CN112166547B - 功率管理系统 - Google Patents

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Abstract

经公开技术可用于将来自输入的直流电压和电流转换为输出处的不同或相同电压和电流。一个实例直流到直流DC‑DC功率转换器包含连接于源电压与电感器的第一侧之间的第一开关、连接于所述电感器的所述第一侧与接地之间的第二开关、连接于所述电感器的第二侧与所述接地之间的第三开关以及连接于所述电感器的所述第二侧与电容器之间的第四开关。所述功率转换器可进一步包含比较器，所述比较器经配置以比较所述电容器处的输出电压与阈值电压并且基于比较的结果在功率循环中选择性地激活或去激活所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关。

Description

功率管理系统
相关申请案
本申请案要求2018年1月5日申请的标题为“集成功率管理系统(IntegratedPower Management System)”的序号62/614,289的临时申请案的优先权。以上提及的临时申请案的全部内容以引用的方式作为本文件的公开内容的一部分并入。
技术领域
本公开涉及用于将功率供应到其它电路的电路，且更具体地说，涉及执行高效功率转换的功率电路。
背景技术
物联网(IoT)文献中所提出的许多电路解决了IoT要求中的一些，所述IoT要求包含无线连接性、数据处理器、存储装置、功率管理及输入/输出(I/O)能力。然而，所需的较小波形系数、超低功耗和低成本的解决方案较少。低功耗和高效率功率管理在IoT应用中至关重要，这是由于其直接影响系统的电池使用寿命。除IoT装置之外的许多其它装置还需要高效和低功耗电源。IoT和许多其它应用需要更高效的低成本电源电路。
附图说明
图1A描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统的实例；
图1B描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统的另一实例；
图1C描绘根据一些实例实施例的由集成功率管理系统产生的波形的实例；
图1D描绘根据一些实例实施例的展示杂散发射的管理的实例标绘图；
图2描绘根据一些实例实施例的产生多个输出的集成功率管理系统的实例；
图3描绘根据一些实例实施例的电压调节器电路的实例；
图4描绘根据一些实例实施例的降压转换器的实例；
图5描绘根据一些实例实施例的降压转换器的另一实例；
图6描绘根据一些实例实施例的波形的另一实例；
图7描绘根据一些实例实施例的状态图的实例；且
图8描绘根据一些实例实施例的状态图的另一实例；
图9描绘根据一些实例实施例的状态图的另一实例；
图10描绘根据一些实例实施例的展示相较于先前解的经公开解的效率的图的实例；
图11描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统的另一实例；
图12描绘根据一些实例实施例的产生多个输出的集成功率管理系统的另一实例；
图13描绘根据一些实例实施例的可经实行以实现功率管理的一组实例操作。
具体实施方式
电池供电的电子装置的一些重要特性为每次电池充电的电池寿命和装置的成本。许多电池供电的电子装置具有产生不同于电池供电的装置中的电子装置需要的一或多个电压的一个电压的电池。装置所需的电压由一或多个DC-DC转换器产生。这些转换器的功率效率对电池寿命具有直接影响。经公开DC-DC转换器尤其在轻负载条件下比先前转换器具有更高效率。此外，经公开转换器由于具有较少并且较便宜组件(较少的物料清单(BoM))而减少电池供电的装置的成本。本文中公开DC-DC转换器，其可使用单个电感器和相关联的电子装置产生多个输出电压，进而减少BoM和成本。经公开DC-DC转换器使用单个电感器提供多个输出且在输出之间无任何交叉调节。
所述文献中提出一些解决方案，其尝试基于常规的功率管理电路来解决IoT和其它应用的严格的功率和物料清单(BoM)要求。然而，由于基本限制，BoM减少和功率减少改进受到限制。
图1A到1D、2和7到9描绘经公开主题的方面，图3到6描绘DC-DC转换的先前方法，并且图10描绘先前DC-DC转换器与经公开主题的一些实例的比较。
除了其它特征和益处之外，所公开实施例还同时实现BoM减少和效率改进。公开了超低静态功率消耗、高效率和减少的BoM功率管理解决方案。经公开功率管理系统包含电压调节器电路和过程，其通过相较于常规的功率管理方案减少所需的无源组件的数目来实现静态功率消耗和BoM的大幅减少。在一些实施例中，描述使用单个电感器同时提供具有基本上平坦的功率转换效率曲线的多个输出电压的单个功率管理集成电路(PMIC)。在一些实施方案中，实现印刷电路板的35％减少和功率管理相关组件的BoM的70％减少。如上文所提及，此类实施方案较适用于IoT应用，其中大小和功率消耗为至关重要的分量。然而，应理解，经公开实施例还可用于需要减少的功耗和较小的BOM的其它技术领域中。
这些益处和优点可经由功率管理装置和具有若干阶段的方法来实现。在第一阶段中，一系列开关经设置成通过电感器来为电容器充电。流过电感器的电流使得能量存储在与电感器相关联的磁场中。在第二阶段中，开关经设置成使电感器中的能量完全地传送到电容器。在第三阶段中，开关经设置成防止存储在电容器中的能量放电回到电感器中。第二阶段与第三阶段之间的过渡可在存储在电感器中上能量为零或几乎为零时进行，以确保从电池获取的所有能量都传送到负载。过零检测器电路检测电感器中的能量何时为零。在第四阶段中，开关经设置成使电感器短路以防止电压尖峰、谐振并且将电感器能量保持为零。第三阶段和第四阶段可同时或几乎同时进行。当比较器确定电容器处的输出电压下降到预定值时，所述过程再次开始。进行以上的四个阶段在本文中可被称为功率循环。
经公开技术具有包含超高效率的许多优点。具体来说，通过经由比较器(例如图1A中的元件147)控制上文所描述的功率循环的触发而至少部分地改进效率。在所述负载已从电容器中汲取足够电流之后，比较器会再次触发功率循环，但不会在此之前。每一功率循环由于电路中的电阻而消耗一些能量。通过仅在需要时触发功率周期，通过当所述负载不需要功率时通过不产生功率循环来节省功率。当所述负载使用更多功率时，功率循环的重复率会增加，并且当需要较少功率时，重复率会减小。
另一优点为可通过选择第一及第二阶段的电感值、电容值和持续时间来针对给定负载选择功率循环的重复率。第一及第二阶段的持续时间至少部分地确定由于开关的切换而引起的任何杂散信号。因此，在包含射频电路的应用中，通过控制第一及第二阶段的持续时间，可选择性地最小化杂散的经辐射或传导信号或使其保持低于预定电平以避免噪音及/或干扰射频发射器及/或接收器。如将在本文件的后续章节中所描述，所公开实施例允许通过绕过促成此类杂散信号的功率循环重复频率带同时选择性地在其它频率下操作来避免这些敏感频率下的杂散信号。在一些实施例中，代替最小化杂散的经辐射或传导信号，可选择性地去除杂散的经辐射或传导信号。因为较大电感值将较多能量存储在电感器的磁场中，所以在一些实施例中，选择较大电感值允许功率循环的较低重复率。具有较大电容值的电容器可产生较低重复率。另一优点为经公开电路可用于运用单个电感器产生多个独立输出电压。电感器可在多个输出级之间分时。
图1A描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统100的实例。图1A包含开关110、120、130及140、电容器135、电感器125、比较器147、控制器145，及应用负载137。贯穿功率循环的阶段，控制器145使开关110、120、130及140断开(开路)或闭合(短路)。
在功率循环的第一阶段中，控制器145使得开关110经由控制信号104闭合，使得开关120经由控制信号122断开，使得开关130经由控制信号132闭合且使得开关140经由控制信号142断开。在开关处于以上位置中的情况下，电流从输入电压102流动通过开关110到电感器125、通过电感器125到开关130、通过开关130并进入电容器135和负载137。取决于图1A中的110和120的架构和实施策略(经堆叠PMOS或NMOS、所有NMOS、NMOS/PMOS等)，可需要或可不需要图1A中的输入106。
在功率循环的第二阶段中，控制器145使得开关110经由控制信号104断开，使得开关120经由控制信号122闭合，使得开关130经由控制信号132保持闭合且使得开关140经由控制信号142保持断开。在开关处于以上位置中的情况下，存储在电感器125周围的磁场中的能量会产生流动通过开关130并进入电容器135和负载137的电流。
在功率循环的第三阶段中，控制器145使得开关110经由控制信号104保持断开，使得开关120经由控制信号122保持闭合，使得开关130经由控制信号132断开且使得开关140经由控制信号142保持断开。在开关处于以上的位置中的情况下，电容器135从电感器断开，进而防止存储在电容器135中的能量流回到电感器中。
在功率循环的第四阶段中，控制器145使得开关110经由控制信号104保持断开，使得开关120经由控制信号122保持闭合，使得开关130经由控制信号132保持断开且使得开关140经由控制信号142闭合。在开关处于以上的位置中的情况下，电感器125的两侧通过开关120和140连接到接地124，进而使电感器125的两侧短接到接地124。当存储在电感器中的能量减少到零时，电感器经短路到接地。
通过功率管理系统100在输出138处产生的电压可不同于输入电压102。电压138低于或等于电压102。电压138经提供到负载137，且存储在电容器135中的电荷经提供到负载137。当负载137减小存储在电容器135中的电荷时，输出电压138下降。当电压138下降到由电压参考149设置的预定值时，比较器147触发控制器145以开始另一功率循环。从电容器135汲取较多电流的负载137将使电压138更快速地下降，进而使得减少触发器与比较器147之间的时间。因此，对于135处的给定电容值和125处的电感，从电容器135汲取较多功率的负载137相比于汲取较少功率的负载具有较高比较器重复频率。选择用于电感器125的较小电感值及/或电容器135处的较小电容值还会增加功率循环重复频率，这是因为较少功率存储在电感器125和电容器135中。类似地，选择用于电感器125的较大电感值及/或电容器135处的较大电容值会减小功率循环重复频率，这是因为较多功率存储在电感器125和电容器135中。以此方式，当在137处需要额外负载功率时，功率管理系统100会产生功率循环，且当负载137需要较少功率时，会产生较不频繁的功率循环。当负载137需要功率时产生功率并且当负载137不需要额外功率时不产生功率相比于其它方法会增加功率管理系统100的效率。较不频繁的功率循环通过降低由于寄生电阻引起的损耗并且贯穿功率管理系统100减少切换来在功率转换器中耗散较少功率。转换器的静态功率基于由应用137汲取的电流的值而改变。功率转换器静态电流随着负载电流按比例调整以在不牺牲功率效率的情况下维持性能。
每当电子电路经切换时，电路会产生经传导及辐射的杂散信号。杂散信号具有对应于切换的傅立叶分量的频率分量。举例来说，方波切换信号产生奇次谐波，其具有对应于方波循环速率的倒数的基频。包含射频发射器且尤其包含射频接收器的许多应用对特定频率敏感，所述特定频率例如发射及接收信号处理链中的接收频率和中间频率。当电源电路和其它电路避免这些敏感频率时，可实现改进的接收器敏感度和发射器性能。即时功率管理系统100提供避免这些敏感频率的技术。对于给定负载，通过选择用于电感器125的电感值和用于电容器135的电容值，可定制功率循环重复率以防止杂散信号以用于接收器及/或发射器的敏感频率产生。以此方式，杂散信号的频率为用户可编程的。通过改变针对特定负载137、输出电压138、输入电压102、电感器125和电容器135对电感器进行充电及放电的时间的持续时间而至少部分地实现上文所公开的用户可编程的杂散信号管理。
在一些实例实施例中，开关110、120、130及140实施于单个集成电路上。控制器145及/或比较器137可包含在与开关110、120、130及140相同的集成电路中或可实施于不同集成电路上。电感器125可以是集成电路外部的离散组件，或其可集成到集成电路中。在一些实施方案中，电容器135可实施于集成电路中，且在其它实施方案中，电容器135可以是集成电路外部的离散组件。使用经产生电压的应用电路还可实施于集成电路中或可以是单独的集成电路或印刷板。
图1B描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统的另一实例。图1B描绘类似于图1A的电路，其具有由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)实施的开关110、120、130及140。图1B中展示装置固有的MOSFET保护二极管。控制信号152、154、156及158控制如所展示的开关。对应于控制信号152的开关经展示为实施于p型MOSFET中，对应于控制信号154、156及158的开关经展示为实施于n型MOSFET中。每一开关可经实施为n型或p型，其可不同于图1B中所展示的内容。尽管图1B展示了MOSFET，但可替代地使用可用作开关的其它类型的半导体装置。举例来说，可使用场效应晶体管(FET)、双极结型晶体管(BJT)或任何其它半导体开关。
图1B展示集成功率管理(IPM)，其具有用于单个域(例如单个经调节输出电压)的数字控制器。电感器(L)125及电容器(Capp)135在芯片外。每当应用电压138下降到低于经编程参考电压时，比较器将向数字控制器指示此情形(在Vthr_lo上)，所述数字控制器接着将在预定时间量(Tmag)内闭合功率MOSFET开关(使用HSn及LS信号)。这使得恒定电池电压(Vin)出现在电感器输入处。回想一下，随着电流(i)和时间(t)变化的电感器电压(V)的等式为V＝Ldi/dt，电感器上的恒定电压使得线性电流充电且将磁性能量存储在电感器中。磁头开关也经闭合，从而允许电流流过到负载电容器。在预计时间结束之后，功率MOSFET开关断开(使用HSn断开，LS闭合)，从而使得电感器输入电压接地。因此，电感器开始放电(并且释放其磁性能量)并且通过电感器的电流开始线性地减小。磁头开关仍闭合且负载电容器仍在充电。一旦电感器电流达到零或经过了预定时间量(Tdemag)，那么磁头开关断开以阻止负载电容器开始将电流流回IPM。此时，负载电容器开始根据负载电流放电。另外，ARB开关闭合以使电感器输出接地且避免任何振荡/振铃。此时，控制器将等待一些时间以允许比较器更新其输出。接着，每当负载电压下降到低于比较器阈值时，将再次重复整个过程。在重负载下，将更频繁地触发比较器。在轻负载下，比较器将较不频繁地触发。电感器中的电流将独立于负载，但将取决于VIN-Vapp差。
图1C描绘根据一些实例实施例的由集成功率管理系统产生的波形的实例。这些标绘图对应于图1B的实例配置。在152A处，展示用于p型MOSFET开关HSn的控制线152处的电压波形的标绘图。当电压波形较低时，p型开关是“接通的”，并且当电压较高时，p型开关是“断开的”。在154A处，展示用于n型MOSFET开关LS的控制线154处的电压波形的标绘图。当电压波形较高时，n型开关为“接通的”，且当电压较低时，所述n型开关为“断开的”。一些防护时间由电压标绘图中的虚线展示。所述防护件在“断开”开关LS与“接通”开关HSn之间提供较小延迟以防止两个开关同时“接通”，从而浪费功率并且有可能损坏开关。在功率循环开始时，控制线158“接通”MOSFET开关Head，并且控制线156“断开”MOSFET开关ARB。在开关LS在接通开关HSn时“断开”的情况下，电流开始流动通过电感器，线性地增加，如在182处所展示。当“断开”开关HSn并且“接通”LS时，电感器中的磁场由于衰减的场而继续以线性减小的速率流动，如在182处所展示。在160A处，展示对应的输出电压波形VAPP 160A，其贯穿在电流流动通过电感器时的时段增加。152A、154A、156A及158A处的波形可被称作单触发。单触发为产生预定持续时间的矩形脉冲的电路。所述持续时间可被称作脉冲宽度。
图1D描绘根据一些实例实施例的展示杂散发射的管理的实例标绘图。杂散发射(杂散信号)的管理可通过控制功率循环的重复率来执行。在图1D中所展示的实例中，杂散信号经展示为随用于电感器驱动电流的多种脉冲宽度的负载电流而变(上文的第一阶段)。图1D中还展示在1MHz与2MHz之间的频带，其中将避免杂散信号。随着负载电流增加，杂散信号的频率会针对每一脉冲增加。随着电流增加到杂散信号的频率达到1MHz的程度，选择不同脉冲使得新的脉冲下的杂散信号在1到2MHz频带外部。以上为说明性实例，并且可使用相同技术来避免任何其它杂散信号频率。在多输出实施方案的状况下，产生于混合产品(即，产生于不同输出)的杂散信号还可通过单独地管理与每一域相关联的脉冲宽度而以类似方式被管理，使得混合杂散信号产品仍在由用户限定的禁用频带外部。
图2描绘根据一些实例实施例的产生多个输出的集成功率管理系统的实例。包含与后端电路220组合的两个比较器中的一个的“前端”电路210为与图1B相同的电路。在图2中，“前端”电路是指210内的电路拓扑结构，并且“后端”电路是指220/230内的电路拓扑结构。图2展示额外的后端电路220。每一后端电路220、230产生独立输出；因此额外的后端电路可经配置以实施额外输出。每一后端电路的输出电压可为相同或不同电压，其具有相同或不同负载电流。每一输出可被称作域。在图2的实例中，前端电路210中的单个电感器将电流提供到各自在不同时间操作的多个后端电路2230/230。以此方式，所述电感器在不同后端电路之间分时以支持多个电压域。举例来说，在第一时间段中，可接通开关222(经展示为实施为MOSFET的HEADn)，且可断开开关232(经展示为实施为MOSFET的HEAD1)。前端电路210可对后端电路220中的电容器充电，如上文在第一时间段期间所描述。在第二时间段中，可“断开”开关222并且可“接通”开关232。前端电路210可对后端电路230中的电容器充电，如上文在第二时间段期间所描述。以此方式，多个域可由单个电感器服务，进而减小大小、重量、成本及功耗。通过确保电感器能量在运用功率循环服务另一域之前为零，而在此方案中去除多个域之间的交叉调节。
可基于轮循、基于优先级或基于用于与多个消费者共享资源的任何其它方案而通过控制器向多个后端电路提供功率循环。举例来说，具有三个后端的系统可按以下方式由前端服务：前端可在第一循环期间将功率循环提供到第一后端，在第二循环期间将功率循环提供到第二后端，在第三循环期间将功率循环提供到第三后端，在第四循环期间将功率循环再次提供到第一后端等等。在另一实例中，第一后端可比第二后端具有较高优先级，使得每当第一后端需要功率循环时(经由与第一后端相关联的比较器和阈值电压确定)，前端均会提供功率循环。在此实例中，在三个后端的情况下，当未触发第一后端比较器时，将时常向第二和第三后端提供循环。第二和第三后端中的一个相比于其它后端可具有优先级，同时相比于第一后端具有较低优先级。还可使用分配稀少资源的其它方案。
系统(功率管理电路和控制器)的循环延迟在负载处产生电压下垂，因此电压裕度可经添加以解释延迟。最小化电压裕度(因此最小化循环延迟)会减小功率浪费和低效。多域电感器共享可引起额外的循环延迟(因为域可能需要等待直到其它域修整经维修为止)并且因此可需要额外的电压裕度。但电感器共享具有通过需要较少电感器而在系统层级下节省成本的优点。控制器可基于查找表使用多个脉冲宽度(Tmag和Tdemag)以最佳化效率、电压波纹及噪音频率。所述控制器产生受严密控制的脉冲宽度，其可通过使用快时钟(例如500MHz)以提供高分辨率计时(例如在500MHz时钟下为2ns)来实现。代替环形振荡器或产生单元延迟的任何其它构件，还可使用延迟线产生单位延迟(例如2ns)。还可产生任何其它延迟。通常，电感器的电感值越大，则单位延迟可在调节器性能受损之前越大。快时钟可由具有可编程数目个反相器级的数字环形振荡器产生。所述控制器还可调整脉冲宽度以将切换噪音保持在用户可编程频带外部(基于由如上文所描述的敏感RF电路使用的频带)。对于高效率功率管理，模拟和数字组件使用极低功率来操作。
图3描绘根据一些实例实施例的电压调节器电路的实例。电压调节器可被称作电源。调节器的目的是将负载处的电压保持在指定的恒定值，而不管负载电流的变化。电压调节器可基于其输入和输出电压的类型(例如，DC/DC，交流电到交流电(AC/AC)及AC/DC)来分类。DC/DC调节器具有DC电压输入(例如来自电池)并且产生DC电压输出。AC/DC电压调节器获取AC输入电压(例如，从壁式电插座)并且产生DC电压输出。
DC/DC调节器可包含功率MOSFET(具有较大宽度以处置高负载电流的晶体管)，所述功率MOSFET运用反馈环路连接至输入供应件以将电压维持在指定电平。DC/DC调节器可细分成线性调节器及切换调节器。线性调节器利用功率FET作为可变电阻器以调整输出电压，而切换调节器利用功率FET作为开关(例如饱和时“断开”或“接通”)。
线性调节器具有一些优点。所述线性调节器具有成本/面积效率、低噪音，提供快速瞬态响应，并且提供低输出波纹。线性调节器也确实具有一些缺点。一个缺点为线性调节器仅可提供低于输入电压的输出电压并且可能在输出电压变得过于接近输入电压的情况下失调。压降电压为输入电压与输出电压之间所需的最小电压差。低压差调节器(LDO)为经设计以具有低压降电压的线性调节器。线性调节器的另一缺点为其在输出电压明显小于输入电压的情况下可具有低效率。线性调节器的效率可受输出电压与输入电压的比率限制。
切换调节器的优点为其提供高效率。考虑系统芯片(SoC)的实例，其中0.9V电压需要从3.6V电池产生。如果使用LDO，那么所述效率将仅限于25％(即，0.9V/3.6V)。然而，切换调节器可在相同情形中提供较高效率。切换调节器的另一优点为产生高于输入电压的输出电压(使用电感器)的能力。此类型的切换调节器为升压转换器。当输出电压低于输入电压时，所述切换调节器可被称作降压转换器。在一些实施方案中，降压-升压转换器可提供大于或小于输入电压量值的输出电压量值。举例来说，降压转换器可与升压转换器组合。切换调节器的一个主要缺点为需要电感器，所述电感器在芯片外并且因此会增加成本。切换调节器的另一缺点为其可产生高频率切换噪音，所述高频率切换噪音可通过接地及电源线且通过经辐射或传导电磁干扰耦合到SoC的其余部分。这在SoC含有如上文所描述的敏感RF电路的情况下是有问题的。
图3展示LDO调节器。基本上，功率MOSFET充当可编程电阻器，反馈放大器调节所述可编程电阻器以使VDDout(通过电阻分压器)跟踪Vref。可通过调节参考电压(Vref)来控制负载电压(VDDout)。
图4描绘根据一些实例实施例的降压转换器的实例。基本上，功率MOSFET充当受脉宽调制(PWM)信号控制以产生预定占空比的方形脉冲的开关。LC电路充当低通滤波器以产生与PWM的占空比成比例的DC电压。通过调节PWM控制信号的占空比来控制VDDout。
LDO的效率可能较低，因为LDO通过功率MOSFET线性模式电阻耗散(浪费)过多能量(由于输入电池电压VDDin与输出负载电压VDDout之间的差引起的电流)作为热；而切换调节器横越开关上的MOSFET饱和模式的低电阻从电池汲取电流，将来自所述电流的能量存储在电感器中(不浪费所述能量)并且在负载电压下将所述能量释放到所述负载。
图5描绘根据一些实例实施例的降压转换器电路、相关联波形和等式的另一实例。电感器输出电压与输入到电感器的脉冲的占空比成比例。
图6描绘根据一些实例实施例的波形的另一实例。在图6中，电感器(电感L)、电流(i)及电压(V)可表达为V＝L(di/dt)，其在Ton期间横越电感器应用恒定电压时产生增加的线性电流，所述Ton为当电池连接到电感器时的时段(对应于上文所描述的第一阶段)。当在Toff时间期间横越电感器应用负的恒定电压时，电流接着线性地减小，所述Toff时间为电池断开的时间(对应于上文所描述的第二阶段)。
一些实例实施例包含过流保护电路以保护电子组件(电池、晶体管、电感器、电容器、导线)免于在负载经历短路的状况下受到破坏，否则所述短路将从电池汲取过多的电流且造成永久性的损坏。一旦检测到过电流，此电路便关断调节器并且断开所述负载。
图7描绘根据一些实例实施例的用于支持多个输出电压的功率管理控制器的状态图的实例。
在控制器内部使用调度，可通过如上文所描述的对电荷循环进行时间交织来向多个域提供电荷。时间交织可基于优先级、基于轮循方案、另一方案或方案的组合。每一经调节域包含其自身的比较器、磁头开关(在图1A中也被称作开关130，在图2中也被称作开关222、232)及相关联的电容器CAPP(在图1A中也被称作电容器135)。
在复位之后，状态机开始处于IDLE状态。一旦从比较器触发Vthr_lo信号，那么状态机开始对与触发相关联的电容器进行充电。状态TMAG<X>指示域X的磁化状态。在用于充电的计时器已到期之后，状态机进入由TDEMAG<X>指示的退磁状态。在已完成电容器的充电之后，状态机进入WAIT状态以检查任何其它域电容器是否需要再充电。如果此计时器到期，那么状态机返回到IDLE状态。
当处于IDLE状态时，控制器等待以查看是否有任何域需要充电。如果在短暂的超时之后未接收到来自域的充电请求，那么控制器将转到STOP_RO状态以关闭环形振荡器。STOP_RO2状态调节了停止环形振荡器的时间，使得不会带来故障。
WAIT引入延迟以允许比较器输出在做出关于是否启动连续功率循环的决定之前稳定化。此延迟允许反馈环路稳定化。否则，在无延迟的情况下，控制器可基于来自比较器的旧信息启动非所需的连续功率循环，而产生过多电压波纹。由于针对每一域维持单独的等待计时器，因此控制器可离开等待状态以服务于另一域，但所述控制器直到其相关联等待计时器已到期才在第二次服务于相同域。
功率循环的重复频率随经递送的负载电流及电荷量而变。通过控制每一次电荷循环的量，可控制起动频率。这通过对Tmag时间进行调制来实现。频率管理允许控制器控制递送到域电容器的电荷量，进而还控制电容器需要再充电的频率。因此，在恒定负载电流的情况下，如果少许电荷经递送到电容器，那么域将请求很快地再充电(较高功率循环重复率)。如果递送较多电荷，那么域将请求稍后再充电(较低功率循环重复率)。
图8描绘根据一些实例实施例的用于实施频率管理的状态图的另一实例。状态机开始处于状态LF—低频率状态—中。在此状态中，使用较大脉冲宽度(即，充电循环较长)。比较器触发的数目通过计数器跟踪，所述计数器以周期性速率复位。如果计数器超过某一数目的起动，那么所述状态可转变到HYST_LF或HF。HYST_LF在将脉冲宽度改变为较小之前提供滞后或延迟。在HF中，起动较短脉冲，从而增加再充电频率。计数器限制和滞后限制可经由寄存器为可编程的。
图9描绘根据一些实例实施例的用于最大电流的检测的状态图的另一实例。控制器允许基于控制器在采样时钟时段内起动功率循环的次数来检查最大电流条件。如果超过预定阈值，那么会产生误差信号。最大电流检测状态机开始处于IDLE中。每当发生触发时，所述计数器会递增。滞后状态允许对杂散故障进行滤波。在一些实例实施例中，所述滞后允许误差信号在断言误差之前在某一数目的循环内起作用。HYST_IDLE和HYST_ERR状态经设计以防止假警报以用于退出IDLE模式并且由于故障进入/退出最大电流误差模式。当达到最大电流阈值时，系统在断言误差之前首先进入HYST_IDLE并且在可编程数目的循环内保持在此处(直到对应的计时器到期为止)。类似地，当断言最大电流误差时，系统在对误差撤销断言之前首先进入HYST_ERROR状态并且在可编程数目的循环内保持造此处(直到对应的计时器到期为止)。
图10描绘根据一些实例实施例的展示相较于先前解的经公开解的效率的图的实例。图10描绘DC-DC转换器效率相较于用于多种转换器输出电压的输出电流。先前DC-DC转换器相比于经公开转换器具有较低效率。先前DC-DC转换器在其效率相对于输出电流性能的曲线中还具有波纹，而通过经公开实施例实现的效率展现如图10中所展示的扁平特性。
图11描绘根据一些实例实施例的集成功率管理系统的另一实例。图11中展示的实例包含类似于图1A、1B和2中展示的功率管理系统的组件，除了图11展示了横越电感器的单个开关1110之外，以使电感器为零而非通过图1A中所展示的两个开关120和140在功能上进行的操作。图11中展示的拓扑结构的益处为使用泄漏电流(ILK1)以对输出电容器充电，而不是浪费泄漏电流。这使得在轻负载条件下改进功率效率。
图12描绘根据一些实例实施例的产生多个输出的集成功率管理系统的另一实例。图12中展示的实例包含类似于图11和图2中展示的功率管理系统的组件。图12类似于图2产生多个输出，但类似于图11具有直接横越电感器的每一域的单个开关1110、1110'。SWpass开关的目的为允许用于图11中展示的电路的多域单个电感器操作。用于每一域的SWpass在需要服务于所关注域时将所述域连接到电感器。相同开关在需要时使所关注域与电路的其余部分隔离。应注意，为简单起见，已经从图11和12省去一些组件。然而，应理解，类似于在图1A、1B和2中的组件，可添加其它组件，例如负责计时信息的同步和产生以用于操作开关的组件。
所公开技术的某些方面可通过以下实例概述。在一个实例中，所公开技术提供一种仅在需要将负载电压电平维持在预定范围内时才通过将电荷的经量化部分递送到负载来调节电压的方法。在一个实例中，在两个或多于两个MOS晶体管(PMOS或NMOS)用作开关并且连接于共同节点及输入电压(Vin)与共同模式节点及接地之间的情况下，这些开关用于对连接到共同节点的电感器充电(当共同节点连接到Vin时)或对相同电感器放电(当共同节点连接到接地时)。在另一实例方法中，通过控制共同节点与Vin之间的开关在接通中的持续时间来控制电感器中的峰值电流和递送到负载的电荷量。在又一实例中，在电感器的负载侧使用并联和串联开关以控制与到负载的电荷递送相关联的计时。在电感器的充电和放电时间期间，串联开关为接通的。当电感器电荷/能量为零时，并联开关为接通的。
根据另一实例，在电感器充电循环开始时，电感器与Vin之间的开关以及串联开关处于接通状态以允许电荷从Vin传送到负载；此外，开关配置在等于电感器充电脉冲的宽度的一些时间之后会变更以启动电感器放电过程以避免电感器峰值电流超过预定量。在另一实例中，电感器放电阶段的结束由零电流检测电路检测到；零电流检测电路在经触发时断开串联开关并且闭合并联开关以确保从电池获取的整个电荷传送到负载。所公开技术进一步使得能够调节电压，其中切换频率可容易地经编程以允许用于RF应用的无杂散信号频率计划。视需要，通过使用不同的单触发脉冲以将电荷包递送到负载来监测并且变更切换频率。一组预定单触发脉冲宽度可在查找表中经编程并且视需要用于允许用户定义的频率计划。
图13说明根据一些实例实施例的一组操作，其可针对功率转换使用直流到直流(DC-DC)功率转换器来实行。DC-DC转换器包含第一、第二、第三及第四开关。第一开关将电感器的第一侧连接到源电压，第二开关连接电感器的第一侧与接地，第三开关连接电感器的第二侧与接地，且第四开关连接电感器的第二侧与电容器。图13中的操作通过在开始第一时间间隔的第一切换时间处使第一开关和第四开关接通且使第二开关和第三开关断开而在1302处开始。在第一时间间隔期间，电流流动通过电感器到电容器，进而对电容器充电并且在电感器周围产生磁场。通过在开始第二时间间隔的第二切换时间处使第二开关接通且使第一开关断开同时允许第三开关保持断开且允许第四开关保持接通而在1304处继续。在第二时间间隔期间，存储在磁场中的能量减少，同时继续对电容器充电。1306处的操作包含在开始第三时间间隔的第三切换时间处使第四开关断开，同时允许第一及第三开关保持断开且允许第二开关保持接通。在第三时间间隔期间，电容器从电感器断开。1308处的操作包含在开始第四时间间隔的第四切换时间处，使第三开关接通，同时允许第一及第四开关保持断开且允许第二开关保持接通。在第四时间间隔期间，电感器的两侧经短接到接地。第三和第四切换时间间隔可或可不同时发生。第四时间间隔还可用于将电感器中的能量保持为零或接近零。
在一个实例实施例中，第一到第四切换时间形成功率循环序列，并且以上提及的操作进一步包含基于DC-DC转换器的输出处的所需功率来选择功率循环序列的重复率，使得较高所需功率产生较高重复率，并且较低所需功率产生较低重复率。在另一实例实施例中，以上提及的方法包含选择(或改变)用于第一切换时间间隔的持续时间以防止DC-DC功率转换器在预定频带内产生经传导或辐射的杂散发射。在又另一实例实施例中，以上操作包含在确定输出电压低于阈值电压后开始新的功率循环序列。在再一实例实施例中，以上操作还包含控制功率循环序列的计时或重复以：控制电压波纹的峰-峰大小，或最大化DC-DC功率转换器的功率转换效率。
经公开实施例的一个方面涉及一种DC-DC功率转换器，其包含连接于电感器的第一侧与经配置以接收第一源电压的第一输入之间的第一开关、连接于电感器的第一侧与经配置以用于连接到接地的第二输入之间的第二开关、连接于电感器的第二侧与第二输入之间的第三开关、连接于电感器的第二侧与电容器之间的第四开关以及耦合到第一、第二、第三及第四开关且经配置以比较电容器的输出电压与阈值电压并且基于比较器输出而按功率循环序列激活或去激活第一、第二、第三及第四开关的比较器。
在一个实例实施例中，功率循环序列包含：开始第一时间间隔的第一切换时间，在此期间，第一开关和第四开关为接通的且第二开关和第三开关为断开的；开始第二时间间隔的第二切换时间，在此期间，第二开关和第四开关为接通的且第一开关和第三开关为断开的；开始第三时间间隔的第三切换时间，在此期间，第二开关为接通的且第一开关、第三开关和第四开关为断开的；及开始第四时间间隔的第四切换时间，在此期间，第二开关和第三开关为接通的且第一开关和第四开关为断开的。第三和第四时间时间间隔可同时进行。
在一个实例实施例中，电容器在第一和第二时间间隔期间通过电感器充电。在另一实例实施例中，在第三时间间隔期间，电容器从电感器断开。在又另一实例实施例中，在第四时间间隔期间，电感器中的能量减少及/或保持为零(基本上为零)。根据另一实例实施例，DC-DC转换器还包含第五开关，其经配置以在不同于第一、第二、第三及第四时间间隔的时间段期间将第二电容器充电到第二输出电压。在另一实例实施例中，功率循环序列的重复率基于输出处的所需功率经配置使得较高所需功率产生较高重复率，且较低所需功率产生较低重复率。在一个实例实施例中，第一时间间隔的持续时间经选择以防止DC-DC功率转换器在预定频带内产生经传导或辐射的杂散发射。
在一个实例实施例中，DC-DC转换器的比较器经配置以在确定输出电压低于阈值电压后开始功率循环序列。在另一实例实施例中，第一、第二、第三或第四开关中的一或多个包含以下各者中的一或多个：PMOS晶体管，一或多个多堆叠PMOS晶体管，PMOS及NMOS晶体管的组合，包含整体或芯片外飞跨电容器的所有NMOS晶体管，或单堆叠或多堆叠NMOS晶体管。在另一实例实施例中，DC-DC转换器进一步包含控制器，其经配置以控制功率循环序列的计时和重复以控制电压波纹的峰-峰大小。在一个实例实施例中，控制器经配置以将电压波纹的峰-峰大小维持在电压值的预定范围内。在另一实例实施例中，控制器经配置以自主地选择第一、第二、第三及第四开关的切换时间以最大化DC-DC功率转换器的功率转换效率。在再一实例实施例中，控制器经配置以实现用户可编程杂散音调去除。在又另一实例实施例中，控制器经配置以使得DC-DC功率转换器能够在恒定波纹操作模式或恒定频率操作模式中的一个中操作。举例来说，恒定频率操作模式可包含在选择性受限的频带中的操作。控制器可同步、异步或以两者的组合来操作。
根据另一实例实施例，第四开关包含以下各者中的一或多个：NMOS或PMOS开关，经堆叠NMOS或PMOS开关，具有或不具有动态可调节体偏压的晶体管，或具有或不具有栅极驱动升压的晶体管。在一个实例实施例中，DC-DC转换器的输出经配置以在升压模式、降压模式或降压-升压模式中操作。
经公开实施例的另一方面涉及一种DC-DC功率转换器集成电路，其包含第一开关、第二开关、第三开关、第四开关及比较器。第一开关经配置以将源电压输入连接到电感器的第一侧或从所述第一侧断开源电压输入，第二开关经配置以将电感器的第一侧连接到接地输入或从接地输入断开所述第一侧，第三开关经配置以将电感器的第二侧连接到接地输入或从接地输入断开所述第二侧，且第四开关经配置以将电感器的第二侧连接到电容器或从电容器断开所述第二侧。此外，比较器经配置以：接收电容器的输出电压并将所述输出电压与阈值电压比较；并且使得第一、第二、第三及第四开关基于比较的结果在功率循环中按顺序排列。
在一个实例实施例中，以上DC-DC转换器还包含一或多个额外开关，其中额外开关中的每一个经配置以将电感器的第二侧连接到对应的额外电容器。每一额外电容器产生DC-DC功率转换器集成电路的额外输出，并且比较器经配置以：接收额外输出中的每一个并且将额外输出中的每一个与对应的阈值电压比较；并且使得第一、第二、第三、第四开关及额外开关中的至少一个基于比较的结果选择性地激活或去激活。
经公开实施例的另一方面涉及一种系统，其包含：实施为集成电路的以上DC-DC功率转换器中的任一个，且在所述DC-DC功率转换器中，电感器及电容器实施为在DC-DC功率转换器集成电路外部的离散组件。
经公开实施例的另一方面涉及一种直流到DC-DC功率转换器电路，其包含：连接于经配置以接收源电压的输入与电感器的第一侧之间的第一开关、连接于电感器的第一侧与经配置以用于连接到接地的另一输入之间的第二开关、连接于电感器的第二侧与电感器的第一侧之间的第三开关及经配置以比较电容器的输出电压与阈值电压并且基于比较器输出按功率循环序列激活或去激活第一、第二及第三开关的比较器。在一个实例实施例中，功率循环序列包含第一开关接通且第二开关和第三开关断开的第一时刻、第二开关接通且第一开关及第三开关断开的第二时刻及第三开关接通且第一开关及第二开关断开的第三时刻。
在一个实例实施例中，以上DC-DC转换器还包含第四开关，其经配置以在不同于第一、第二和第三时刻的时间段期间将第二电容器充电到第二输出电压。
取决于所希望的配置，本文中所描述的主题可实施于系统、设备、方法和/或制品中。举例来说，本文中所描述的系统、设备、方法及/或制品的至少一部分可使用以下各者中的一或多个来实施：一或多个半导体材料或衬底(例如硅)，印刷电路板技术，离散电子组件(例如晶体管、电感器、电容器、电阻器等等)，执行程序代码的处理器，专用集成电路(ASIC)，数字信号处理器(DSP)，嵌入式处理器，现场可编程门阵列(FPGA)，和/或其组合。这些各种实例实施例可包含一或多个计算机程序中的实施方案，所述计算机程序可在包含至少一个可编程处理器的可编程系统上执行及/或解译，所述可编程处理器可为专用或通用的、经耦合以从存储系统、至少一个输入装置及至少一个输出装置接收数据及指令且将数据及指令发射到存储系统、至少一个输入装置及至少一个输出装置。这些计算机程序(也被称作程序、软件、软件应用、应用程序、组件、程序代码或代码)包含用于可编程处理器的机器指令，且可在高级程序化和/或面向对象的编程语言中及/或在汇编/机器语言中实施。
如本文中所使用，术语“机器可读媒体”是指任何计算机程序产品、计算机可读媒体、计算机可读存储媒体、用于将机器指令及/或数据提供到可编程处理器的设备及/或装置(例如，磁盘、光盘、存储器、可编程逻辑装置(PLD))，所述设备及/或装置包含接收机器指令的机器可读媒体。在本文件的上下文中，“机器可读媒体”可以是任何非暂时性媒体，其可含有、存储、传达、传播或输送供指令执行系统、设备或装置(例如计算机或数据处理器电路)使用或结合以上各者使用的指令。计算机可读媒体可包括非暂时性计算机可读存储媒体，其可以是可含有或存储供指令执行系统、设备或装置(例如计算机)使用或结合以上各者使用的指令的媒体。此外，本文中所公开的实施例中的一些包含经配置以引起如本文中所公开的方法的计算机程序。
尽管上文已详细描述若干变化，但是其它修改或添加也是可能的。具体来说，除了在本文中阐述的那些特征和/或变化之外，还可以提供其它特征和/或变化。此外，上文所描述的实例实施例可经引导到经公开特征的各种组合和子组合及/或上文所公开的若干其它特征的组合和子组合。应理解，不同实施例或特征可彼此组合。另外，附图中所描绘的和/或本文中所描述的逻辑流并不需要所展示的特定次序或顺序次序来实现所希望的结果。其它实施例可在所附权利要求书的范围内。
类似地，虽然在图式中以特定次序描绘操作，但此情形不应被理解为要求按所展示的特定次序或按顺序次序执行此类操作，或执行所有所说明的操作，以实现所期望的结果。此外，此专利文件中描述的实施例中的各种系统组件的分离不应理解为在所有实施例中都要求此分离。
仅描述几个实施方案和实例，且可基于此专利文件中描述和说明的内容而做出其它实施方案、增强和变化。
附件
此附件提供与经公开功率管理系统和技术相关的额外细节和实例。控制器方案可经配置以用于恒定波纹或恒定频率。低功率控制方案可基于固定波纹方法操作。对于给定目标电压波纹(VAPP-RIPPLE)，峰值电感器电流(IIND-PEAK)及电感器充电时间(TCHL)可分别从等式(4)及等式(1)获得。应用电容器充电时间(TCHC)可从等式(2)获得。等式(3)展示了与控制信号相关联的时段，所述时段由目标应用波纹及应用电流规定。
Figure GDA0002664664700000161
Figure GDA0002664664700000162
Figure GDA0002664664700000163
Figure GDA0002664664700000164
Figure GDA0002664664700000165
ULP IPR的基本切换频率可通过等式(6)描述
Figure GDA0002664664700000166
单触发规格可以查找表方式经预编程到数字控制器中；对于基于模式的改变，适当的单触发脉冲规格可经加载以起动。还可在控制器内部计算单触发脉冲规格。可视需要基于来自负载的电流信息来自适应性地改进单触发规格以将切换频率保持受限。IIND-PEAK及FSW可相互折衷以将任一峰值电感器电流或切换频率保持受限。

Claims (19)

1.一种直流到直流DC-DC功率转换器，其包括：
第一开关，其连接于电感器的第一侧与经配置以接收源电压的第一输入之间；
第二开关，其连接于所述电感器的所述第一侧与经配置以用于连接到接地的第二输入之间；
第三开关，其连接于所述电感器的第二侧与所述第二输入之间；
第四开关，其连接于所述电感器的所述第二侧与电容器之间；及
比较器，其耦合到所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关且经配置以比较所述电容器的输出电压与阈值电压并且基于比较器输出按功率循环序列激活或去激活所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关及所述第四开关，其中所述功率循环序列包含：
开始第一时间间隔的第一切换时间，在此期间，所述第一开关和所述第四开关为接通的且所述第二开关和所述第三开关为断开的；
开始第二时间间隔的第二切换时间，在此期间，所述第二开关和所述第四开关为接通的且所述第一开关和所述第三开关为断开的；
开始第三时间间隔的第三切换时间，在此期间，所述第二开关为接通的且所述第一开关、所述第三开关和所述第四开关为断开的；及
开始第四时间间隔的第四切换时间，在此期间，所述第二开关和所述第三开关为接通的且所述第一开关和所述第四开关为断开的，其中所述第一时间间隔的持续时间经选择以在预定频带内去除经传导或辐射的杂散发射。
2.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述电容器在所述第一时间间隔和所述第二时间间隔期间通过所述电感器充电。
3.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，所述电容器在所述第三时间间隔期间从所述电感器断开。
4.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述电感器中的能量在所述第四时间间隔期间减少到零或保持在零。
5.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其进一步包括：
第五开关，其经配置以在不同于所述第一时间间隔、所述第二时间间隔、所述第三时间间隔及所述第四时间间隔的时间段期间将第二电容器充电到第二输出电压。
6.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述功率循环序列的重复率基于输出处的所需功率来配置，使得较高所需功率产生较高重复率，且较低所需功率产生较低重复率。
7.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述比较器经配置以在确定所述输出电压低于所述阈值电压后开始所述功率循环序列。
8.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关或所述第四开关中的一或多个包含以下各者中的一或多个：
PMOS晶体管，
一或多个多堆叠PMOS晶体管，
PMOS晶体管与NMOS晶体管的组合，
包含整体或芯片外飞跨电容器的所有NMOS晶体管，或
单堆叠或多堆叠NMOS晶体管。
9.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其进一步包含控制器，所述控制器经配置以控制所述功率循环序列的计时和重复以控制电压波纹的峰-峰大小。
10.根据权利要求9所述的DC-DC功率转换器，其中所述控制器经配置以将所述电压波纹的所述峰-峰大小维持在电压值的预定范围内。
11.根据权利要求9所述的DC-DC功率转换器，其中所述控制器经配置以基于查找表中的经预计算以获得所述DC-DC功率转换器的经最大化功率转换效率、电压波纹或噪音特性的条目来选择所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关的切换时间。
12.根据权利要求9所述的DC-DC功率转换器，其中所述控制器经配置以实现用户可编程杂散音调去除。
13.根据权利要求9所述的DC-DC功率转换器，其中所述控制器经配置以使得所述DC-DC功率转换器能够在恒定波纹操作模式或选择性受限的频带操作模式中的一个中操作。
14.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述第四开关包含以下各者中的一或多个：
NMOS或PMOS开关，
经堆叠NMOS或PMOS开关，
具有或不具有能动态调节体偏压的晶体管，或
具有或不具有栅极驱动升压的晶体管。
15.根据权利要求1所述的DC-DC功率转换器，其中所述DC-DC功率转换器经配置以在升压模式、降压模式或降压-升压模式中操作。
16.一种使用包括第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的直流到直流DC-DC功率转换器进行功率转换的方法，所述第一开关将电感器的第一侧连接到源电压，所述第二开关连接所述电感器的所述第一侧与接地，所述第三开关连接所述电感器的第二侧与所述接地，且所述第四开关连接所述电感器的所述第二侧与电容器，所述方法包括：
在开始第一时间间隔的第一切换时间处使所述第一开关和所述第四开关接通且使所述第二开关和所述第三开关断开，其中在所述第一时间间隔期间，电流流动通过所述电感器到所述电容器，进而对所述电容器进行充电并且在所述电感器周围产生磁场；
在开始第二时间间隔的第二切换时间处，使所述第二开关接通且使所述第一开关断开，同时允许所述第三开关保持断开且允许所述第四开关保持接通，其中在所述第二时间间隔期间，存储在所述磁场中的能量减少，同时继续对所述电容器进行充电；
在开始第三时间间隔的第三切换时间处，使所述第四开关断开，同时允许所述第一开关和所述第三开关保持断开且允许所述第二开关保持接通，其中在所述第三时间间隔期间，所述电容器从所述电感器断开；及
在开始第四时间间隔的第四切换时间处，使所述第三开关接通，同时允许所述第一开关和所述第四开关保持断开且允许所述第二开关保持接通，其中在所述第四时间间隔期间，所述电感器中的剩余能量经短接到所述接地，其中所述第一切换时间的持续时间经选择以在预定频带内去除经传导或辐射的杂散发射。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述第一切换时间到所述第四切换时间形成功率循环序列，且其中所述方法进一步包括基于所述直流到直流DC-DC功率转换器的输出处的所需功率选择所述功率循环序列的重复率，使得较高所需功率产生较高重复率，且较低所需功率产生较低重复率。
18.根据权利要求16所述的方法，其中所述第一切换时间到所述第四切换时间形成功率循环序列，且其中所述方法进一步包括在确定输出电压低于阈值电压后开始新的功率循环序列。
19.根据权利要求17或18所述的方法，其进一步包括控制所述功率循环序列的计时或重复以：
控制电压波纹的峰-峰大小，或
最大化所述DC-DC功率转换器的功率转换效率。
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