログラム命令（２４１，２４２）と、
前記２軸の等価抵抗電圧成分を前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記２軸の修正電圧指令を生成するプログラム命令（２６１，２６２）と、
前記２軸の修正電圧指令を前記多相の修正電圧指令に変換するプログラム命令（２２０）と、
を有する、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ｂ）において、
前記第２コントローラ（２００ｂ）は、マイクロプロセッサと、プログラム命令とを含み、
前記プログラム命令は、
前記第１コントローラから出力された前記２軸の電圧指令を前記同期モータの多相の電圧指令（Ｖｕ１^＊，Ｖｖ１^＊，Ｖｗ１^＊）に変換するプログラム命令（２２０）と、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に前記等価抵抗ゲインをそれぞれ乗じて多相の等価抵抗電圧成分を求めるプログラム命令（２４０）と、
前記多相の等価抵抗電圧成分を前記多相の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記多相の修正電圧指令を生成するプログラム命令（２６１，２６２，２６３）と、
を有する、モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置（４００ｃ）において、
前記第２コントローラ（２００ｃ）は、マイクロプロセッサと、プログラム命令とを含み、
前記プログラム命令は、
前記同期モータの多相の検出電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と前記同期モータの検出電気角（θ）から、ｄ軸とｑ軸の検出電流に前記等価抵抗ゲインをそれぞれ乗じた値に相当する２軸の等価抵抗電圧成分を求めるプログラム命令（２４５）と、
前記２軸の等価抵抗電圧成分を、前記第１コントローラから出力された前記２軸の電圧指令からそれぞれ減算することによって、前記２軸の修正電圧指令を生成するプログラム命令（２６１，２６２）と、
前記２軸の修正電圧指令を前記多相の修正電圧指令に変換するプログラム命令（２２０）と、
を有する、モータ制御装置。