CN101771344A - 具有降压、升压和部分四开关模式的平均电流模式控制的转换器 - Google Patents

具有降压、升压和部分四开关模式的平均电流模式控制的转换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种具有降压、升压和部分四开关模式的平均电流模式控制的转换器，可以根据转换器输入电压与输出电压的差值有效实现使转换器工作于降压、升压和部分四开关的不同工作模式，从而提高转换器效率并增加其应用范围。该转换器包括：电感；第一开关，耦接在输入电压节点与该电感的第一端子之间；第二开关，耦接在该电感的第一端子与接地节点之间；第三开关，耦接在该电感的第二端子与该接地节点之间；和第四开关，耦接在输出节点和该电感的第二端子之间，在该部分四开关模式中，在该第二开关和该第三开关断开的时间期间，该第一开关和该第四开关接通。

Description

具有降压、升压和部分四开关模式的平均电流模式控制的转换器
技术领域
本发明涉及电源转换领域，尤指一种可根据输出电压VOUT与输入电压VIN之差而以降压模式、四开关模式和升压模式工作的转换器。
背景技术
DC-DC开关模式电源可采用包含电感和四个开关的电路。这些开关中的第一个开关(S1)耦接在大致直流电压VIN的源端与电感的第一端子之间。这些开关中的第二个开关(S2)耦接在电感的第一端子与接地节点之间。这些开关中的第三个开关(S3)耦接在电感的第二端子与接地节点之间。这些开关中的第四个开关(S4)耦接在电感的第二端子与负载之间。如果使这些开关以第一方式进行开关，则所述电源用作“降压转换器”：其将较高的输入电压VIN转换成较低的DC输出电压VOUT后提供至负载。如果使这些开关以第二方式进行开关，则所述电源用作“升压转换器”：其将较低的输入电压VIN转换成负载上的较高的DC输出电压VOUT。
在某些应用中，适用的作法是对所述电路的开关进行开关操作，使所述电路在某些时候用作降压转换器、而在其它时候用作升压转换器。例如，考虑其中利用电池为电路提供固定DC电源电压的应用。当电池充满电时，来自电池的DC电压高于电路所需要的DC电压。因此，所述中间电源用作降压转换器，接收较高的输入电池电压并输出电路所需的较低DC电压。然而，当电池放电时，电池输出的DC电压降低。在某一点上，电池输出的DC电压低于电路所需要的DC电压。因此，使所述中间电源用作升压转换器。该升压转换器从电池接收较低的DC电压，并向电路输出较高的所需DC电压。该中间电源可称为“降压-升压”转换器。存在许多种已知的降压-升压转换器拓扑结构。
图1是现有技术中可从位于得克萨斯州达拉斯的得克萨斯仪器有限公司(Texas Instruments Incorporated)得到的TPS63011平均电流模式DC-DC转换器的功能方块图。在降压模式中，四个开关的其中一个是活动的，另一个开关正用作整流器，再一个开关一直接通，最后一个开关则一直断开。在升压模式中，其中一个开关活动，一个开关正用作整流器，一个开关一直接通，另一个开关则一直断开。不存在所有四个开关均在进行开关操作的工作模式。所述转换器根据需要自动地从降压操作切换到升压操作。通过以这种方式控制四个开关，使转换器能够维持高的效率，包括在输入电压VIN接近输出电压VOUT的时间期间。
图2是现有技术中可从位于加利福尼亚州密尔必达(Milpitas，California)的凌力尔特公司(Linear Technology Corporation)得到的LTC3440降压-升压DC/DC转换器的功能方块图。如果VIN接近于VOUT，则该转换器在四开关降压/升压工作区域中工作。在这种模式中，开关SWA的占空比不等于开关SWC的占空比。存在其中SWB和SWC二者断开、SWA和SWD二者接通的时间量。如在第6,166,527号美国专利中所公开的，利用电压模式控制来调节开关的占空比，以将VOUT维持在所期望的调节电压。如果输入电压VIN大于输出电压VOUT，则SWD一直接通，并且SWC一直断开，从而使转换器用作降压转换器。而如果VIN低于VOUT，则SWA一直接通并且SWB一直断开，从而使转换器用作升压转换器。
尽管图1和图2的电路在许多应用中能令人满意地工作，但仍需要作出改进。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种具有降压、升压和部分四开关模式的平均电流模式控制转换器，可以根据转换器输入电压与输出电压的差值有效实现使转换器工作于降压、升压和部分四开关的不同工作模式，从而提高转换器效率并增加其应用范围。
为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：
首先，本发明提供了一种平均电流模式控制的DC-DC转换器，具有纯粹降压模式、部分四开关模式、和纯粹升压模式。
其次，本发明还提供了一种DC-DC转换器，包括第一开关，耦接在输入电压节点与第一电感节点之间，在输入电压节点上存在输入电压；第二开关，耦接在第一电感节点与接地节点之间；第三开关，耦接在第二电感节点与接地节点之间；和第四开关，耦接在输出节点和第二电感节点之间；积分电压误差放大器，将DC-DC转换器的输出电压与参考电压相比较并输出第一误差信号；积分电流误差放大器，接收电流检测信号和所述第一误差信号，并输出第二误差信号，电流检测信号指示电感电流的大小；和脉宽调制电路，接收第二误差信号并产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，第一开关控制信号决定第一和第二开关何时进行开关操作，第二开关控制信号决定第三和第四开关何时进行开关操作，并且DC-DC转换器可以部分四开关模式工作，在部分四开关模式中，在第二和第三开关断开的时间期间，第一和第四开关接通，DC-DC转换器还可以纯粹降压模式和纯粹升压模式工作。
另外，本发明还提供了一种方法，包括：产生第一误差信号，该第一误差信号指示DC-DC转换器的输出电压(VOUT)与参考电压之间的误差；产生指示该DC-DC转换器的电感中的电流的电流检测信号；利用该电流检测信号和该第一误差信号产生第二误差信号；和利用该第二误差信号产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，该第一开关控制信号决定流经该第一和第二开关其中一者的第一开关循环电流，该第二开关控制信号决定流经该第三和第四开关其中一者的第二开关循环电流，如果该DC-DC转换器的输入电压(VIN)实质上大于VOUT，则在(d)中控制第一、第二、第三和第四开关，以使该DC-DC转换器以纯粹降压模式工作，其中如果VIN近似等于VOUT，则在(d)中控制第一、第二、第三和第四开关，以使该DC-DC转换器以部分四开关模式工作，并且如果VIN实质上小于VOUT，则在(d)中控制第一、第二、第三和第四开关，以使该DC-DC转换器以纯粹升压模式工作。
最后，本发明还提供了一种集成电路，包含第一开关，耦接在输入电压节点与第一电感节点之间；第二开关，耦接在第一电感节点与接地节点之间；第三开关，耦接在第二电感节点与接地节点之间；第四开关，耦接在输出电压节点和第二电感节点之间；和控制装置，用于控制第一、第二、第三和第四开关，以使第一、第二、第三和第四开关可作为平均电流模式控制的DC-DC转换器的一部分操作，该平均电流模式控制的DC-DC转换器具有纯粹降压模式、部分四开关模式、和纯粹升压模式，该平均电流模式控制的DC-DC转换器是以该纯粹降压模式、该部分四开关模式还是以该纯粹升压模式工作取决于输出电压节点上的输出电压VOUT与输入电压节点上的输入电压VIN之间的电压差。
综上所述，本发明所采用的一种灵活且具有适应性的平均电流模式控制的DC-DC转换器可编程为以降压模式、升压模式和四开关模式工作。转换器的工作模式由转换器输出电压VOUT与转换器输入电压VIN之差决定。在一个工作实例中，如果VOUT-VIN是相对较大的负值，则转换器以纯粹降压模式工作；如果VOUT-VIN近似为零，则转换器以四开关模式工作，而如果VOUT-VIN是相对较大的正值，则转换器以纯粹升压模式工作。所述四开关模式是全时四开关模式(full-time four-switch mode)还是部分四开关模式(partial four-switchmode)可由用户通过设置数字编程位，快速并容易地进行编程。在一个例子中，所述数字编程位被串行地载入并存储到转换器中，并用于转换器的斜坡产生器部分中。
该新颖转换器还可被用户编程为以其它方式中的一种可选方式工作。例如，可对转换器进行用户编程，使得在降压模式与升压模式之间不存在中间四开关模式，而是使转换器根据VOUT-VIN的值以降压模式或升压模式工作。该转换器还可被用户编程为无论VOUT-VIN的大小如何，转换器均始终以传统的全时四开关模式工作，从而使转换器不具有传统的降压模式或升压模式。
在一个实施例中，通过设置两个内部产生的斜坡信号之间的DC电压偏移量和通过设置相关的误差电压限制电路和相关的反相电路，对转换器进行用户编程。该DC电压偏移量在转换器内实际上作为VOUT-VIN的可选函数而改变。斜坡产生器根据该所选函数，依据VOUT-VIN的当前大小来设置DC电压偏移量。该斜坡产生器还设置相关的误差电压限制电路和相关的反相电路，以使整个转换器以用户所选的模式正确工作。
在一个例子中，该新颖转换器被实现为标准拼片(standard tile)。拼片是一种架构，其有利于将拼片快速地集成到包含其它拼片的更大芯片级封装(Chip Scale Package；CSP)集成电路中。偏移电压与VOUT-VIN的函数关系是通过如下方式进行设置：将编程数据通过主拼片载入CSP集成电路中，然后将编程数据从主拼片转移到降压/四开关/升压拼片中。编程数据可在非易失性存储器中存储在降压/四开关/升压拼片中。
关于本发明的优点与精神可以藉由以下的附图说明和具体实施方式得到进一步的了解。
附图说明
附图示出了本发明的实施例，其中相同的编号指示相同的组件。
图1是现有技术中第一传统转换器的示意图。
图2是现有技术中第二传统转换器的示意图。
图3是根据一个新颖方面，具有部分四开关模式的平均电流模式转换器的方块图。
图4是显示图3转换器可采用的几种偏移电压与VOUT-VIN的函数关系中的第一种的图。尽管在图4中未显示，然而图4所示关系的每一VOUT-VIN区域均界定和包含用于控制PVL 29和反相电路34、35的相关控制值。
图5(a)-5(c)是波形图，显示当采用图4的函数和当转换器以纯粹降压模式工作时图3的转换器的操作。
图6(a)-6(c)是波形图，显示当采用图4的函数和当转换器以全时四开关模式工作时图3的转换器的操作。
图7(a)-7(c)是波形图，显示当采用图4的函数和当转换器以纯粹升压模式工作时图3的转换器的操作。
图8是显示图3转换器可采用的几种偏移电压与VOUT-VIN的函数关系中的第二种的图。
图9(a)是波形图，显示当采用图8的函数和当转换器以纯粹升压模式工作时图3的转换器的操作。
图9(b)是波形图，显示当采用图8的函数和当转换器以部分四开关降压-升压模式工作时图3的转换器的操作。
图9(c)是波形图，显示当采用图8的函数和当转换器以纯粹降压模式工作时图3的转换器的操作。
图10是显示图3的转换器可采用的几种偏移电压与VOUT-VIN的函数关系中的第三种的图。
图11是显示图3的转换器可采用的几种偏移电压与VOUT-VIN的函数关系中的第四种的图。
图12是显示图3的转换器可采用的几种偏移电压与VOUT-VIN的函数关系中的第五种的图。
图13是一种包含新颖芯片级封装(CSP)集成电路的系统的图。该CSP集成电路包括新颖的降压/四开关/升压拼片以及包括主拼片的其它拼片。
具体实施方式
现在将详细参照本发明的某些实施例，这些实施例的例子在附图中被示出。
图3是根据一个新颖方面的开关模式DC-DC转换器1的图。DC-DC转换器1包括DC输入电压VIN的电源2、平滑电容3、四个开关A、B、C和D、电感4、一对反相器5和6、存储电容7、积分电压误差放大器8、积分电流误差放大器9、脉宽调制电路10和负载11。转换器1的一部分以集成电路形式实现。该集成电路包括端子12-17。端子符号15代表多个端子，在这些端子上可并行接收多位的数字值。作为另外一种选择，可在一个端子和相关导体15A上串行接收该多位数字值，然后在斜坡产生器31中将其从串行形式转换成并行形式。
积分电压误差放大器8在输出节点18上接收输出电压VOUT，利用包含电阻19和20的分压器对电压VOUT进行分压，从而产生与VOUT成比例的中心抽头电压VCENT。第一运算跨导放大器(operational transconductanceamplifier；OTA1)21将VCENT与参考电压VREF相比较，并输出电流信号，该电流信号的大小指示VCENT与VREF之间的电压差。方块22对OTA121输出的电流信号进行频率补偿。方块22例如可为包含电容和电阻的模拟低通滤波器。所得电压信号VE1是输出到节点23上的第一误差信号。VE1指示VOUT与所期望VOUT值之间的误差。
积分电流误差放大器9的第二运算跨导放大器(OTA2)24将节点25上的电流检测信号VCS与节点23上的第一误差电压VE1相比较。电压VCS指示在电感4中流动的电流IL的大小。例如，可利用包含耦接到电感4的端子16、17之间的RC或RCR电路的电感DCR电流检测电路来产生VCS。
在节点26上得到的电流误差信号通过包含电阻27和电容28的RC电路进行滤波。经滤波的信号通过可编程电压限制器(PVL)29，并作为第二误差电压信号VE2输出到节点30上。因此，总体积分电流误差放大器电路9在多个开关循环中对所需电流(由VE1确定)与所检测电流(由VCS确定)之差进行积分。VE2设置在每一开关循环中流经电感4的平均电流。
斜坡产生器31设置PVL 29将VE2限制到的电压值。例如，在第一设置中，PVL 29允许VE2从零伏变化到最大1.0伏，而在第二设置中，PVL 29允许VE2从零伏变化到最大1.5伏。斜坡产生器31如下文更详细说明的，根据所选的偏移电压与VOUT-VIN的函数关系来控制PVL 29。
脉宽调制电路10包括斜坡产生器31。斜坡产生器31通过端子15和导体15A接收多位数字编程数据值(PG)。斜坡产生器31还接收输入电压VIN和输出电压VOUT。斜坡产生器31利用所述编程数据值、输入电压VIN和输出电压VOUT来产生第一斜坡电压信号RAMP1和第二斜坡电压信号RAMP2，使得在这两个斜坡信号之间存在可编程DC电压偏移量。具有磁滞的第一比较器32将第二误差电压VE2与第一斜坡信号RAMP1相比较。第一比较器32输出的信号选择性地由反相器34和多路复用器35进行反相。斜坡产生器31决定是对该信号进行反相还是不进行反相。由多路复用器35输出的所得信号是第一脉宽调制信号PWM1。PWM1如图所示控制开关A和B的开关操作。如果PWM1为高，则开关A接通并且开关B断开。反之，如果PWM1为低，则开关A断开并且开关B接通。具有磁滞的第二比较器33将第二误差电压VE2与第二斜坡信号RAMP2相比较，以输出第二脉宽调制信号PWM2。PWM2如图所示控制开关D和C的开关操作。如果PWM2为高，则开关D接通并且开关C断开。反之，如果PWM2为低，则开关D断开并且开关C接通。在一个新颖方面中，斜坡产生器31根据VIN和VOUT的可编程函数来改变这两个斜坡信号RAMP1与RAMP2之间的偏移电压。图4、8、10、11和12示出了五种不同的可能的偏移电压与(VOUT-VIN)的函数关系。在给定时刻所选的具体函数取决于被载入斜坡产生器31的当前多位编程数据值。
图4、图5(a)、图5(b)和图5(c)示出了开关模式DC-DC转换器1的一种可能的操作。如图4所示，如果VOUT-VIN处于-3.3伏到-1.0伏范围内，则偏移电压为+1.0伏并且电路以“纯粹降压模式”工作。开关D一直断开，并且开关C一直接通。
图5(a)示出了当VE2为相对高的+0.8伏时的操作。在图5(a)所示的整个时间周期中，尽管信号RAMP2斜坡上升并随后重新下降，但其始终高于VE2。因此，比较器33始终输出具有恒定的高值的PWM2。这由图5(a)中的PWM2波形指示。因此，开关D始终接通并且开关C始终断开。然而，RAMP1信号如图5(a)所示越过VE2。当RAMP1高于VE2时，由于比较器32的输入的连接方式，比较器32输出低信号。当RAMP1低于VE2时，比较器32则输出高信号。斜坡产生器31控制包含反相器34和多路复用器35的电路，以使其不反相。因此，PWM1在所述时间的大部分中为高信号，这表明在每一开关循环中来自输入的更多能量将被存储到电感4中。
图5(b)显示当VE2为较低的+0.5伏时的操作。注意，所述时间中PWM1为高信号的比例小于图5(a)的情形。
图5(c)显示当VE2为更低的+0.2伏时的操作。注意，在所述时间的大部分时间内，PWM1为低信号。通过以此种方式改变PWM1的占空比，使开关A和B进行开关操作，以使电感4在每一开关循环中存储的能量量使得VOUT能够被调节到由VREF确定的期望值。图3的转换器1用作纯粹降压转换器。
然而，如果VOUT-VIN超过-1.0伏，则如图4所示，斜坡产生器31将RAMP1与RAMP2之间的偏移电压改变到零伏。此使图3的电路以“全时四开关模式”工作。在此种模式中，在每一开关循环中，这四个开关A、B、C和D中的每一个均进行开关操作，并且不存在其中开关A和D同时接通的显著时间量。
如图6(a)所示，由于RAMP1与RAMP2之间的偏移电压为零，RAMP1与RAMP2具有相同的电压波形。如果RAMP1大于VE2，则比较器32输出低信号，否则比较器32输出高信号。斜坡产生器31控制包含反相器34和电感35的电路以使其不反相。因此，除了在RAMP1大于VE2的较少时间量中外，PWM1均为高。输入信号连接到比较器33的输入引线的方式使得PWM2为PWM1的倒数。图6(b)示出了当VE2为较低的+0.5伏时的全时四开关模式操作。注意，与图6(a)中PWM1为高时的时间量相比，PWM1为高的时间比例减小。图6(c)示出了当VE2为更低的+0.2伏时的全时四开关模式运行。注意，PWM1为高的时间比例变得更小。相应地，从图6(a)-图6(c)中可见，图3的电路通过开关A、B、C和D的开关来调节VOUT，从而使这四个开关中的两个始终接通并且不存在其中开关A和D均接通的显著时间量。
然而，如果VOUT-VIN超过+1.0伏，则如图4所示，斜坡产生器31将RAMP1与RAMP2之间的偏移电压改变到-1.0伏。此使图3的电路以“纯粹升压模式”工作。在此种模式中，开关A一直接通，开关B一直断开，并且使开关C和D进行开关操作，以将VOUT调节到所期望的VOUT。
与图5(a)的波形显示RAMP2高于RAMP1一伏(+1.0伏偏移量)相比，图7(a)显示RAMP2低于RAMP1一伏(-1.0伏偏移量)。斜坡产生器31控制包含反相器34和多路复用器35的电路进行反相。相应地，在图7(a)的波形中，由于RAMP1一直高于VE2，信号PWM1一直为高信号。开关A一直接通，并且开关B一直断开。当RAMP2高于VE2时，信号PWM2为高。相应地，转换器1用作纯粹升压模式转换器。
图7(b)显示当VE2为较低的+0.5伏时的纯粹升压模式运行。同样，由于RAMP1一直高于VE2并且包含反相器34和多路复用器35的电路被控制进行反相，因而信号PWM1一直为高信号。如在图7(a)中的情形中一样，开关A一直接通并且开关B一直断开，但信号PWM2为低信号的时间比例减小，这是因为RAMP2高于VE2的时间比例增大。
图7(c)显示当VE2为更低的+0.2伏时的纯粹升压模式运行。如图所示，PWM2仅在较小的时间比例中为低信号。通过此种方式，图3的电路控制开关C和D，以将VOUT调节到所期望的VOUT值。也可通过将电压值编程到控制斜坡产生器31的恰当控制寄存器(未示出)中来改变使偏移电压(RAMP2-RAMP1)从一个偏移电压变化到另一偏移电压(在图4的例子中)的(VOUT-VIN)电压。这些控制寄存器通过端子15和导体15A被写入。
在一个新颖方面中，图3的转换器1是灵活的并可被编程为根据VOUT-VIN的值而以纯粹降压模式、“部分四开关降压-升压模式”或纯粹升压模式工作。此处所用术语“部分四开关降压-升压模式”表示如下工作模式：其中在每一开关循环中所有四个开关A、B、C和D均进行开关操作，但存在开关A和D同时接通以及开关B和C同时断开的时间量。在所谓的“全时四开关降压-升压模式”中，在每一开关循环中所有四个开关A、B、C和D均进行开关操作，但不存在其中开关A和D同时接通以及开关B和C同时断开的显著时间量。
图8示出了促成部分四开关降压-升压模式的偏移电压与VOUT-VIN的函数关系的一个例子。尽管在图8中未显示，然而图8中所示的关系的每一VOUT-VIN区域均界定并包括用于控制PVL 29和反相电路34、35的相关控制值。偏移电压在整个VOUT-VIN范围内被设置为恒定的+0.5伏。如图9(a)所示，如果VE2为高信号并高于+1.0伏，则RAMP1的电平始终低于VE2。反相器34和多路复用器35被控制成不反相。相应地，PWM1为恒定的高值。开关A一直接通，并且开关B一直断开。控制PWM2的占空比，以将VOUT调节到所期望的电压。
如图9(b)所示，如果VE2为处于+1.0伏与0.5伏之间的较低值，则RAMP1越过VE2的电平。如图9B所示，在第一时间量T1中，PWM1为高信号，PWM为低信号。开关A接通，开关B断开，开关D断开，并且开关C接通。在该时间量T1中，来自电源2的能量被存储在电感4中。然后，在第二时间量T2中，PWM1和PWM2均为高，如图9(b)所示。开关A和D因此接通，并且开关B和C断开。在该第二时间量T2中，端子12上的输入电压节点通过电感4连接到输出电压节点18。然后，在第三时间量T3中，PWM2为高并且PWM1为低。在T1时间中存储在电感4中的能量现在转移到输出端和负载11。在部分四开关降压-升压模式中，在每一开关循环中均重复这三个时间量T1、T2和T3。随着VE2下降得越来越低，时间T1的持续时间减小，而时间T3的持续时间增大。控制T1和T3的持续时间，以将VOUT调节到所期望的输出电压。
如图9(c)所示，如果VE2仍然低于+0.5伏，则RAMP2的电平始终高于VE2。因此，PWM2一直为高。开关D因此一直接通，并且开关D一直断开。然而，VE2越过RAMP1。如果VE2减小，则PWM1为高信号的时间比例减小，而如果VE2增大，则PWM1为高信号的时间比例增大。控制PWM1的占空比，以将VOUT调节到所期望的输出电压。因此可见，可根据VOUT-VIN的大小而使图3的转换器1以纯粹降压模式、部分四开关模式和纯粹升压模式工作。
在一个新颖方面中，可通过斜坡产生器31的恰当编程，使所述四开关模式为全时四开关模式与部分四开关模式中可选的一种模式。在这两种情形中，均使用电流模式控制。在图2的现有技术电压模式控制电路中，输入电压的快速变化可使VOUT即刻变化。在经历增大的输入电压的开关循环期间，电感电流增大，从而使VOUT在电源控制环路作出反应、修正增大的输入电压并使VOUT返回到其期望值之前受到影响。另一方面，在图3的新颖电流模式控制的电路中，输入电压的快速增大则反映在该开关循环期间的VCS中，并且响应于此而自动调节开关循环。所产生的电感电流变化要快得多，并且可能与输入变化发生于相同的开关循环中，从而不会引起VOUT的变化。因此，图3新颖电路的电流控制环路所具有的响应时间快于图2传统电路的电源控制环路。
除图4和8所示的偏移电压与(VOUT-VIN)的函数关系外，还可通过经端子15和导体15A向斜坡产生器31写入恰当的值而选择其它函数。图10示出了一种这样的函数。根据VOUT-VIN的值，图3的电路以纯粹降压模式、部分四开关模式、全时四开关模式、另一种部分四开关模式、或纯粹升压模式工作。在每一种部分四开关模式中，在每一开关循环期间，均存在开关A和D均接通并且开关B和C均断开的时间段。偏移电压与VOUT-VIN的函数具有一VOUT-VIN区域，在该区域中，偏移电压函数如图10所示随VOUT-VIN线性变化(具有非零的斜率)。
图11示出了偏移电压与(VOUT-VIN)的另一种函数关系。如果选择该函数关系，则图3的电路以纯粹降压模式或纯粹升压模式工作。不存在中间的四开关模式(既不存在全时四开关模式，也不存在部分四开关模式)。
图12示出了偏移电压与(VOUT-VIN)的另一种函数关系。如果选择该函数关系，则无论VOUT-VIN的值如何，图3的电路始终以全时四开关模式工作。RAMP1与RAMP2之间不存在电压偏移，因此波形如图6(a)所示。在该例子中，VE2被限制成在零伏与+1.0伏之间变化。
图13是根据另一新颖方面的包含芯片级封装(CSP)集成电路101的系统100的图。图3的新颖转换器1被实现为降压/四开关/升压拼片102的形式。四个拼片102-105构成集成电路101。关于拼片架构以及所述拼片如何互连和相互通信和如何对拼片进行编程配置的更多细节，参见：1)Huynh等人在2007年10月29日提出申请的第11/978,458号美国专利申请，其名称为“降压转换器中的微凸点功能分配(Microbump Function Assignment In A BuckConverter)”；2)Huynh等人在2006年10月7日提出申请的第11/544,876号美国专利，其名称为“用于集成电路的模块化设计和布局的方法和系统(Methodand System for the Modular Design and Layout of Integrated Circuits)”；3)2006年10月7日提出申请的美国临时申请60/850,359，其名称为“用于逐位写入/覆写的单层多晶EEPROM结构(Single-Poly EEPROM Structure ForBit-Wise Write/Overwrite)”；4)Grant等人在2007年7月31日提出申请的第11/888,441号美国专利申请，其名称为“能够进行逐位写入或覆写的存储器结构(Memory Structure Capable of Bit-Wise Write or Overwrite)”；和5)Huynh等人在2007年10月29日提出申请的第11/978,319号美国专利申请，其名称为“模块化设计的模拟集成电路的互连层(Interconnect Layer of aModularly Designed Analog Integrated Circuit)”(这些专利文献中的每一个的主题均全文并入本文中)。
在图13中，新颖的降压/四开关/升压拼片102具有六个微凸点106-111，其中五个对应于图3的端子12、13、14、16和17。用于如上文所述在斜坡产生器31中选择函数的编程数据通过主拼片105被载入拼片102中。在一个例子中，微控制器112与主拼片105的数据微凸点和接地微凸点相耦合，以将编程数据113从微控制器112串行地通信并传送到主拼片105中，并从主拼片105传送到拼片102内的斜坡产生器31(参见图3)。然后，所载入的编程数据可在拼片102中存储在非易失性存储器中。可在集成电路设计阶段将新颖的降压/四开关/升压拼片102与诸多其它类型的拼片相组合，以实现定制的应用专用CSP集成电路。
尽管上文结合其中通过产生两个斜坡信号而操作的脉宽调制电路10来解释具有降压模式、升压模式和部分四开关模式的新颖平均电流模式控制的转换器，也可采用其它用于产生所需PWM1和PWM2信号的电路。在一个例子中，产生单个斜坡信号，并在将第二误差电压VE2提供到比较器32和33的其中一个时，将可编程偏移电压加到第二误差电压VE2。可采用不同于或附加于上文所述具体实例性函数的其它偏移电压与VOUT-VIN的函数。上文所述波形图是简化形式。为得到更精确的波形图，可使用输出波形图的电路模拟器(例如SPICE)来模拟所要实现的实际电路。相应地，可在不脱离权利要求所述本发明范围的条件下对所述实施例的各种特征实施各种修改、改动和组合。

Claims (21)

1.一种平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，其具有纯粹降压模式、部分四开关模式、和纯粹升压模式。
2.如权利要求1所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器包括：
电感；
第一开关，耦接在输入电压节点与所述电感的第一端子之间；
第二开关，耦接在所述电感的第一端子与接地节点之间；
第三开关，耦接在所述电感的第二端子与所述接地节点之间；和
第四开关，耦接在输出节点和所述电感的第二端子之间，在所述部分四开关模式中，在所述第二开关和所述第三开关断开的时间期间，所述第一开关和所述第四开关接通。
3.如权利要求2所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，其进一步包括：
积分电压误差放大器，将所述DC-DC转换器的输出电压与参考电压相比较并输出第一误差信号；
积分电流误差放大器，接收电流检测信号和所述第一误差信号，并输出第二误差信号，所述电流检测信号指示流经所述电感的电流的大小，所述第二误差信号决定所述第一、第二、第三和第四开关中至少一者的平均电流；和
脉宽调制电路，接收所述第二误差信号并产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述第一开关控制信号决定流经所述第一和第二开关其中一者的第一开关循环电流，并且所述第二开关控制信号决定流经所述第三和第四开关其中一者的第二开关循环电流。
4.如权利要求2所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，在所述纯粹降压模式中，所述第四开关保持接通并且所述第三开关保持断开，并且在所述纯粹升压模式中，所述第一开关保持接通并且所述第二开关保持断开。
5.如权利要求3所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括：
斜坡产生器电路，输出第一斜坡信号和第二斜坡信号，所述第二斜坡信号偏离所述第一斜坡信号一个偏移电压，并且所述斜坡产生器根据所述DC-DC转换器的输入电压和所述DC-DC转换器的输出电压的函数来改变所述偏移电压。
6.如权利要求3所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括：
斜坡产生器电路，输出第一斜坡信号和第二斜坡信号，所述第二斜坡信号偏离所述第一斜坡信号一偏移电压，并且所述偏移电压具有恒定值。
7.如权利要求3所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括：
斜坡产生器电路，输出第一斜坡信号和第二斜坡信号，所述第二斜坡信号偏离所述第一斜坡信号一个偏移电压；
第一比较器，将所述第一斜坡信号与所述第二斜坡信号相比较；和
第二比较器，将所述第二斜坡信号与所述第二误差信号相比较。
8.如权利要求4所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器还具有全时四开关模式，如果所述DC-DC转换器的输入电压实质上高于所述DC-DC转换器的输出电压，则所述DC-DC转换器以所述纯粹降压模式工作，如果输入电压近似等于输出电压，则所述DC-DC转换器以所述部分四开关模式和所述全时四开关模式中可选的一种模式工作，并且如果输入电压实质上低于输出电压，则所述DC-DC转换器以所述纯粹升压模式工作。
9.如权利要求2所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器具有全时四开关模式，并且在所述全时四开关模式中，所有四个开关实质上同时进行开关操作。
10.如权利要求2所述的平均电流模式控制的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器具有全时四开关模式，在所述全时四开关模式中，实质上不存在所述第二和第三开关均断开的时间量。
11.一种DC-DC转换器，其特征在于，其包括：
第一开关，耦接在输入电压节点与第一电感节点之间，在所述输入电压节点上存在输入电压；
第二开关，耦接在所述第一电感节点与接地节点之间；
第三开关，耦接在第二电感节点与所述接地节点之间；和
第四开关，耦接在输出节点和所述第二电感节点之间；
积分电压误差放大器，将所述DC-DC转换器的输出电压与参考电压相比较并输出第一误差信号；
积分电流误差放大器，接收电流检测信号和所述第一误差信号，并输出第二误差信号，所述电流检测信号指示电感电流的大小；和
脉宽调制电路，接收所述第二误差信号并产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述第一开关控制信号决定所述第一和第二开关何时进行开关操作，所述第二开关控制信号决定所述第三和第四开关何时进行开关操作，并且所述DC-DC转换器可以部分四开关模式工作，在所述部分四开关模式中，在所述第二和第三开关断开的时间期间，所述第一和第四开关接通，所述DC-DC转换器还可以纯粹降压模式和纯粹升压模式工作。
12.如权利要求11所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括斜坡产生器电路，所述斜坡产生器电路输出斜坡信号，所述脉宽调制电路根据所述输入电压和所述输出电压的函数来改变所述斜坡信号。
13.如权利要求11所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器是可编程的，以在所述输入电压与所述输出电压近似相等时使所述DC-DC转换器以全时四开关模式而非所述部分四开关模式工作，如果输入电压实质上大于输出电压，则所述DC-DC转换器以所述纯粹降压模式工作，并且如果输入电压实质小于输出电压，则所述DC-DC转换器以所述纯粹升压模式工作。
14.如权利要求11所述的DC-DC转换器，其特征在于，所述DC-DC转换器是可编程的，以使所述DC-DC转换器不以任何四开关模式工作，而是根据输出电压-输入电压的大小，以所述纯粹降压模式或所述纯粹升压模式工作。
15.一种方法，其特征在于，其包括：
(a)产生第一误差信号，该第一误差信号指示DC-DC转换器的输出电压与参考电压之间的误差；
(b)产生指示所述DC-DC转换器的电感中的电流的电流检测信号；
(c)利用所述电流检测信号和所述第一误差信号产生第二误差信号；和
(d)利用所述第二误差信号产生第一开关控制信号和第二开关控制信号，所述第一开关控制信号决定流经所述第一和第二开关一者的第一开关循环电流，所述第二开关控制信号决定流经所述第三和第四开关其中一者的第二开关循环电流，如果所述DC-DC转换器的输入电压(VIN)实质上大于输出电压，则在(d)中控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述DC-DC转换器以纯粹降压模式工作，如果输入电压近似等于输出电压，则在(d)中控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述DC-DC转换器以部分四开关模式工作，并且如果输入电压实质上小于输出电压，则在(d)中控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述DC-DC转换器以纯粹升压模式工作。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，当所述DC-DC转换器以部分四开关模式工作时，存在所述第二和第三开关断开并且所述第一和第四开关接通的时间量。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，其中(d)包含：
产生斜坡信号；和
根据输入电压和输出电压的函数，改变所述斜坡信号。
18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，其中(d)包含：
产生第一斜坡信号；
产生第二斜坡信号；和
根据输入电压和输出电压的函数，改变所述第一和第二斜坡信号之间的偏移量。
19.一种集成电路，其特征在于，其包含：
第一开关，耦接在输入电压节点与第一电感节点之间；
第二开关，耦接在所述第一电感节点与接地节点之间；
第三开关，耦接在第二电感节点与所述接地节点之间；
第四开关，耦接在输出电压节点和所述第二电感节点之间；和
控制装置，用于控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述第一、第二、第三和第四开关可作为平均电流模式控制的DC-DC转换器的一部分操作，所述平均电流模式控制的DC-DC转换器具有纯粹降压模式、部分四开关模式、和纯粹升压模式，所述平均电流模式控制的DC-DC转换器是以所述纯粹降压模式、所述部分四开关模式还是以所述纯粹升压模式工作取决于所述输出电压节点上的输出电压与所述输入电压节点上的输入电压之间的电压差。
20.如权利要求19所述的集成电路，其特征在于，所述装置还用于控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述第一、第二、第三和第四开关可作为平均电流模式控制的DC-DC转换器的一部分操作，所述平均电流模式控制的DC-DC转换器具有纯粹降压模式、全时四开关模式、和纯粹升压模式，所述平均电流模式控制的DC-DC转换器是以所述纯粹降压模式、所述全时四开关模式还是以所述纯粹升压模式工作取决于输出电压与输入电压之间的电压差。
21.如权利要求19所述的集成电路，其特征在于，所述装置还用于控制所述第一、第二、第三和第四开关，以使所述第一、第二、第三和第四开关可作为平均电流模式控制的DC-DC转换器的一部分操作，所述平均电流模式控制的DC-DC转换器不具有纯粹降压模式并且不具有纯粹升压模式，而是无论输出电压与输入电压之间的电压差如何，均以四开关模式工作。
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