JPH0759354A

JPH0759354A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0759354A
Application number: JP5218179A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Ito; 洋一伊東
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-08-09
Filing date: 1993-08-09
Publication date: 1995-03-03
Anticipated expiration: 2014-07-26
Also published as: JP2924589B2

Abstract

(57)【要約】【目的】三相の交流電圧を直流電圧に変換するための
電力変換装置の構成を簡単にする【構成】三相交流電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗにリア
クトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して電力変換回路３を接続
する。電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電流の波形を正弦
波に近似させるように電力変換回路３のスイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフする。また、直流出力電圧を
所望値にするためにスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ6 のデュ
ーティを制御する。直流出力電圧を制御するためにこれ
を直接に検出しないで、入力電圧と電流から推定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電圧を直流電圧に
変換するための単相又は三相の電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】三相交流電源にリアクトルを介して三相
ブリッジ型変換回路を接続した構成の三相電力変換装置
は電流追従型高力率コンバータとして公知である。この
装置の電力変換回路は例えばＩＧＢＴ（インシュレーテ
ッド・ゲート・バイポーラトランジスタ）等の６個のス
イッチング素子をブリッジ接続し、各スイッチング素子
に逆並列にダイオードを接続することによって構成され
ている。この種の電力変換回路は三相交流電圧を直流に
変換するのみでなく、入力交流電流の波形を正弦波に近
似させる機能及び力率を１に近づける機能及び出力電圧
を所望値に制御する機能を有する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流出力電
圧を制御するために、従来の電力変換装置は直流電圧検
出器を有する。従って、電力変換装置がコスト高且つ大
型になった。

【０００４】そこで、本発明の目的は直流出力電圧検出
器を省いて低コスト化及び小型化を達成することができ
る電力変換装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の請求項１に従う本発明は、正弦波の交流電圧を供給す
るための交流電源ライン６ｕ、６ｖの少なくとも一方に
直列に接続されたリアクトル２ｕ、２ｖと、前記リアク
トル２ｕ、２ｖの出力端子と一対の直流出力端子４、５
との間に接続された第１、第２、第３、及び第４のスイ
ッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 から成るブリッジ回路と、前記
第１、第２、第３、及び第４のスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ4 に逆並列接続された第１、第２、第３、及び第４の
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 と、前記一対の直流出力端子４、
５間に接続された平滑用コンデンサ７と、前記交流電源
ライン６ｕの電圧Ｖsuを検出する電圧検出器９と、前記
交流電源ライン６ｕの電流Ｉsuを検出する電流検出器８
ｕと、前記直流出力端子４、５間の所望出力電圧を示す
直流電圧指令値Ｅdrを発生する直流電圧指令値発生手段
１８と、前記電圧検出器９と前記電流検出器８ｕとに接
続され、前記交流電源ラインの電圧Ｖsuと電流Ｉsuとに
基づいて前記直流出力端子４、５間の直流電圧推定値Ｅ
ｄ′を求め、前記直流電圧指令値Ｅdrと前記直流電圧推
定値Ｅｄ′との差に対応する電圧制御信号を作成し、前
記交流電源ラインの電圧に同期した正弦波信号と前記電
圧制御信号とを乗算して電流指令信号を作成し、前記交
流電源ラインの電流Ｉsuと前記電流指令信号との差に対
応する電流制御信号ａu を作成する制御手段と、前記制
御手段から得られる電流制御信号ａu に基づいて前記第
１〜第４のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオン・オフ制
御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パルスを作成して
前記第１〜第４のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を制御す
るＰＷＭパルス発生手段１７とを具備していることを特
徴とする電力変換装置に係わるものである。上記目的を
達成するための請求項２に従う発明は、正弦波の三相交
流電圧を供給するための三相交流電源ライン６ｕ、６
ｖ、６ｗに直列に接続された第１、第２及び第３のリア
クトル２ｕ、２ｖ、２ｗと、前記第１、第２及び第３の
リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗの出力端子と一対の直流出
力端子４、５との間に接続された第１、第２、第３、第
４、第５及び第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 から成
る三相ブリッジ回路と、前記第１、第２、第３、第４、
第５及び第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 に逆並列接
続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイ
オードＤ1 〜Ｄ6 と、前記一対の直流出力端子４、５間
に接続された平滑用コンデンサ７と、前記三相交流電源
ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの内の
少なくとも１つを検出する電圧検出器９と、前記三相交
流電源ライン６ｕ、６ｖ、６ｗの電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉsw
の内の少なくとも１つを検出する電流検出器８ｕ、８ｗ
と、前記直流出力端子４、５の所望出力電圧を示す直流
電圧指令値Ｅdrを発生する直流電圧指令値発生手段１８
と、前記電圧検出器９と前記電流検出器８ｕ、８ｗとに
接続され、前記交流電源ラインの電圧Ｖsu、Ｖswと電流
Ｉsu、Ｉswとに基づいて前記直流出力端子４、５の直流
電圧推定値Ｅｄ´を求め、前記直流電圧指令値Ｅdrと前
記直流電圧推定値Ｅｄ´との差に対応する電圧制御信号
を作成し、前記交流電源ラインの電圧に同期した正弦波
信号と前記電圧制御信号とを乗算して電流指令信号を作
成し、前記交流電源ラインの電流Ｉsu、Ｉswと前記電流
指令信号との差に対応する電流制御信号ａu 、ａw を作
成する制御手段と、前記制御手段から得られる電流制御
信号ａu 、ａw に基づいて前記第１〜第６のスイッチン
グ素子Ｑ1 〜Ｑ6 をオン・オフ制御するためのＰＷＭ
（パルス幅変調）パルスを作成して前記第１〜第６のス
イッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6 を制御するＰＷＭパルス発生
手段１７とを具備している三相電力変換装置に係わるも
のである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】上記発明では直流出力電圧を交
流電源ラインの電圧と電流に基づいて推定するので、電
圧検出器が不要になり、電力変換装置の低コスト化及び
小型化が可能になる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、図１〜図４を参照して本発明の
第１の実施例に係わる三相電力変換装置を説明する。図
１に示す三相電力変換装置では、三相交流電源１にリア
クトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して電力変換回路３が接続
されている。電力変換回路３は、第１〜第６のスイッチ
ング手段を三相ブリッジ接続することによって構成され
ている。ブリッジ回路を構成する第１〜第６のスイッチ
ング手段は、ＩＧＢＴから成る第１〜第６のスイッチン
グ素子Ｑ1 〜Ｑ6 と第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6
との逆並列回路から成る。第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路と、第３及び第４のスイッチ
ング素子Ｑ3 、Ｑ4 の直列回路と、第５及び第６のスイ
ッチング素子Ｑ5 、Ｑ6 の直列回路とは一対の直流出力
端子４、５間に接続され、３つの直列回路の中点に三相
交流ラインが接続されている。三相交流ライン６ｕ、６
ｖ、６ｗには高周波成分除去用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、
Ｃ3 が接続されている。また、直流出力端子４、５間に
は平滑用コンデンサ７が接続されている。

【０００８】Ｕ相及びＷ相の電流と直流出力電圧を制御
するために、ｕ相及びｗ相に電流検出器８ｕ、８ｗが設
けられ、またｕ相ライン６ｕとｗ相ライン６ｗとに接続
された降圧トランスから成る電圧検出器９が設けられて
いる。電流検出器８ｕ、８ｗ及び電圧検出器９はＡ／Ｄ
（アナログ・ディジタル）変換器を内蔵し、ディジタル
信号を出力する。なお、この実施例では理解を容易にす
るためにアナログ信号とディジタル信号を同一の記号で
示している。電流検出器８ｕ、８ｗから導出された電流
検出ライン１０ｕ、１０ｗ及び電圧検出器９から導出さ
れた電圧検出ライン１１ｕ、１１ｗは制御回路１２に接
続されている。制御回路１２は、Ｕ相及びＷ相の電流と
直流出力電圧がそれぞれの所望の値となるように、ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）された信号（ＰＷＭパルス）を発生
する。また、制御回路１２は直流出力端子４、５間の電
圧検出の供給を受けないが、この内部で出力電圧を推定
する手段を有している。制御回路１２に接続された駆動
回路１３は制御回路１２から供給されたＰＷＭパルスに
基づいて第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ6のオ
ン・オフ制御信号を形成し、これ等のゲ−トに供給す
る。図１の三相電力変換装置は、直流出力電圧検出器を
含まない分だけ構成が簡略化され、低コスト化及び小型
化が図られている。なお、制御回路１２には本発明に従
う出力電圧推定手段が含まれているが、これ等はＩＣ構
成等によって他の回路と一体的に構成されているので、
従来の独立に直流電圧検出器を設ける場合に比べて低コ
スト化及び小型化が達成される。

【０００９】図２は図１の制御回路１２を詳しく示す。
この制御回路１２は入力電流波形を正弦波に近似させる
ために第１及び第２の電流制御器（ＡＣＲ）１４、１５
と、これ等の電流制御器１４、１５から得られるｕ相及
びｗ相の制御信号ａu 、ａwを互いに減算してｖ相の制
御信号ａv を得るための減算器１６と、２つの電流制御
器１４、１５と１つの減算器１６から得られる三相の制
御信号ａu 、ａv 、ａw に基づいて三相のＰＷＭパルス
を発生するＰＷＭパルス発生器１７とを有する。また、
直流出力電圧を制御するために、直流電圧指令値発生回
路１８と、直流電圧推定回路１９と、電圧制御器２０
と、２つの乗算器２１、２２とを有する。

【００１０】第１及び第２の電流制御器１４、１５は電
流検出ライン１０ｕ、１０ｗと第１及び第２の乗算器２
１、２２に接続され、第１及び第２の乗算器２１、２２
から与えられる正弦波の指令値（基準値）とライン１０
ｕ、１０ｗの電流検出値Ｉsu、Ｉswとを比較し、電流検
出値Ｉsu、Ｉswを指令値に追従させるための制御信号
（操作量）ａu 、ａw を出力する。第１及び第２の電流
制御器１４、１５は詳しく示されていないが、上述の動
作のために比較器（減算器）と補償器とによってそれぞ
れ構成されている周知の制御器である。減算器１６は２
つの電流制御器１４、１５に接続され、ｕ相とｗ相の制
御信号ａu 、ａw に基づいてｖ相の制御信号ａv を形成
する。ｕ相の制御信号ａu は、ａu ＝Ａ cosωｔで表す
ことができ、ｗ相の制御信号ａw は、ａw ＝Ａ cos｛ω
ｔ＋（２／３）π｝で表すことができ、ｖ相の制御信号
ａv は、ａv ＝Ａ cos｛ωｔ−（２／３）π｝で表すこ
とができる。この制御信号ａu 、ａv 、ａw は図３
（Ａ）に示すように三相正弦波である。なおＡは時間の
関数であっても良い。。

【００１１】電流制御器１４、１５と減算器１６に接続
されたＰＷＭパルス発生器１７は、Ｄ／Ａ変換器（図示
せず）と、図３（Ａ）に示す三角波Ｖｔを発生する三角
波発生器（図示せず）と、三角波Ｖｔと制御信号ａu 、
ａv 、ａw とを比較してｕ、ｖ、ｗ相のＰＷＭパルスを
図３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すように発生する比較器
（図示せず）とから成る周知の回路である。

【００１２】ＰＷＭパルス発生器１７に接続された図１
の駆動回路１３は、図３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のｕ、ｖ、
ｗ相のＰＷＭパルスを第１、第３及び第５のスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ3 、Ｑ5 に送り、また、図３（Ｂ）
（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭパルスの位相反転パルスをＮＯＴ
回路（図示せず）で作成して、第２、第４及び第６のス
イッチング素子Ｑ2 、Ｑ4 、Ｑ6 に送る周知の回路であ
る。

【００１３】図１の第１〜第６のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 を図３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）及びこの反転パルスで
制御すると、ｕ、ｖ、ｗ相の入力電流Ｉsu、Ｉsv、Ｉsw
を正弦波に近似させることができる。出力端子４、５間
の直流出力電圧Ｅｄの制御は第１及び第２の乗算器２
１、２２から与えられる電流指令の振幅を制御すること
によって達成される。

【００１４】図２に示す出力電圧Ｅｄを制御するための
電圧制御器（ＡＶＲ）２０は、誤差出力を得るための減
算器（図示せず）と補償器（図示せず）とから成る周知
の回路であって、直流電圧指令値発生回路１８と直流電
圧推定回路１９とに接続され、直流電圧指令値発生回路
１８の指令値Ｅdrと直流電圧推定回路１９から発生する
推定値Ｅｄ´との誤差信号を減算器で形成し、この誤差
信号を補償器を通して乗算器２１、２２に送る。

【００１５】乗算器２１、２２は電圧検出ライン１１
ｕ、１１ｗに接続されているので、図１の三相交流電源
１の正弦波交流に対応する基準正弦波が乗算器２１、２
２に入力し、ｕ相、ｗ相の基準正弦波に直流の電圧制御
信号が乗算され、基準正弦波の振幅が調整されて電流制
御器１４、１５の電流指令値（基準値）となる。

【００１６】図２に示す直流電圧検出器の代用としての
直流電圧推定回路１９は、交流電圧検出ライン１１ｕ、
１１ｗと、入力電流検出ライン１０ｕ、１０ｗと、電流
制御器１４、１５に接続され、これ等から得られた入力
交流電圧Ｖsu、Ｖswと、入力電流Ｉsu、Ｉswと、制御信
号ａu 、ａw とに基づいて直流電圧推定値Ｅｄ´を決定
し、電圧制御器２０に送る。

【００１７】この直流電圧推定回路１９は、基準交流発
生器２３と、第１、第２及び第３の座標変換回路２４、
２５、２６と、減算器２７と、ＰＩ補償器２８と、乗算
器２９と、第１、第２及び第３の係数器３０、３１、３
２と、加算器３３とから成る。

【００１８】直流電圧推定回路１９における直流電圧推
定を説明する前に図１の電力変換装置の各状態量の定義
について述べる。三相交流電源１の各相電圧Ｖsu、Ｖs
v、Ｖswの瞬時空間ベクトルＶ3 を次の式（１）に示す
ように定義する。Ｖ3 ＝（２／３）｛Ｖsu＋Ｖsv exp（−ｊ１２０°）＋Ｖsw exp（ｊ１２０°）（１）式（１）における各相の電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswを次のよ
うに定義する。Ｖsu＝Ｖｍ cosωｔＶsv＝Ｖｍ cos（ωｔ−１２０°）Ｖsw＝Ｖｍ cos（ωｔ＋１２０°）（２）ただし、ここでＶｍは電源１の電圧の最大値、ωは角周
波数である。なお、Ｖmは時間の関数であってもよい。
式（２）を式（１）に代入すると電源電圧ベクトルＶｓ
は次式で示すことができる。Ｖｓ＝Ｖｍ exp （ｊωｔ）（３）式（１）の定義に伴い同様に図１の電力変換回路３の交
流側入力端子（接続中点）の電圧Ｖcu、Ｖcv、Ｖcwを一
括してベクトルＶｃで示すと次式になる。Ｖｃ＝（Ｅｄ／２）Ａ expｊ（ωｔ−θ）（４）入力電流Ｉsu、Ｉsv、ＩswをベクトルＩで一括して示す
と次式になる。Ｉ＝Ｉｍ expｊ（ωｔ−φ）（５）リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗの電圧ベクトルＶL を一括
して示すと次式になる。ＶL ＝Ｌ（ｄ／ｄｔ）Ｉｍ ε^j(ωt-φ)＋ｊωＬＩ（６）なお、式（４）（５）（６）において、Ｅｄは直流電
圧、Ｉｍは入力電流の最大値Ａは変調度の大きさを示
す。Ａｉｌm は時間の関数であってもよい。Ｖs とＶc
とＶL とは次式の関係にある。Ｖs ＝Ｖc ＋ＶL （７）また、式（３）〜（７）は電源電圧ベクトルＶｓの回転
座標θ^{j ωt}上おいて（つまり式（１７）の両辺をθ
^{j ωt}て割る）図４のベクトル図で示すことができる。
以上の関係により電源電圧の最大値Ｖｍを次式で示すこ
とができる。Ｖｍ＝（Ｅｄ／２）Ａ cosθ＋（Ｌｄ／ｄｔ）Ｉｍ cosφ ＋ωＬＩｍ sinφ （８）この式を用いて直流電圧Ｅｄを推定することができる。
式（８）を制御回路１２の内部で演算する。Ｖｍ′＝（Ｅｄ′／２）Ａcos θ＋（Ｌｄ／ｄｔ）Ｉｍcos φ＋εＬsin φ （９）

【００１９】上式右辺はＥｄ′を除いて検出または演算
によって知ることができる。従って、上式の計算結果Ｖ
ｍ′と実際の値Ｖｍとの誤差は、Ｅｄ′とＥｄの誤差に
比例する。図２の直流電圧の推定値Ｅｄ′を求める時き
には推定値Ｖｍ′が実際の値Ｖm に近づくように式
（９）のＥｄ′を修正する。Ｖｍ′＝Ｖｍとなった時の
Ｅｄ′が、直流電圧の推定値となる。

【００２０】基準交流発生器２３はｕ相電圧検出ライン
１１ｕに接続され、ｕ相の電圧Ｖsuに同期した sinωｔ
と cosωｔとを発生し、第１、第２及び第３の座標変換
回路２４、２５、２６に送る。座標変換回路は、入力量
を２軸の直交座標のベクトルに変換し、そのベクトルｅ
^{j ωt}で割る操作を行う。

【００２１】第１の座標変換回路２４は入力交流電圧の
振幅の最大値Ｖｍを求めるための演算を実行する回路で
あり、交流電圧検出ライン１１ｕ、１１ｗと、基準交流
発生器２３とに接続されている。この第１の座標変換回
路２４においては次の式（１０）からＶｍを求める。Ｖs α＝Ｖｍ cosωｔ cosωｔ −｛Ｖｍ／（３^1/2）｝｛ cosωｔ＋２ cosωｔ＋２π／３｝ sinωｔ＝Ｖｍ（１０）式（１０）は三相座標を２軸の直交座標に変換し、さら
に電源電圧の回転座標ｅ^{j ωt}に変換して得ることがで
きる。次の式（１１）はＶs αを導出するための座標変
換演算を示す。

【００２２】

【数１】

【００２３】なお、上記の式（１１）におけるＶsu、Ｖ
swは次の値を有する。なお、Ｖｍは時間関数であっても
よい。Ｖsu＝Ｖｍ cosωｔＶsw＝Ｖｍ cos（ωｔ＋２π／３）

【００２４】第２の座標変換回路２５は式（９）の第１
項のＡ cosθを求めるためのものであり、電流制御器１
４、１５と、基準交流発生器２３とに接続されている。
この第２の座標変換回路２５は、ｕ、ｗ相の電流制御ａ
u 、ａw と基準交流の sinωｔ、 cosωｔとに基づいて
ａα＝Ａ cosθを求める。次の式（１２）はａαを求め
るための座標変換演算を示す。

【００２５】

【数２】

【００２６】なお、上記の式（１２）におけるａu 、ａ
w は次の値を有する。ａu ＝Ａ cos（ωｔ＋θ）ａw ＝Ａ cos｛ωｔ＋（２π／３）＋θ｝従って、ａα＝Ａ conθの演算結果が得られる。

【００２７】ＰＩ補償器２８からは直流電圧推定値Ｅ
ｄ′が得られるので、ここに接続された係数器３２から
はＥｄ′／２が得られる。第２の座標変換回路２５と係
数器３２に接続された乗算器２９ではＡ conθとＥｄ′
／２が乗算されて、式（９）の第１項の（Ｅｄ′／２）
Ａ conθを示す値が得られる。

【００２８】第３の座標変換回路２６は電流検出ライン
１０ｕ、１０ｗと、基準交流発生器２３とに接続され、
Ｉsu、Ｉsw、 sinωｔ、 cosωｔとに基づいてＩs α＝Ｉｍ cosφ Ｉs β＝Ｉｍ sinφ を求めるものである。Ｉs α、Ｉs βを求めるための演
算は次の式（１３）によって実行される。

【００２９】

【数３】

【００３０】なお、式（１３）の演算におけるＩsu、Ｉ
swは次の式を有する。Ｉsu＝Ｉｍ cos（ωｔ＋φ）Ｉsw＝Ｉｍ cos｛ωｔ＋（２π／３）＋φ｝

【００３１】第３の座標変換回路２６に接続された係数
器３０は、式（８）の第２項の係数Ｌｄ／ｄｔをＩs α
に乗算して（Ｌｄ／ｄｔ）Ｉｍ cosφを出力するもので
ある。なお、ここではＬｄ／ｄｔがＬｓで示されてい
る。

【００３２】第３の座標変換回路２６に接続された係数
器３１は、式（８）の第３項の係数ωＬをＩs βに乗算
してωＬＩｍ sinφを出力するものである。

【００３３】加算器３３は、乗算器２９と、２つの係数
器３０、３１とに接続され、これ等の出力（Ｅｄ´／
２）Ａ cosθ、ＬｓＩｍ cosφ、ωＬＩｍ sinφを加算
して式（９）に対応する値Ｖｍ′を求め、これを減算器
２７に送るものである。

【００３４】減算器２７は第１の座標変換回路２４と加
算器３３とに接続され、両者の差に対応する信号を出力
する。即ち、第１の座標変換回路２４から得られる検出
した交流電源電圧の最大値Ｖｍと加算器３３から得られ
た推定の交流電源電圧の最大値Ｖｍ´との差の信号を出
力する。

【００３５】減算器２７に接続されたＰＩ補償器２８は
適合機構として機能し、検出電圧の最大値Ｖｍと推定電
圧の最大値Ｖｍ´との差をゼロにするための信号Ｅｄ´
を送出する。この差をゼロにするための信号Ｅｄ´は図
１の直流出力端子４、５間の直流電圧の変動情報を含ん
でいるので、これを直流電圧推定値として電圧制御器２
０で使用することができる。なお、図２のＰＷＭパルス
発生器１７以外はディジタル回路で構成されており、ま
た、図２のＰＷＭパルス発生器１７と基準交流発生器２
３以外はＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）で構成され
ている。

【００３６】

【第２の実施例】次に、図５を参照して第２の実施例の
三相電力変換装置を説明する。但し、図５において図２
と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。第２の実施例の三相電力変換装置の主回路の構成
は図１と同一であり、図１、図２の制御回路１２の代り
に図５の制御回路１２ａを接続することによって構成さ
れている。

【００３７】図５に示す制御回路１２ａは、図２の制御
回路１２の直流電圧推定回路１９を変形したものであ
る。図５の直流電圧推定回路１９ａは図２の直流電圧推
定回路１９から第３の座標変換回路２６と係数器３０、
３１と、加算器３３を省いた構成になっている。即ち、
図５では乗算器２９の出力が減算器２７に直接に接続さ
れている。

【００３８】図５の回路は図４の電圧Ｖｓ´と電流Ｉｓ
´とがほぼ同期即ち力率がほぼ１の場合に有効なもので
ある。図１の三相電力変換装置は、電流追従型高力率コ
ンバータであり、入力の力率をほぼ１にすることができ
る。従って、直流電圧推定回路１９ａを力率１とみなし
て構成しても実質的に問題が生じない。力率が１の場合
には、式（８）の第２項（Ｌｄ／ｄｔ）Ｉｍ cosφ及び
第３項のωＬＩｍ sinφがそれぞれゼロになる。従っ
て、図５では式（８）の第２及び第３項のための信号処
理回路が省かれている。この他は第１の実施例と同一で
あるので、これと同一の作用効果を得ることができる。

【００３９】

【第３の実施例】次に、図６及び図７を参照して第３の
実施例の電力変換装置を説明する。但し、図６及び図７
において図１及び図２と共通する部分には同一の符号を
付してこの説明を省略する。図６は単相の電力変換装置
を示し、図７は図６の制御回路を詳しく示す。図６及び
図７の回路は図１及び図２の三相の回路から一相分を除
いたものであり、実質的に同一の作用効果を有する。な
お、図６では２つのリアクトル２ｕ、２ｖ、及び２つの
コンデンサＣ1 、Ｃ2 が設けられているが、これ等を１
つのみにすることができる。

【００４０】

【第４の実施例】次に図８に示す第４の実施例の制御回
路を説明する。但し、図８において図５と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。この制御
回路１２ａは図５の三相の制御回路を単相の制御回路に
変形したものである。その他の点は図５と同一であるの
で、同一の作用効果を得ることができる。

【００４１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）実施例では、入力交流電圧及び電流をＡ／Ｄ変
換し、ディジタル信号で各種の演算及び処理を実行して
いるが、これをアナログ回路で行うように構成すること
ができる。（２）実施例では、入力交流電圧及び電流のｕ相とｗ
相の２相のみを検出しているが、ｖ相も検出し、三相の
検出信号によって制御を実行することができる。また、
平衡電源、Ｃ₁＝Ｃ₂＝Ｃ₃、２ｕ＝２ｖ＝２ｗの場合
又は単相の場合は任意の１相のみの電圧及び電流を検出
し、これに基づいて制御することもできる。（３）ダイオードＤ1 〜Ｄ6 をスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ6 の内蔵素子として一体に構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例の三相電力変換装置を示す回路図
である。

【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図３】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図４】図１の各部の電圧、電流を説明するためのベク
トル図である。

【図５】第２の実施例の制御回路を示すブロック図であ
る。

【図６】第３の実施例の単相の電力変換装置を示す回路
図である。

【図７】図６の制御回路を詳しく示す図である。

【図８】第４の実施例の制御回路を示す図である。

【符号の説明】

１三相交流電源３電力変換回路１２制御回路１９直流電圧推定回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】正弦波の交流電圧を供給するための交流
電源ライン（６ｕ、６ｖ）の少なくとも一方に直列に接
続されたリアクトル（２ｕ、２ｖ）と、前記リアクトル（２ｕ、２ｖ）の出力端子と一対の直流
出力端子（４）、（５）との間に接続された第１、第
２、第３、及び第４のスイッチング素子（Ｑ1 〜Ｑ4 ）
から成るブリッジ回路と、前記第１、第２、第３、及び第４のスイッチング素子
（Ｑ1 〜Ｑ4 ）に逆並列接続された第１、第２、第３、
及び第４のダイオード（Ｄ1 〜Ｄ4 ）と、前記一対の直流出力端子（４）、（５）間に接続された
平滑用コンデンサ（７）と、前記交流電源ライン（６ｕ）の電圧（Ｖsu）を検出する
電圧検出器（９）と、前記交流電源ライン（６ｕ）の電流（Ｉsu）を検出する
電流検出器（８ｕ）と、前記直流出力端子（４）、（５）間の所望出力電圧を示
す直流電圧指令値（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発
生手段（１８）と、前記電圧検出器（９）と前記電流検出器（８ｕ）とに接
続され、前記交流電源ラインの電圧（Ｖsu）と電流（Ｉ
su）とに基づいて前記直流出力端子（４）、（５）間の
直流電圧推定値（Ｅｄ′）を求め、前記直流電圧指令値
（Ｅdr）と前記直流電圧推定値（Ｅｄ′）との差に対応
する電圧制御信号を作成し、前記交流電源ラインの電圧
に同期した正弦波信号と前記電圧制御信号とを乗算して
電流指令信号を作成し、前記交流電源ラインの電流（Ｉ
su）と前記電流指令信号との差に対応する電流制御信号
（ａu ）を作成する制御手段と、前記制御手段から得られる電流制御信号（ａu ）に基づ
いて前記第１〜第４のスイッチング素子（Ｑ1 〜Ｑ4 ）
をオン・オフ制御するためのＰＷＭ（パルス幅変調）パ
ルスを作成して前記第１〜第４のスイッチング素子（Ｑ
1 〜Ｑ4 ）を制御するＰＷＭパルス発生手段（１７）と
を具備していることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】正弦波の三相交流電圧を供給するための
三相交流電源ライン（６ｕ、６ｖ、６ｗ）に直列に接続
された第１、第２及び第３のリアクトル（２ｕ、２ｖ、
２ｗ）と、前記第１、第２及び第３のリアクトル（２ｕ、２ｖ、２
ｗ）の出力端子と一対の直流出力端子（４）、（５）と
の間に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第
６のスイッチング素子（Ｑ1 〜Ｑ6 ）から成る三相ブリ
ッジ回路と、前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ
ング素子（Ｑ1 〜Ｑ6）に逆並列接続された第１、第
２、第３、第４、第５及び第６のダイオード（Ｄ1 〜Ｄ
6 ）と、前記一対の直流出力端子（４）、（５）間に接続された
平滑用コンデンサ（７）と、前記三相交流電源ライン（６ｕ、６ｖ、６ｗ）の電圧
（Ｖsu、Ｖsv、Ｖsw）の内の少なくとも１つを検出する
電圧検出器（９）と、前記三相交流電源ライン（６ｕ、６ｖ、６ｗ）の電流
（Ｉsu、Ｉsv、Ｉsw）の内の少なくとも１つを検出する
電流検出器（８ｕ、８ｗ）と、前記直流出力端子（４）、（５）間の所望出力電圧を示
す直流電圧指令値（Ｅdr）を発生する直流電圧指令値発
生手段（１８）と、前記電圧検出器（９）と前記電流検出器（８ｕ、８ｗ）
とに接続され、前記交流電源ラインの電圧（Ｖsu、Ｖs
w）と電流（Ｉsu、Ｉsw）とに基づいて前記直流出力端
子（４）、（５）間の直流電圧推定値（Ｅｄ′）を求
め、前記直流電圧指令値（Ｅdr）と前記直流電圧推定値
（Ｅｄ′）との差に対応する電圧制御信号を作成し、前
記交流電源ラインの電圧に同期した正弦波信号と前記電
圧制御信号とを乗算して電流指令信号を作成し、前記交
流電源ラインの電流（Ｉsu、Ｉsw）と前記電流指令信号
との差に対応する電流制御信号（ａu 、ａw ）を作成す
る制御手段と、前記制御手段から得られる電流制御信号（ａu 、ａw ）
に基づいて前記第１〜第６のスイッチング素子（Ｑ1 〜
Ｑ6 ）をオン・オフ制御するためのＰＷＭ（パルス幅変
調）パルスを作成して前記第１〜第６のスイッチング素
子（Ｑ1 〜Ｑ6）を制御するＰＷＭパルス発生手段（１
７）とを具備していることを特徴とする電力変換装置。