JP2013085451A - 電力変換器制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】インバータ4の変調率kは、直流成分k0と、交流成分k6ncos(6n・ωL・t+φ6n)とを有している。当該交流成分はインバータ4が出力する交流電圧Vu,Vv,Vwの基本周波数(ωL/2π)の6n倍の周波数(6ωL/2π)を有する。負荷電流iu,iv,iwの5次調波成分のみならず、7次調波成分が存在しても、交流成分の大きさと直流成分の比を適宜に設定し、これらの高調波成分に起因した消費電力の脈動を低減することができる。当該脈動の低減は電源高調波の抑制に資する。
【選択図】図1
Description
前記交流成分の振幅の前記直流成分に対する比(−k6n/k0)は、
−[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]
(m6n=[I(6n−1) 2+I(6n+1) 2+2・I(6n−1)・I(6n+1)cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2)
で表される比率をとる。
tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m(6n)・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]
(χ6n=tan−1[{I(6n−1)・sin(φ6n−1)+I(6n+1)・sin(φ6n+1)}/{I(6n−1)・cos(φ6n−1)+I(6n+1)・cos(φ6n+1)}]
で表される角度をとる。但しIuh6n<m6n 1/2 、χ6n:任意、の関係を有する。
図1は、本発明が適用可能な直接形電力変換器9の構成を示す回路図である。直接形電力変換器9は、コンバータ3とインバータ4と、両者を接続する一対の直流電源線L1,L2とを有している。
まず、負荷2の消費電力における高調波について説明する。負荷2に印加される第2交流電圧Vu,Vv,Vw及び流れる電流(以下「負荷電流」と称す)iu,iv,iwについて考察する際、一つの相(U相)について電圧Vu、負荷電流iuを、それぞれ下記の式(1)及び式(2)のように数式化しても一般性を失わない。いま三相が平衡しつつ定常状態にあることを考えれば足りるからである。ここではまず、負荷電流iuの5次調波及び7次高調波のみを考慮する。特許文献5に鑑み、第2交流電圧Vuには基本波成分の係数に直流成分だけでなく交流成分を含ませている。交流成分としてまずは第2交流電圧Vuの基本波成分の6倍の高調波成分のみを考慮する。
m6n=[I(6n−1) 2+I(6n+1) 2+2・I(6n−1)・I(6n+1)cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2
χ6n=tan−1[{I(6n−1)・sin(φ6n−1)+I(6n+1)・sin(φ6n+1)}/{I(6n−1)・cos(φ6n−1)+I(6n+1)・cos(φ6n+1)}]
Iuh6n<m6n 1/2
χ6n:任意
として、
Ju6n=[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]、
φ6n=tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m6n・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]である。
(c−1)変調率の修正.
図2は6n±1次調波を低減するための変調率kが採用される、インバータ制御回路7の構成を示すブロック図である。インバータ制御回路7は角周波数ωL及びその指令値ωL *、第2交流電圧Vu、負荷電流iu,iv,iw、位相制御指令値β*、並びにモータ角度推定値θを入力し、ゲート信号Sup*,Svp*,Swp*,Sun*,Svn*,Swn*を出力する。
図3はインバータ制御回路7の他の構成の一部を示すブロック図である。図2に示されたインバータ制御回路7とは異なり、乗算器715を用いた変調率の補正はされておらず、PWM変調部714は変調率k0に基づいてゲート信号を生成する。しかし、この際にPWM変調部714が採用するのは、図2を用いて説明されたd軸電圧指令Vd*及びq軸電圧指令Vq*ではなく、補正されたd軸電圧指令Vd**及びq軸電圧指令Vq**である。
ここでは、高調波を低減する効果の顕著な場合を例示する。即ち、全てのnについて電流Iuh6n=0の場合が説明される。図4及び図5は、電源1から直接形電力変換器9に供給される入力電流Irの高調波成分の、電源周波数に対する次数への依存性を示すグラフである。いずれも横軸には電源周波数に基づく次数が採用され、縦軸には第2交流電圧の基本波成分に対する、電流高調波成分の振幅が示されている。
PWM変調部714において、d軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*並びに変調率k、若しくは補正されたd軸電圧指令Vd**及びq軸電圧指令Vq**並びに変調率k0を用いて、ゲート信号Sup*,Svp*,Swp*,Sun*,Svn*,Swn*を時間的に離散されたタイミングで生成する。このタイミングの周期は、例えばPWM変調部714においてキャリア比較方式が採用される場合、比較の基礎となるキャリアの周波数で決定される。
また、本実施の形態を適用する主回路方式は図1に例示された直流リンクが設けられた場合に限定されない。即ち、特許文献3で紹介された仮想直流リンク方式の直接形交流電力変換器に適用されてもよい。
3 コンバータ
4 インバータ
9 直接形交流電力変換器
Vr,Vs,Vt,Vu,Vv,Vw 交流電圧
前記交流成分の振幅の前記直流成分に対する比(−k6n/k0)は、
−[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]
(m6n=[Iu 6n−1 2 +Iu 6n+1 2 +2・Iu 6n−1 ・Iu 6n+1 ・cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2)
で表される比率をとる。
tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m(6n)・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]
(χ6n=tan−1[{Iu 6n−1 ・sin(φ6n−1)+Iu 6n+1 ・sin(φ6n+1)}/{Iu 6n−1 ・cos(φ6n−1)+Iu 6n+1 ・cos(φ6n+1)}]
で表される角度をとる。但しIuh6n<m6n 、θ:任意、の関係を有する。
m6n=[Iu 6n−1 2 +Iu 6n+1 2 +2・Iu 6n−1 ・Iu 6n+1 ・cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2
χ6n=tan−1[{Iu 6n−1 ・sin(φ6n−1)+Iu 6n+1 ・sin(φ6n+1)}/{Iu 6n−1 ・cos(φ6n−1)+Iu 6n+1 ・cos(φ6n+1)}]
Iuh6n<m6n
θ:任意
として、
Ju6n=[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]、
φ6n=tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m6n・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]である。
Claims (6)
- 第1交流電圧(Vr,Vs,Vt)を入力し整流電圧(Vdc)を出力する整流回路(3)と、前記整流電圧を入力し三相の第2交流電圧(Vu,Vv,Vw)を負荷に印加して三相の負荷電流(Iu,Iv,Iw)を前記負荷に出力する電圧形インバータ(4)とを備える直接形交流電力変換器(9)を制御する方法であって、
前記電圧形インバータの変調率(k)は、直流成分(k0)と、前記第2交流電圧の基本角周波数(ωL)の6n倍(nは自然数)の角周波数(6n・ωL)の交流成分(k6n・cos(6n・ωL・t+φ6n))とを有し、
前記負荷電流の基本波成分、第(6n−1)次成分及び第(6n+1)次成分をそれぞれIu1,Iu6n−1,Iu6n+1とし、前記負荷電流の前記基本波成分、前記第(6n−1)次成分及び前記第(6n+1)次成分の前記第2交流電圧の基本波成分に対する位相差をそれぞれφ1,φ6n−1,φ6n+1とすると、
前記交流成分の振幅の前記直流成分に対する比(−k6n/k0)は、
−[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]
(m6n=[I(6n−1) 2+I(6n+1) 2+2・I(6n−1)・I(6n+1)cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2)
で表される比率をとり、
前記交流成分の前記第2交流電圧の基本波成分に対する位相差(φ6n)は、
tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m(6n)・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]
(χ6n=tan−1[{I(6n−1)・sin(φ6n−1)+I(6n+1)・sin(φ6n+1)}/{I(6n−1)・cos(φ6n−1)+I(6n+1)・cos(φ6n+1)}]
で表される角度をとり、
Iuh6n<m6n 1/2
χ6n:任意
の関係を有することを特徴とする、電力変換器制御方法。 - 第1交流電圧(Vr,Vs,Vt)を入力し整流電圧(Vdc)を出力する整流回路(3)と、前記整流電圧を入力し三相の第2交流電圧(Vu,Vv,Vw)を負荷に印加して三相の負荷電流(Iu,Iv,Iw)を前記負荷に出力する電圧形インバータ(4)とを備える直接形交流電力変換器(9)を制御する方法であって、
前記電圧形インバータに対する電圧指令(Vd**、Vq**)は、直流成分(Vd*.Vq*)と、前記第2交流電圧の基本角周波数(ωL)の6n倍(nは自然数)の角周波数(6n・ωL)の交流成分((−Ju6n・Eu1)・sin(6nωL+φ6n)(−Ju6n・Eu1)・cos(6nωL+φ6n))を有し、
前記負荷電流の基本波成分、第(6n−1)次成分及び第(6n+1)次成分をそれぞれIu1,Iu6n−1,Iu6n+1とし、前記負荷電流の前記基本波成分、前記第(6n−1)次成分及び前記第(6n+1)次成分の前記第2交流電圧の基本波成分に対する位相差をそれぞれφ1,φ6n−1,φ6n+1とすると、
前記交流成分の振幅の前記直流成分に対する比(−Ju6n)は、
−[m6n 2+Iuh6n 2+2・m6n・Iuh6ncos(θ-χ6n)]1/2/[Iu1・cos(φ1)]
(m6n=[I(6n−1) 2+I(6n+1) 2+2・I(6n−1)・I(6n+1)cos(φ6n−1-φ6n+1)]1/2)
で表される比率をとり、
前記交流成分の前記第2交流電圧の基本波成分に対する位相差(φ6n)は、
tan−1[{m6n・sin(χ6n)+Iuh6n・sin(χ6n)}/{m(6n)・cos(χ6n)+Iuh6n・cos(χ6n)}]
(χ6n=tan−1[{I(6n−1)・sin(φ6n−1)+I(6n+1)・sin(φ6n+1)}/{I(6n−1)・cos(φ6n−1)+I(6n+1)・cos(φ6n+1)}]
で表される角度をとり、
Iuh6n<m6n 1/2
χ6n:任意
の関係を有することを特徴とする、電力変換器制御方法。 - 前記交流成分の前記直流成分に対する比は前記負荷の稼動状態の複数に対する関数として前記負荷の実稼動の前に予め求められており、
前記実稼働において前記関数に基づいて前記直接形交流電力変換器(9)を制御する、請求項1又は請求項2に記載の電力変換器制御方法。 - 前記稼動状態は、前記負荷が消費する複数の電力状態を含み、
前記実稼働においては前記電力状態に対応した前記比が採用される、請求項3記載の電力変換器制御方法。 - 前記第2交流電圧の前記基本角周波数(ωL)の所定の範囲においては、前記基本角周波数が増大するほど増大する増感量で前記交流成分の振幅を大きくする、請求項1乃至4のいずれか一つに記載の電力変換器制御方法。
- 全てのnにおいてIuh6n=0である、請求項1乃至5のいずれか一つに記載の電力変換器制御方法。
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