JP7183445B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

従来より、交流電源の力率改善制御を行い、該交流電源からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、上記ＡＣ／ＤＣコンバータと上記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負直流母線間に接続される直流コンデンサとで構成される電力変換装置が開示されている。このような、交流電源の力率改善制御を伴って電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続される構成の電力変換装置では、装置の小型化を狙うために直流コンデンサの容量を低減させると、特に交流電源が単相の場合では、電源周波数の２倍の周波数で変動する直流電圧のリプル電圧が増大する。リプル電圧の増大は、素子のスイッチング損失の増加に加え、使用部品の耐圧増加に伴う装置の大型化を招く。そこで、直流コンデンサの容量を増大することなく、リプル電圧を抑制できる以下のような電力変換装置が開示されている。

即ち、従来の電力変換装置では、上記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御する制御回路において、上記単相交流電源のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳して上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令を生成し、該出力電流指令を用いて上記ＤＣ／ＤＣコンバータを出力制御することで、許容される電力脈動をＤＣ／ＤＣコンバータから出力させる（例えば、特許文献１参照）。

国際公開番号ＷＯ２０１６／０７５９９６ （段落［００１０］～［００５５］、図１～図１２）

上記従来の電力変換装置では、直流コンデンサの出力電流に対して、設定された波形の交流電流成分を重畳することで、直流コンデンサの容量を増大することなく直流コンデンサにおけるリプル電圧を抑制している。しかしながらこのような構成の電力変換装置では、直流コンデンサの容量をより減少させた場合にリプル電圧が増大するため、直流コンデンサの低容量化に限界があった。そのため、装置を十分に小型化できないという課題があった。
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、直流コンデンサの低容量化が可能な小型の電力変換装置の提供を目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、
交流回路からの交流電力を直流電力に変換し、前記交流電力の力率改善制御を行うＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負の直流母線間に接続される直流コンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記直流コンデンサの直流電圧を、前記交流回路からの交流電圧のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる波形を有する電圧脈動が重畳された直流電圧に制御するリプル電圧指令値を生成し、前記リプル電圧指令値を用いて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの少なくとも一方を制御する、
ものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、直流コンデンサの低容量化が可能となるため、小型の電力変換装置を提供できる。

実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 実施の形態１による電圧リプル指令生成器の制御ブロック図である。 実施の形態１による力率指令演算器の制御ブロック図である。 実施の形態１による中間電圧指令演算器の制御ブロック図である。 比較例の電力変換装置における直流コンデンサが担保するエネルギーを示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の直流コンデンサが担保するエネルギーを示す図である。 本実施の形態１による電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。 比較例による電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２による電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 実施の形態２による中間電圧指令演算器の制御ブロック図である。 実施の形態２による力率指令演算器の制御ブロック図である。 実施の形態２による出力電流指令演算器の制御ブロック図である。 本実施の形態２による電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。 比較例１による電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。 比較例２による電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１による電力変換装置１００の概略構成を示すブロック図である。
図１に示すように、電力変換装置１００は、交流回路としての単相交流電源（以下、単に交流電源１と称す）と負荷５との間に設けられ、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換して負荷５に出力する主回路と、この主回路を制御する制御部としての制御回路３０と、を備える。

主回路は、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１０と、このＡＣ／ＤＣコンバータ１０の直流出力側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、このＡＣ／ＤＣコンバータ１０とＤＣ／ＤＣコンバータ２０との間の正負の直流母線間に接続される直流コンデンサ３と、を備える。
更に、主回路は、入力側に限流用リアクトル２と、出力側に平滑コンデンサ４とを備える。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、この場合、セミブリッジレス回路で構成され、ダイオード素子１０ａ、１０ｂと、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄとを備える。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、この場合、絶縁型のフルブリッジコンバータ回路で構成され、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄで構成させるフルブリッジインバータ２１と、絶縁トランスとしての高周波絶縁トランス２３と、ダイオード素子２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄで構成させる全波整流回路２２と、電流制御用のリアクトル２４と、を備える。
高周波絶縁トランス２３は、フルブリッジインバータ２１の交流出力側に接続される一次側コイル２３ａと、全波整流回路２２の交流入力側に接続される二次側コイル２３ｂとを有する。

直流コンデンサ３の正側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の直流出力側のＰ側端子とＤＣ／ＤＣコンバータ２０の直流入力側のＰ端子とを繋ぐ正側の直流母線に接続される。
また、直流コンデンサ３のＮ側端子は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の直流出力側のＮ端子と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の直流入力側のＮ端子とを繋ぐ負側の直流母線に接続される。直流コンデンサ３は、エネルギーのバッファ機能を有し、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０により入力される電力とＤＣ／ＤＣコンバータ２０により出力される電力との差分を平滑する。

また、交流電源１の交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ３の電圧Ｖｄｃ、平滑コンデンサ４の電圧である負荷電圧Ｖｏｕｔが、それぞれ電圧センサにより検出されて制御回路３０に入力される。さらに、交流電源１からの交流電流ｉａｃと負荷５に流れる負荷電流ｉｏｕｔが、それぞれ電流センサにより検出されて制御回路３０に入力される。

なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０とフルブリッジインバータ２１とに用いられる半導体スイッチング素子は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。

また、直流コンデンサ３は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ、ＥＤＬＣ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｄｏｕｂｌｅ－ｌａｙｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ 電気二重層キャパシタ）などで構成できる。またリチウムイオンバッテリなどのバッテリで構成しても良い。
また、負荷５は、直流電圧で駆動する電気機器、もしくはバッテリ、キャパシタなどの電力蓄積要素でも良い。

制御回路３０は、各センサにより検出される電圧、電流情報に基づいて、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄへのゲート信号Ｇ１０（Ｇ１０ｃ、Ｇ１０ｄ）、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄへのゲート信号Ｇ２１（Ｇ２１ａ、Ｇ２１ｂ、Ｇ２１ｃ、Ｇ２１ｄ）をそれぞれ生成して、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０およびＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御する。
なお、以下の説明において、Ｖａｃは交流電源１の電圧実効値、Ｉａｃは交流電源１の電流実効値、Ｖｄｃは直流コンデンサ３の直流電圧成分、Ｖｏｕｔは負荷５の電圧実効値、Ｉｏｕｔは負荷５に流れる電流実効値としてそれぞれを示す。

次に、電力変換装置１００を構成する各部の動作について説明する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、ダイオード素子１０ａ、１０ｂが互いに直列接続されたレグと、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄが互いに直列接続されたレグとを有する。そしてＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、これらレグを高周波スイッチングすることで、限流用リアクトル２に流れる交流電流ｉａｃを高力率に制御しながら電圧を昇圧し、直流電力の出力を行う昇圧型の高力率コンバータである。

この力率制御において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、交流電圧Ｖａｃの正の交流周期においてダイオード素子１０ａと半導体スイッチング素子１０ｃとをオン状態とするモードで限流用リアクトル２に正の電圧を印加する。そして、ダイオード素子１０ａと半導体スイッチング素子１０ｄとをオン状態とするモードで限流用リアクトル２に負の電圧を印加する。また、負の交流周期においては、ダイオード素子１０ｂと半導体スイッチング素子１０ｄとをオン状態とするモードと、ダイオード素子１０ｂと半導体スイッチング素子１０ｃとをオン状態とするモードとを用いる。こうして限流用リアクトル２に流れる電流の増減を制御し、交流電源１からの入力力率が１になるように交流電流ｉａｃを高力率制御する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、直流コンデンサ３を介したＡＣ／ＤＣコンバータ１０からの出力直流電圧を、フルブリッジインバータ２１において、ゲート信号Ｇ２１に基づいて半導体スイッチング素子２１ａ～２１ｄをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、高周波交流電圧に変換する。その後、この高周波交流電圧を、電気的に絶縁しながら二次側コイル２３ｂにより昇圧または降圧して、全波整流回路２２により直流電圧へと整流する。整流後、電流制御用のリアクトル２４と平滑コンデンサ４とにより高周波成分を除去して負荷５に直流電力を供給する。

以下、制御回路３０の構成と、その動作の概要について図２を用いて説明する。
図２は、実施の形態１による電力変換装置１００の制御回路３０の制御ブロック図である。
制御回路３０は、電圧リプル指令生成器４０と、力率指令演算器６０と、中間電圧指令演算器８０と、ゲート信号生成器３１、３２と、を備える。

電圧リプル指令生成器４０は、センサで検出した交流電圧ｖａｃ、負荷電圧Ｖｏｕｔを用いて、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを、所望の電圧脈動が重畳された直流電圧に制御するためのリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを生成する（詳細は後述）。
生成されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅは、力率指令演算器６０と中間電圧指令演算器８０とに入力される。

力率指令演算器６０は、入力されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅと、センサにより検出された交流電流ｉａｃ、交流電圧ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃと、を用いて、交流電流ｉａｃの力率を高力率に制御するデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣを生成する。
中間電圧指令演算器８０は、入力されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅと、センサにより検出された負荷電流ｉｏｕｔ、負荷電圧Ｖｏｕｔ、直流電圧Ｖｄｃと、を用いて、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを指令値に追従させるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃを生成する。

ゲート信号生成器３１は、力率指令演算器６０により演算されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣとキャリア周波数とを比較するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄへのゲート信号Ｇ１０ｃ、Ｇ１０ｄを出力する。
ゲート信号生成器３２は、中間電圧指令演算器８０により演算されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃとキャリア周波数とを比較するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄへのゲート信号Ｇ２１ａ、Ｇ２１ｂ、Ｇ２１ｃ、Ｇ２１ｄを出力する。
なお、キャリア周波数は、ノコギリ波でもよく三角波でも良い。

このように、力率指令演算器６０および中間電圧指令演算器８０は、電圧リプル指令生成器４０が生成したリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０をそれぞれ制御するためのゲート信号を生成する。これにより、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅに追従する回路動作を実現する。

なお、本実施の形態１の制御回路３０は、負荷５としてバッテリのような定電圧源が接続された場合を想定しており、図２に示した制御回路３０は、出力電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）が固定値で、入力交流電流ｉａｃを任意の値に制御する場合の構成である。

次に、上記のように構成される制御回路３０が行う動作の詳細について説明する。
この動作詳細の説明において、制御回路３０を構成する各部の詳細構成についても説明する。
先ず、電圧リプル指令生成器４０の構成を、図３を用いて説明する。
図３は、実施の形態１による電圧リプル指令生成器４０の制御ブロック図である。

電圧リプル指令生成器４０は、センサで検出した交流電源１の交流電圧Ｖａｃ、負荷５の負荷電圧Ｖｏｕｔを用いて、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを生成する。
前述のように、このリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅは、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを、所望の電圧脈動が重畳された直流電圧に制御するための電圧指令値である。

このリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅは、以下（１）式により表されるリプル指令値Ｒｉｐｐｌｅに基づき生成される。
Ｒｉｐｐｌｅ＝（（√２Ｖａｃ－（Ｖｏｕｔ／Ｎ））＊Ｋ１）ｓｉｎωｔ＋（Ｖｏｕｔ／Ｎ）・・・（１）
但し、Ｎは高周波絶縁トランス２３の巻数比、Ｋ１は１以上の補正係数。

以下、電圧リプル指令生成器４０が行うリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅの生成動作について説明する。
図３に示すように、先ず、電圧リプル指令生成器４０は、検出された交流電圧Ｖａｃのピーク値と、検出された負荷電圧Ｖｏｕｔを巻数比Ｎで除算することにより求められる直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃとを比較した偏差４１を演算する。

次に、偏差４１に対して、電圧補正器４９において設定された補正係数Ｋ１（Ｋ≧１）を乗算した信号４２を生成する。
次に、ＰＬＬ演算器４３により、信号４２に対して交流電圧ｖａｃと同周期の正弦波ｓｉｎ（ωｔ）を掛け合わせることで、交流電圧ｖａｃに同期した正弦波信号４４を生成する。
次に、絶対値生成器４５により、正弦波信号４４を全波整流した全波整流波形信号４６を生成する。そして、全波整流波形信号４６に対して、検出された負荷電圧Ｖｏｕｔから求められる直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを加算することで、上記（１）式に表されるＲｉｐｐｌｅ指令値を生成する。

このように導出されるＲｉｐｐｌｅ指令値は、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを、交流電圧ｖａｃに同期した正弦波を全波整流した波形の電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する電圧指令値となる。
ここで、Ｒｉｐｐｌｅ指令値における電圧脈動の振幅は、上記（１）式で示すように、（√２Ｖａｃ－（Ｖｏｕｔ／Ｎ））＊Ｋ１）により決定される。

次に、リプル範囲制限器４７により、電圧補正器４８により設定された補正係数Ｋ２（Ｋ２≧１）を用いて、電圧脈動の上限値が設定された第１値以下となるように制限し、電圧脈動の下限値が設定された第２値以上となるように制限して、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを生成する。
この過程を踏むことで、直流電圧Ｖｄｃに重畳される電圧脈動は、正弦波の全波整流波形となる場合の他に、正弦波の全波整流波形のピーク部分がカットされた直流波形部分と正弦波形部分とが入り混じった波形となる場合もある。このいずれの場合においても、重畳される電圧脈動は、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相で最小となり、ピーク位相で最大となる波形を有する電圧脈動となる。

なお、電圧脈動の上限値を制限する第１値は、半導体素子の耐圧から設定する。これにより直流電圧ｖｄｃが半導体素子の耐圧を超えて脈動することを防ぎ、耐圧増加に伴う装置の大型化を抑制できると共にスイッチング損失を低減できる。
また、電圧脈動の下限値を制限する第２値は、負荷電圧Ｖｏｕｔを巻数比Ｎで割った値に補正係数Ｋ２（Ｋ２≧１）を乗算した値で設定する。これにより直流電圧Ｖｄｃを大幅に下回るような電圧脈動を抑制して、交流１周期に渡ってＡＣ／ＤＣコンバータ１０による昇圧制御を補償できる。
また、第１値および第２値は、制御回路３０の演算能力、応答速度に応じて決定してもよい。これにより、用いられる制御回路３０の性能に応じた安定した制御が可能となる。

なお、このように重畳される電圧脈動の最大値を第１値以下となるようにリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを調整する制御を最大値制限制御と称し、重畳される電圧脈動の最小値を第２値以上となるようにリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを調整する制御を最小値制限制御と称す。
また、この最大値調整制御および最小値調整制御を、両方同時に行うものに限定するものではなく、最大値調整制御および最小値調整制御の少なくとも一方を行うものでよい。
例えば、Ｒｉｐｐｌｅ指令値における電圧脈動の振幅が、第２値から第１値までの電圧範囲内に納まるのであれば、最大値調整制御と最小値調整制御による制限は不要となる。

次に、上記リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを用いた、力率指令演算器６０によるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣの生成について図４を用いて説明する。
図４は、実施の形態１による力率指令演算器６０の制御ブロック図である。

先ず、力率指令演算器６０は、ＰＬＬ演算器６１により、第１電流指令値としての交流電流ｉａｃの実効値指令Ｉａｃ＊に対して、交流電圧ｖａｃと同周期の正弦波ｓｉｎ（ωｔ）を掛け合わさせて交流電圧ｖａｃ１に同期した正弦波信号６２を生成する。その後、センサで検出した交流電流ｉａｃと正弦波信号６２とのそれぞれの絶対値の偏差を示す信号６４を生成する。その信号６４を指令値に追従するようにＰＩ制御して電圧指令６５を生成する。

生成された電圧指令６５を、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅにより除算することで規格化する。その後、ＦＦ（Ｆｅｅｄ Ｆｏａｒｄ）制御演算器６６の信号を加えることで、ＦＢ（Ｆｅｅｄ Ｂｕｃｋ）値の急峻な変動に対応できるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣを生成する。

なお、ＦＦ制御演算器６６の演算を以下式（２）に示す。
Ｄｕｔｙ＿ＦＦ＝１－｜Ｖａｃ｜／（Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅ＋Ｖｄｃ＊）・・・（２）

次に、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅを用いた、中間電圧指令演算器８０によるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃの演算について図５を用いて説明する。
図５は、実施の形態１による中間電圧指令演算器８０の制御ブロック図である。
中間電圧指令演算器８０は、中間コンデンサ電圧Ｖｄｃが指令値に追従するようなデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃを演算する。

先ず、中間電圧指令演算器８０は、センサで検出した直流電圧Ｖｄｃと、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅとの偏差８１をＰ制御して制御値８２を生成する。その制御値８２とセンサで検出した負荷電流ｉｏｕｔとの偏差８３をＰＩ制御することで、電流制御用のリアクトル２４に流れる電流を制御する制御値８４を生成する。
次に、制御値８４に対して負荷電圧Ｖｏｕｔを加えた電圧指令信号８５を、直流コンデンサ電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅに巻線比Ｎを乗算した値で割ることで規格化してデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃを生成する。

ゲート信号生成器３１では、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣとキャリア波をＰＷＭ制御することで、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄへのゲート信号Ｇ１０（Ｇ１０ｃ、Ｇ１０ｄ）を生成する。
ゲート信号生成器３２では、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃとキャリア波をＰＷＭ制御することにより、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄへのゲート信号Ｇ２１（Ｇ２１ａ、Ｇ２１ｂ、Ｇ２１ｃ、Ｇ２１ｄ）を生成する。

このように生成されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣに基づいて駆動されるＡＣ／ＤＣコンバータ１０により、交流電流ｉａｃは高力率に、任意の値に制御される。
また、このように生成されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃに基づいて駆動されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０により、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが所望の電圧脈動が重畳された直流電圧に制御される。

以下、本実施の形態の電力変換装置１００の直流コンデンサが担保するエネルギーについて、比較例の電力変換装置と比較して説明する。
図６は、比較例の電力変換装置における直流コンデンサが担保するエネルギーを示す図である。
図７は、本実施の形態の電力変換装置１００における直流コンデンサ３が担保するエネルギーを示す図である。
両図において、直流コンデンサに入力される入力電力Ｐｉｎ、出力電力Ｐｏｕｔ、交流電流ｉａｃ、交流電圧ｖａｃ、のそれぞれの波形を示し、直流コンデンサが担保するエネルギーは斜線部分で示す。

なお、図６に示す比較例の電力変換装置は、交流電源の力率改善制御を伴って電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続される回路構成を有し、本実施の形態の制御回路３０のような直流コンデンサ３の電圧制御を行っていない場合を想定している。
また、図６では、直流電力（出力電力Ｐｏｕｔ）は理想波形とし、交流電圧の２倍周波数成分の脈動は考慮しない。

図６に示す比較例の電力変換装置では、交流電圧ｖａｃのゼロクロス位相付近では、入力電力Ｐｉｎが最小であり、斜線部で示すように、出力電力Ｐｏｕｔに対して直流コンデンサ３が担保するエネルギーが大きいことが判る。また、交流電圧ｖａｃのピーク位相付近では、入力電力Ｐｉｎが最大となるため、斜線部で示すように、この場合でも出力電力Ｐｏｕｔに対して直流コンデンサ３が担保するエネルギーが大きいことが判る。

これに対して、本実施の形態の電力変換装置１００は、交流電圧ｖａｃに同期した直流電圧Ｖｄｃの脈動により負荷電流ｉｏｕｔも脈動して、出力電力Ｐｏｕｔが交流電圧ｖａｃに同期して脈動する。このようにＤＣ／ＤＣコンバータ２０が出力する電力が交流電圧ｖａｃに同期して脈動するため、交流電源１からの交流電力の大部分を直接負荷５へと出力できる。そのため、図７に示すように、出力電力Ｐｏｕｔに対して直流コンデンサ３が担保するエネルギーが少量で済む。なお、直流電圧Ｖｄｃに重畳される電圧脈動は、式（１）に示したようにその振幅が調整されているため、出力電力における電力脈動も許容範囲内のものとなる。

以下、本実施の形態の電力変換装置１００の効果について、比較例の電力変換装置と比較して説明する。
図８は、本実施の形態の電力変換装置１００を用いた場合のシミュレーション結果において主要な波形を示す図である。
図９は、比較例の電力変換装置を用いた場合のシミュレーション結果において主要な波形を示す図である。

比較例の電力変換装置では、本実施の形態の電力変換装置１００と同程度の力率を得ることができる直流コンデンサの容量を用いている。
動作条件として、入力電力が数ｋＷで負荷５に定電圧源を接続する場合を想定している。
両図において、上から順に、交流電圧ｖａｃと直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと負荷電圧Ｖｏｕｔとを示す図、交流電流ｉａｃを示す図、負荷電流ｉｏｕｔを示す図、を並べて示す。

図８の比較例の電力変換装置において用いられた直流コンデンサの容量は１ｍＦであり、図９の本実施の形態の電力変換装置１００において用いられた直流コンデンサ３の容量は１０μＦである。
よって、本実施の形態の電力変換装置１００を用いることで、直流コンデンサ３の容量を１／１００に下げられることが判る。

次に、Ｒｉｐｐｌｅ指令値における電圧脈動の振幅を、上記（１）式で示したように、（√２Ｖａｃ－（Ｖｏｕｔ／Ｎ））＊Ｋ１により決定した理由について、図８を用いて説明する。
（１）式に示されるＲｉｐｐｌｅ指令値における電圧脈動の振幅は、検出された交流電圧Ｖａｃの最大値と、負荷電圧Ｖｏｕｔを巻数比Ｎで除算した値（Ｖｏｕｔ／Ｎ）との差分（図８においてＢと示す）に対して、１以上の補正係数Ｋ１を乗算したものである。
これにより直流電圧Ｖｄｃの電圧脈動の振幅がＢ以上の大きさとなる。即ち、直流電圧Ｖｄｃの電圧脈動の最大値が、交流電圧ｖａｃの最大値以上となる。

このようにＲｉｐｐｌｅ指令値における電圧脈動の振幅を調整することで、電圧脈動を直流電圧Ｖｄｃに重畳させても、この脈動により直流電圧Ｖｄｃが交流電圧ｖａｃを下回ることを防止できる。こうして、交流全周期に渡って直流電圧Ｖｄｃを交流電圧ｖａｃ以上に維持できるため、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０における昇圧動作を常に実現できる。
図８に示す電圧波形において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の昇圧動作が常に実現できており、交流電流ｉａｃが力率１に近い状態で動作できていることが判る。

なお、補正係数Ｋが１に近いほど、直流電圧Ｖｄｃの電圧脈動の振幅を最小にできるが、制御の余裕度が小さくなるため、ノイズ等に対するマージンを含んだ１以上のある値に設定するとよい。

ここで、図９に示す動作状態で、比較例の電力変換装置の直流コンデンサの容量を下げたとする。この場合、直流コンデンサの電圧に生じる交流電源１の２倍周波数成分のリプル電圧の振幅が増加していくこととなり、リプル電圧の下限が交流電圧以下になると降圧動作の状態が発生する。ＡＣ／ＤＣコンバータが降圧動作ができない回路方式では、交流電流ｉａｃの力率制御が不安定となり、制御破綻が生じる。そのため、比較例の電力変換装置では、直流コンデンサの容量低減に限界があり、大幅な容量低減が困難となる。

なお、負荷５が定電圧源となるため、本実施の形態の電力変換装置１００においても、比較例の電力変換装置においても、直流コンデンサの電圧に重畳する脈動成分が重畳した電流が流れる。図８、図９に示すように、本実施の形態の電力変換装置１００の方が直流電圧Ｖｄｃにおける電圧脈動の振幅が大きい。そのため、負荷５に流れる電流の脈動も大きくなるが、電圧脈動の振幅を調整することで、電流の脈動は許容範囲内とできる。

なお、図８では、交流電圧ｖａｃに同期した、全波整流前の正弦波における振幅の中心（Ｖｏｕｔ／Ｎ、基準電圧と称す）が、交流電圧ｖａｃの最大値よりも下に位置する場合を示した。そしてこの場合に、電圧脈動の振幅を調整することで、直流電圧Ｖｄｃが交流電圧ｖａｃより下回ることを防止する制御を示した。しかしながら、この電圧脈動の振幅の調整は、例えば以下に説明する場合では不要とできる。

例えば、交流電圧ｖａｃに同期した、全波整流前の正弦波における振幅の中心（基準電圧Ｖｏｕｔ／Ｎ）が、交流電圧ｖａｃの最大値よりも上に位置する場合では（図示せず）、重畳される電圧脈動を交流電圧ｖａｃに同期するように調整すれば、電圧脈動を直流電圧Ｖｄｃに重畳させても、直流電圧Ｖｄｃが交流電圧ｖａｃを下回ることはない。よって、全波整流前の正弦波における振幅の中心（基準電圧Ｖｏｕｔ／Ｎ）の値に応じて、電圧脈動の振幅の調整の要否を判断してもよい。

また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０は、力率改善ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能をもつ変換回路であればよく、１石型のＰＦＣ回路、トーテムポール方式、インターリーブ方式で構成してもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、トランスを持つ変換器であればよく、フライバックコンバータ、ハーフブリッジ方式、センタタップ方式で構成してもよい。

以下、図１に示した電力変換装置１００と異なる構成の電力変換装置１００ａについて説明する。
図１０は、実施の形態１による電力変換装置１００ａの概略構成を示すブロック図である。
図１０に示すように、限流用リアクトル２を交流電源１に接続される正側母線と負側母線に分割して配置する構成をとってもよい。正負の母線に分割して配置することで、正と負の電流経路に偏りがなくなるため、回路内のコモンモードノイズの発生を抑制できる。

上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
交流回路からの交流電力を直流電力に変換し、前記交流電力の力率改善制御を行うＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負の直流母線間に接続される直流コンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記直流コンデンサの直流電圧を、前記交流回路からの交流電圧のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる波形を有する電圧脈動が重畳された直流電圧に制御するリプル電圧指令値を生成し、前記リプル電圧指令値を用いて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの少なくとも一方を制御する、
ものである。

このように、制御回路は、直流コンデンサの直流電圧を、交流電圧のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる波形を有する電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する。このように交流電圧の波形に合わせた直流コンデンサの電圧脈動により負荷電流を脈動させて、出力電力を交流電圧に合わせて脈動させる。これにより、直流コンデンサが担保するエネルギーを大幅に低減できるため、直流コンデンサを低容量化させ、小型の電力変換装置を実現できる。
なお、本実施の形態の電力変換装置は、交流電源が単相の場合に高い効果を得るが、複数相の交流電源においても同様の効果を得られる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、前記電圧脈動の最大値が設定された第１値以下となるように前記リプル電圧指令値を調整する最大値制限制御と、前記電圧脈動の最小値が設定された第２値以上となるように前記リプル電圧指令値を調整する最小値制限制御と、の少なくとも一方を行う、
ものである。

このように、直流コンデンサの直流電圧に重畳する電圧脈動の最大値と最小値とを制限することで、直流電圧が半導体素子の耐圧を超えて脈動することを防げる。こうして電力変換装置を構成する各素子に印加される電圧値を制限して、耐圧増加に伴う装置の大型化を抑止できると共に、回路の低損失化も同時に可能となる。こうして、更に小型で、且つ高効率の電力変換装置を実現できる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、入力された前記交流電圧を整流して昇圧する昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであり、
前記制御部は、前記電圧脈動の最大値が、前記交流電圧の最大値以上となるように、前記リプル電圧指令値を調整する、
ものである。

このように直流コンデンサの電圧脈動の最大値が、交流電圧の最大値以上となるように、重畳される電圧脈動が調整されるため、昇圧型のＡＣ／ＤＣコンバータを用いる場合において、交流周期の全周期に渡って昇圧動作を補償できる。こうして、力率制御を安定化させて、更に高効率で、信頼性の高い電力変換装置を実現できる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記電圧脈動は、前記交流電圧に同期した正弦波を全波整流した波形を有する、
ものである。

このように、重畳する電圧脈動を、交流電圧に同期した制限波を全波整流した波形とすることで、交流電圧の波形に合わせた電圧脈動成分を確実に生成できる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記正弦波の振幅の中心となる基準電圧が、前記交流電圧の最大値以下となる構成において、
前記制御部は、
前記電圧脈動の振幅が、前記交流電圧の最大値と前記基準電圧との差以上となるように、前記リプル電圧指令値を調整する、
ものである。

このように、全波整流前の、交流電圧に同期した正弦波の振幅の中心である基準電圧が、交流電圧の最大値以下となる場合においても、重畳される電圧脈動の振幅を、交流電圧の最大値と基準電圧との差以上なるように制御する。これにより、交流周期の全周期に渡って、確実に直流電圧を交流電圧の最大値以上として、昇圧動作を補償できる。
こうして、力率制御を安定化させて、更に高効率で、信頼性の高い電力変換装置を実現できる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１値および前記第２値は、前記制御部の演算能力、前記制御部の応答速度、前記電力変換装置を構成する半導体素子の耐圧、の少なくとも一つに基づいて決定される、
ものである。

これにより、直流電圧が半導体素子の耐圧を超えて脈動することを確実に防げる。また、用いられる制御回路３０の性能に応じた安定した制御が可能となる。こうして、更に信頼性の高い電力変換装置が実現できる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定であり、前記交流回路からの交流電流を設定された第１電流指令値に追従させる構成において、
前記制御部は、
前記第１電流指令値に基づいた前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御により前記交流電流を制御し、
前記リプル電圧指令値に基づいた前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御により、前記直流コンデンサの直流電圧を前記電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する、
ものである。

このように、制御回路は、交流回路からの入力電流を指令値に追従させる場合においても適用可能となる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
一次側コイルと二次側コイルとを有する絶縁トランスを備えた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
前記制御部は、前記電圧脈動の最小値を前記絶縁トランスの巻数比に基づいて演算する、
ものである。

このように、電圧脈動の下限値を制限する第２値は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける回路定数に基づいて導出可能であり、例えば、負荷電圧を巻数比Ｎで割った値に補正係数Ｋ２を乗算した値で設定することも可能である。これにより負荷電圧に基づいた電圧脈動の下限値を設定できるため、力率制御を安定化させて、更に高効率で、信頼性の高い電力変換装置を実現できる。

実施の形態２．
以下、本願の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
本実施の形態２による電力変換装置の主回路構成は実施の形態１と同様であり、制御回路２３０の構成が異なる。
図１１は、実施の形態２による電力変換装置の制御回路２３０の制御ブロック図である。

制御回路２３０は、電圧リプル指令生成器４０と、力率指令演算器２６０と、中間電圧指令演算器２８０と、出力電流指令演算器２９０と、ゲート信号生成器３１、３２と、を備える。
電圧リプル指令生成器４０およびゲート信号生成器３１、３２は、実施の形態１と同様構成であり、動作も同じため説明は割愛する。
電圧リプル指令生成器４０により生成されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅは、力率指令演算器２６０と、中間電圧指令演算器２８０と、出力電流指令演算器２９０に入力される。

中間電圧指令演算器２８０は、入力されるリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅと、センサにより検出された直流電圧Ｖｄｃとを用いて、直流コンデンサ３の電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを生成する。生成された電圧指令Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、力率指令演算器２６０に入力される。

力率指令演算器２６０は、入力されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅと、電圧指令Ｖｄｃ＿ｒｅｆと、センサにより検出された交流電流ｉａｃ、交流電圧ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ、負荷電圧Ｖｏｕｔと、を用いて、交流電流ｉａｃの力率を高力率に制御しながら、直流電圧Ｖｄｃを指令値に追従させるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣを生成する。

出力電流指令演算器２９０は、入力されたリプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅと、センサにより検出された交流電圧ｖａｃ、負荷電圧Ｖｏｕｔ、負荷電流ｉｏｕｔと、を用いて、負荷電流ｉｏｕｔを制御するデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ｉｏｕｔを生成する。

なお、本実施の形態２では、負荷５にバッテリのような定電圧源が接続された場合を想定しており、図１１に示した制御回路２３０は、出力電圧（負荷電圧Ｖｏｕｔ）が固定で、負荷電流ｉｏｕｔを任意の値に制御する場合の構成である。

以下、上記のように構成される制御回路２３０が行う制御動作の詳細について説明する。この制御動作の詳細の説明において、制御回路２３０を構成する力率指令演算器２６０、中間電圧指令演算器２８０、出力電流指令演算器２９０の詳細構成についても説明する。

先ず、中間電圧指令演算器２８０の構成を、図１１を用いて説明する。
図１２は、実施の形態２による中間電圧指令演算器２８０の制御ブロック図である。
中間電圧指令演算器２８０は、センサで検出した直流電圧Ｖｄｃと、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅとの偏差２８１を演算する。そして、中間電圧指令演算器２８０は、この偏差２８１をＰＩ制御して電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを演算する。

次に、力率指令演算器２６０によるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣの生成について図１３を用いて説明する。
図１３は、実施の形態２による力率指令演算器２６０の制御ブロック図である。
力率指令演算器２６０は、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃを指令値に追従させながら交流電流ｉａｃの力率が１になるようにＰＩ制御を行う。
この交流電流ｉａｃの力率制御において、力率指令演算器２６０は、以下（３）式により表される、力率を１とした、出力電力Ｐｏｕｔの瞬時電力Ｐｏｕｔ（ｔ）を導出する。

瞬時電力Ｐｏｕｔ（ｔ）＝瞬時電圧ｖｏｕｔ（ｔ）＊瞬時電流ｉｏｕｔ（ｔ）
＝√２Ｖｓｉｎ（ωｔ）＊√２Ｉｓｉｎ（ωｔ）
＝２ＶＩｓｉｎ＾２（ωｔ）
＝ＶＩ（１－ｃｏｓ（２ωｔ））
＝ＶＩ（１－ｓｉｎ（２ωｔ＋π／２））・・・（３）

図１３に示すように、力率指令演算器２６０は、第２電流指令値としての負荷電流指令値ｉｏｕｔ＊と、センサで検出した負荷電圧Ｖｏｕｔとを掛け合わせて信号２６１を生成する。その後、中間電圧指令演算器２８０で生成された電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを加えることで、所望の電圧脈動が重畳された電力指令２６２を演算する。
次に、その電力指令２６２に対して、ＰＬＬ演算器２６３にて生成した交流電圧ｖａｃの２倍周期に９０度遅れを含めた波形信号２６４を乗算して、瞬時電力指令値２６５を演算する。そして、センサで検出した交流電圧ｖａｃと交流電流ｉａｃとに基づく瞬時電力２６６を演算し、瞬時電力指令値２６５とセンシングした瞬時電力値２６６との偏差２６７をＰＩ制御して電圧指令値２６８を生成する。
上記では、負荷電流指令値ｉｏｕｔ＊と、センサで検出した負荷電圧Ｖｏｕｔとを掛け合わせて信号２６１を生成したが、負荷電流指令値ｉｏｕｔ＊の代わりにセンサで検出した負荷電流ｉｏｕｔを用いてもよい。なお、負荷電流指令値ｉｏｕｔ＊を用いた制御を行う場合では、ノイズなどの成分の影響を受けない指令値が生成できるため、より高力率な制御が可能となる。

そして、この電圧指令値２６８を、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅにより除算することで規格化を行い、ＦＦ制御演算器２６９の信号を加えることでセンサ値の急峻な変動に対応できるデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣを生成する。
なお、ＦＦ制御演算器２６９の演算は、実施の形態１に示した式（２）と同様となる。

次に、出力電流指令演算器２９０を、図１４を用いて説明する。
図１４は、実施の形態２による出力電流指令演算器２９０の制御ブロック図である。
前述のように、出力電流指令演算器２９０は、負荷電流ｉｏｕｔが指令値に追従するようなデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ｉｏｕｔを演算する。
図１４に示すように、出力電流指令演算器２９０は、第２電流指令値としての負荷電流指令値ｉｏｕｔ＊に、ＰＬＬ演算器２９１にて生成した交流電圧ｖａｃの２倍周期に９０度遅れを含めた波形信号２９２を掛け合わせた信号２９３を生成する。そうすることで、直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃに発生する交流電圧ｖａｃの２倍周期であって、交流電圧ｖａｃに同期させた電流脈動を負荷５に出力する。

その後、信号２９３と、波形センサで検出した負荷電流ｉｏｕｔとの差分２９４をＰＩ制御し、電流制御用のリアクトル２４に流れる電流を制御する信号２９５を生成する。その後、信号２９５に負荷電圧Ｖｏｕｔを加えた信号２９６を、リプル電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｉｐｐｌｅに巻線比Ｎを乗算した信号２９７で除算することで規格化して、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ｉｏｕｔを生成する。

図１１に示したゲート信号生成器３１では、このように生成されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣとキャリア波をＰＷＭ制御することで、半導体スイッチング素子１０ｃ、１０ｄへのゲート信号Ｇ１０ｃ、Ｇ１０ｄを生成し、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０にて交流電流ｉａｃを高力率に制御する。
ゲート信号生成器３２では、このように生成されたデューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃとキャリア波をＰＷＭ制御することにより、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄへのゲート信号Ｇ２１ａ、Ｇ２１ｂ、Ｇ２１ｃ、Ｇ２１ｄを生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０にて直流電圧Ｖｄｃを所望の電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する。

以下、本実施の形態の電力変換装置の効果について、比較例の電力変換装置と比較して説明する。
図１５は、本実施の形態の電力変換装置１００を用いたシミュレーション波形を示す図である。
図１６は、比較例１の電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。
図１７は、比較例２の電力変換装置を用いたシミュレーション波形を示す図である。

なお、比較例１、２の電力変換装置は、共に、交流電源の力率改善制御を伴って電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとが直流コンデンサを介して接続される回路構成を有する。
また、比較例１の電力変換装置は、本実施の形態の制御回路３０のような直流コンデンサ３の電圧制御を行っていない場合を想定している。
また、比較例２の電力変換装置は、交流電圧のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる交流電流指令を直流電流指令に重畳する制御を行う場合を想定している。

また、比較例１の電力変換装置では、本実施の形態の電力変換装置１００と同程度の力率を得ることができる直流コンデンサの容量を用いている。
動作条件として、入力電力が数ｋＷで負荷に定電圧源を接続する場合を想定する。
各図において、上から順に、交流電圧ｖａｃと直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃと負荷電圧Ｖｏｕｔとを示す図、交流電流ｉａｃを示す図、負荷電流ｉｏｕｔを示す図、を並べて示す。

図１５の本実施の形態の電力変換装置に用いられる直流コンデンサ３の容量は１０μＦであり、図１６の比較例１の電力変換装置に用いられる直流コンデンサ３の容量は１ｍＦとなる。また、図１７の比較例２の電力変換装置に用いられる直流コンデンサ３の容量は、本実施の形態の電力変換装置と同容量の１０μＦとなる。

図１５、図１６から、本実施の形態の電力変換装置を用いることで容量を１／１００に下げたとしても常に昇圧動作が実現できており、交流電流ｉａｃが力率１に近い状態で動作できることが判る。
ここで、図１６に示す動作状態で、比較例１の電力変換装置の直流コンデンサの容量を下げたとする。この場合、直流コンデンサの電圧に生じる交流電源１の２倍周波数成分のリプル電圧の振幅が増加していくこととなり、リプル電圧の下限が交流電圧以下になると降圧動作の状態が発生する。ＡＣ／ＤＣコンバータが降圧動作ができない回路方式では、交流電流ｉａｃの力率制御が不安定となり、制御破綻が生じる。

また、図１７に示す波形から、比較例２の電力変換装置のコンデンサ容量を必要以上に下げてしまうと、ＡＣ／ＤＣコンバータで昇圧動作を保つために、力率が悪化していることが判る。

また、負荷５が定電圧源となるため、本実施の形態の電力変換装置においても、比較例１、２の電力変換装置においても、直流コンデンサ３の電圧に重畳する交流電源１の２倍周波数成分が重畳した電流が流れる。本実施の形態の電力変換装置と比較例２の電力変換装置とは、負荷５に流れる電流の脈動が正弦波になるように制御しているため、電流制御を行わない比較例１と比較すると電流の脈動は大きくなる。
しかしながら、前述のように、本実施の形態の電力変換装置において重畳される電圧リプルの振幅は、所望の範囲内となるように調整することで、許容範囲内とできる。

なお、力率指令演算器２６０、出力電流指令演算器２９０において示された、交流電圧ｖａｃの２倍周期に９０度の遅れを含めた波形信号は、９０度に対して、±第３値度のマージンを含ませてもよい。
この第３値は、電圧脈動が重畳された直流コンデンサ３の直流電圧Ｖｄｃが、交流電源１からの交流電圧Ｖａｃ以上となる値が確保される位相範囲内で設定すると良い。

上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定であり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を設定された第２電流指令値に追従させる制御において、
前記制御部は、
前記第２電流指令値に基づいた前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御により前記出力電流を制御し、
前記リプル電圧指令値に基づいた前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御により、前記直流コンデンサの直流電圧を前記電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する、
ものである。

これにより、実施の形態１と同様の効果を奏し、直流コンデンサが担保するエネルギーを大幅に低減できるため、直流コンデンサを低容量化させ、小型の電力変換装置を実現できると共に、制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電流を指令値に追従させる場合においても適用可能となる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第２電流指令値あるいは検出された前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と、検出された前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と、を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の瞬時電力値を導出し、
前記瞬時電力値に基づいて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記力率改善制御を行う、
ものである。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の瞬時電力値に基づいた力率改善制御を行うことにより、直流コンデンサに重畳された電圧脈動の影響を受けることのない更に高力率な力率制御が可能となる。

また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第２電流指令値に対して、前記交流電圧の２倍の周期で、且つ、前記交流電圧の位相から９０±第３値度、位相のずれた波形を重畳し、
前記第３値は、前記電圧脈動が重畳された前記直流コンデンサの直流電圧が、前記交流回路からの前記交流電圧以上となる値に設定される、
ものである。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に、交流電圧の２倍周期であって、交流電圧に同期させた脈動を重畳させる。このような脈動を出力電流に重畳させる制御と、リプル電圧指令値を用いた力率指令演算器による直流コンデンサの直流電圧の制御と、を行うことで、更に高力率な力率制御と、直流コンデンサが担保するエネルギーの更なる低減を実現できる。

なお、本実施の形態２でも本実施の形態１と同様に、限流用リアクトル２を交流電源１の正側母線と負側母線に分割して配置する構成をとってもよい。これにより、正と負の電流経路に偏りがなくなるため、回路内のコモンモードノイズの発生を抑制することができる。

実施の形態３．
以下、本願の実施の形３を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１８は、実施の形態１による電力変換装置３００の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態３の電力変換装置３００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０の構成が、実施の形態１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成と異なる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０は、この場合、降圧チョッパで構成され、半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂと、電流制御用のリアクトル２４とを備える。
本実施の形態３では、本実施の形態１のように負荷５にバッテリのような定電圧源が接続された場合を想定しており、制御回路３０の構成は、出力電圧が固定値で、入力交流電流を任意の値に制御する場合のものとする。この場合、本実施の形態の制御回路の構成は、実施の形態１の制御回路と同様となる。

次に、本実施の形態３による電力変換装置３００の動作を説明する。
電力変換装置３００の動作は、本実施の形態１による電力変換装置１００の動作と同様であるため説明は割愛する。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０の動作も、本実施の形態１と同様であるため説明は割愛する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０の動作は、本実施の形態１、２の絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２０と異なる。ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０は、制御回路３０からのゲート信号３２１に基づき、直流コンデンサ３の直流電圧を、半導体スイッチング素子２１ａと半導体スイッチング素子２１ｂのスイッチング動作により矩形波にし、電流制御用のリアクトル２４と平滑コンデンサ４にて直流電圧へと平滑化することで、降圧した電圧を生成する。

また、制御回路３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０が絶縁トランスを有さない構成であるため、実施の形態１に示した、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ＰＦＣ、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿Ｖｄｃの生成にて用いた巻数比Ｎを１として演算する。その他の制御回路３０の動作は、実施の形態１と同様となるため、説明は割愛する。

このような構成の電力変換装置３００においても、実施の形態１と同様の効果を奏し、直流コンデンサが担保するエネルギーを大幅に低減でき、直流コンデンサを低容量化させ、小型の電力変換装置を実現できる。

なお、本実施の形態２のように負荷５にバッテリのような定電圧源が接続された場合を想定し、出力電圧が固定で、出力直流電流を任意の値に制御する場合は、制御回路３０の構成を、本実施の形態２の制御回路２３０に変更して動作させてもよい。この場合、制御回路の動作は、デューティ比信号Ｄｕｔｙ＿ｉｏｕｔの生成において用いる巻線比Ｎを１とすること以外は、実施の形態２と同様となる。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、非絶縁のＤＣ／ＤＣコンバータであればどのような構成でもよく、昇圧チョッパ、昇降圧チョッパで構成してもよい。

また、電圧脈動の下限値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３２０のデューティ比に基づいて導出してもよい。これにより、負荷電圧に基づいた電圧脈動の下限値を設定できるため、力率制御を安定化できる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 交流電源（交流回路）、３ 直流コンデンサ、１０ ＡＣ／ＤＣコンバータ、２０，３２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２３ 高周波絶縁トランス（絶縁トランス）、２３ａ 一次側コイル、２３ｂ 二次側コイル、３０，２３０ 制御回路（制御部）、１００，３００ 電力変換装置。

Claims (12)

1. 交流回路からの交流電力を直流電力に変換し、前記交流電力の力率改善制御を行うＡＣ／ＤＣコンバータと、該ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に接続され、直流電力の電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の正負の直流母線間に接続される直流コンデンサと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータおよび前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記直流コンデンサの直流電圧を、前記交流回路からの交流電圧のゼロクロス位相で最小値、ピーク位相で最大値となる波形を有する電圧脈動が重畳された直流電圧に制御するリプル電圧指令値を生成し、前記リプル電圧指令値を用いて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの少なくとも一方を制御する、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記電圧脈動の最大値が設定された第１値以下となるように前記リプル電圧指令値を調整する最大値制限制御と、前記電圧脈動の最小値が設定された第２値以上となるように前記リプル電圧指令値を調整する最小値制限制御と、の少なくとも一方を行う、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、入力された前記交流電圧を整流して昇圧する昇圧型ＡＣ／ＤＣコンバータであり、
   前記制御部は、前記電圧脈動の最大値が、前記交流電圧の最大値以上となるように、前記リプル電圧指令値を調整する、
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧脈動は、前記交流電圧に同期した正弦波を全波整流した波形を有する、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記正弦波の振幅の中心となる基準電圧が、前記交流電圧の最大値以下となる構成において、
   前記制御部は、
   前記電圧脈動の振幅が、前記交流電圧の最大値と前記基準電圧との差以上となるように、前記リプル電圧指令値を調整する、
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第１値および前記第２値は、前記制御部の演算能力、前記制御部の応答速度、前記電力変換装置を構成する半導体素子の耐圧、の少なくとも一つに基づいて決定される、
   請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定であり、前記交流回路からの交流電流を設定された第１電流指令値に追従させる構成において、
   前記制御部は、
   前記第１電流指令値に基づいた前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御により前記交流電流を制御し、
   前記リプル電圧指令値に基づいた前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御により、前記直流コンデンサの直流電圧を前記電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する、
   請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が一定であり、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を設定された第２電流指令値に追従させる制御において、
   前記制御部は、
   前記第２電流指令値に基づいた前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御により前記出力電流を制御し、
   前記リプル電圧指令値に基づいた前記ＡＣ／ＤＣコンバータの制御により、前記直流コンデンサの直流電圧を前記電圧脈動が重畳された直流電圧に制御する、
   請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、
   前記第２電流指令値あるいは検出された前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と、検出された前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と、を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の瞬時電力値を導出し、
   前記瞬時電力値に基づいて、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記力率改善制御を行う、
   請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、
    前記第２電流指令値に対して、前記交流電圧の２倍の周期で、且つ、前記交流電圧の位相から９０±第３値度、位相のずれた波形を重畳し、
    前記第３値は、前記電圧脈動が重畳された前記直流コンデンサの直流電圧が、前記交流回路からの前記交流電圧以上となる値に設定される、
    請求項８または請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
    一次側コイルと二次側コイルとを有する絶縁トランスを備えた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    前記制御部は、前記電圧脈動の最小値を前記絶縁トランスの巻数比に基づいて導出する、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記制御部は、
    前記電圧脈動の最小値を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比に基づいて導出する、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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