CN104158392B - 一种用于dc-dc变换器的纹波补偿控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种用于DC‑DC变换器的纹波补偿控制电路。本发明的有益效果是设计出一种内部集成的反馈纹波补偿电路以摆脱COT(恒定导通时间)控制系统对于输出电容ESR大小的依赖，拓宽输出电容元件可选范围，保证系统的稳定工作。本发明采用了一种片上纹波补偿技术，克服传统片外补偿方法存在的架构复杂、占用面积大等问题，降低变换器整体成本，增大了电路的适用范围，提高了电路精度，且减少了电路功耗。本发明尤其适用于DC‑DC变换器。

Description

一种用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路

技术领域

本发明属于电子电路技术领域，具体涉及到一种用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路。

背景技术

相对于传统电压模控制或者电流模控制方式来讲，基于输出纹波的控制系统具有更加快速的瞬态响应特性以及控制环路简单等特点，尤其是基于恒定导通时间的纹波控制方式在自适应恒频特性上的潜力而备受关注。然而，由于输出电容的容性特征导致输出电压相对于电流信息存在一定的相位滞后特性，因此对于所有直接利用输出纹波进行控制的变换器系统来说，足够的输出电容ESR(等效串联电阻)值是系统稳定所必需的条件。当ESR较小时，恒定导通时间控制的开关变换器系统将会周期性出现多脉冲现象，不但没有达到减小纹波的目的，反而恶化了输出纹波性能。

在高性能电子产品中，诸如CPU、GPU等高端功能芯片要求供电电压纹波足够小，且对整体系统集成度有苛刻限制，则要求选用具有低ESR、体积小的贴片式钽电容或者陶瓷电容。为了使系统摆脱对ESR的限制，往往需要对纹波进行补偿以弥补ESR纹波的不足，从而改善系统在低值ESR应用时的稳定特性。而传统的补偿方法往往需要使用较多的外部元件实现纹波补偿，但这无疑会增加系统的复杂程度与成本。

发明内容

本发明的目的，就是针对目前针对低ESR电容给COT控制系统所带来的稳定性问题，提供一种用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路。

本发明的技术方案：如图1所示，一种用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路，其特征在于，包括第一功率管MT、第二功率管MB、死区控制及驱动模块、纹波补偿模块、自适应定时器、RS触发器、第一运算放大器、电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2、第三电阻R_ESR、第一电容Cout、第二电容C和误差放大器；其中，第一功率管的漏极接电源，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极依次通过电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2后接地；第二功率管MB的漏极接第一功率管MT源极和电感L的连接点，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极接地；死区控制及驱动模块的输入端接RS触发器的Q输出端；纹波补偿模块的第一输入端接电感L和第二电阻RL的连接点，其第二输入端接第二功率管MB的漏极，其输出端接第一运算放大器的反向输入端；第三电阻R_ESR和第一电容Cout串联后与第一电阻Rf1和第二电阻Rf2串联后并联；误差放大器的正向输入端接基准电压，其反向输入端通过第一电阻接到VOUT，并且通过第二电阻Rf2接地，其输出端接第一运算放大器的正向输入端；误差放大器输出端与第一运算放大器正向输入端的连接点通过第二电容C后接地；第一运算放大器的反向输入端接纹波补偿模块的输出端，其输出端接RS触发器的S输入端；RS触发器的R输入端接自适应定时器的输出端，其Q输出端接自适应定时器的输入端；

所述纹波补偿模块由PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7，耐压MOS管NLDMOS1、NLDMOS2，电阻R1、R2、RS1、RS2，第二运算放大器，第一电流源，第二电流源构成；其中，MP1的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其栅极接MP2的栅极，其漏极接MN1的漏极；MN1的栅极接第二运算放大器的输出端，其源极通过R1接地VSS；第二运算放大器的正向输入端接基准电压，其反向输入端接MN1的源极；MP2的源极接电源VCC，其漏极接MP4的漏极和MP5的漏极作纹波补偿模块的输出端；MP3的源极接电源VCC，其栅极与漏极互连，其栅极接MP5的栅极，其漏极接MN4的漏极；MN4的栅极为纹波补偿模块的第一输入端，其源极接MN3的漏极；MN3的栅极接MN2的栅极，其源极接地VSS；MN2的源极接地VSS，其栅极和漏极互连，其漏极接第一电流源的负极；MP4的源极接电源VCC，其漏极通过R2后接地VSS；MP5的源极接电源VCC，其栅极接MP6的栅极；MNP6的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接MN5的漏极；MN5的栅极接MP8的漏极，其源极接MN7的源极；MP7的源极接电源VCC，其栅极接MP8的栅极、MP9的栅极和MP10的栅极，其漏极接MN6的源极；MP8的源极接电源VCC，其漏极接MN6的漏极；MP9的源极接电源VCC，其漏极接MN7的漏极；MP10的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接第二电流源的正极；MN6的栅极接MN7的栅极，其源极通过RS1后接NLDMOS1的源极；NLDMOS1的栅极接电源VCC，其漏极接地VSS；MN7的栅极和漏极互连，其源极通过RS2后接NLDMOS2的源极，NLDMOS2的栅极为纹波补偿模块的第二输入端，其漏极接第一功率管MT与电感L的连接点。

本发明的有益效果为，克服传统片外补偿方法存在的架构复杂、占用面积大等问题，降低变换器整体成本，增大了电路的适用范围，提高了电路精度，且减少了电路功耗。

附图说明

图1为本发明的系统架构图；

图2为片外斜坡补偿原理图；

图3为稳态时纹波补偿思想示意图；

图4为纹波补偿原理等效图；

图5为纹波补偿电路结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细的描述

如图1所示，本发明的用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路，包括第一功率管MT、第二功率管MB、死区控制及驱动模块、纹波补偿模块、自适应定时器、RS触发器、第二运算放大器、电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2、第三电阻R_ESR、第一电容Cout、第二电容C和误差放大器；其中，第一功率管的漏极接电源，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极依次通过电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2后接地；第二功率管MB的漏极接第一功率管MT源极和电感L的连接点，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极接地；死区控制及驱动模块的输入端接RS触发器的Q输出端；纹波补偿模块的第一输入端接电感和第二电阻RL的连接点，其第二输入端接第二功率管MB的漏极，其输出端接第二运算放大器的反向输入端；第三电阻R_ESR和第一电容Cout串联后与第一电阻Rf1和第二电阻Rf2串联后并联；误差放大器的正向输入端接基准电压，其反向输入端通过第一电阻接到VOUT，并且通过第二电阻Rf2接地，其输出端接第二运算放大器的反向输入端；误差放大器输出端与第二运算放大器正向输入端的连接点通过第二电容C后接地；第二运算放大器的反向输入端接纹波补偿模块的输出端，其输出端接RS触发器的S输入端；RS触发器的R输入端接自适应定时器的输出端，其Q输出端接自适应定时器的输入端。

为了解决输出电容ESR较小而引起的系统稳定问题，本发明通过采样电感电流信息叠加至反馈纹波形成具有电流信息的补偿纹波，从而保证相位滞后的输出电容纹波弱于补偿后的纹波，保证实现系统的稳定工作。传统的片外斜坡补偿如图2所示，该电路通过在变换器电感两端，利用分立元件构建斜坡产生电路，实现一个幅值大小满足要求，并且与电感电流同频同相的纹波信号，最后叠加在反馈信号V_FB端以保证系统能稳定工作。但是该电路产生的斜坡信号不能反映电感电流的真实信息，补偿电阻R1、C1的值通常较大，因此该方法的适用性受限，并且通常需要较大的面积，导致成本的增加。

本发明采用了一种片内补偿技术，直接对电感电流的纹波信息进行采样，避免了不同应用下传统的片外纹波补偿电路需重复设计，增大了电路的适用范围。相对于电感电流全周期采样，本发明通过SW点的电位信息，仅利用下功率管导通电阻对电感电流的下降信息进行采样；且采样电路仅需对地进行处理，简化了电路设计，同时减少了功耗。

本文的纹波补偿思想如图3所示，考虑到上端功率管MT开启的Ton时间内，电感电流增量已由外部参数和Ton时间决定，理论上在此期间可以不作任何纹波叠加处理。但由于下管采样电路有一定延迟，当导通时间结束时，电感电流的纹波信息从零直接跳高可能会导致开关切换瞬间后续电路发生误动作；为了提高本发明提出的内部纹波补偿方法的鲁棒性，在上功率管开启的期间内，本发明直接叠加一个直流电平至输出纹波，以保证后级比较器仅在纹波随电感电流下降至参考电平时输出高电平窄脉冲即可。而直流电平与系统稳定性无关，但为了使比较器仅输出窄脉冲电平，可取

$I_{DC}\≥\frac{I_L\·R_{ON}}{R_S}---\left(1\right)$

在下端功率管MB开启期间，通过采样下降期的电感电流叠加至输出纹波，保证叠加后的信号避免了输出电容电压纹波滞后引起的稳定性问题，从而避免再次触发导通时间计时器，真正摆脱了双脉冲现象的出现。

纹波补偿的原理图如图4所示，其中V_SW为开关节点SW处的电压，I_L为电感电流，I_S为电感电流采样信号，图中控制信号HS与上管驱动信号同步，控制信号LS与下管驱动信号同步，R_ON为下端功率管MB的等效导通电阻，R_S用来调节电感电流采样比例。。原理图左侧通过V-I变换器将反馈电压V_FB转换成电流V_FB/R₁；中间结构通过电流镜像，在上端功率管开启时将直流电流I_DC转换至V_RAMP节点；右侧是下端功率管电流采样电路，电路电感电流采样比例为R_ON/R_S，另外还包括一股静态偏置电流，但不违背补偿原理；从而可以得出TON和TOFF时间内的补偿纹波表达式分别为：

$V_{RAMP\_ON}=(\frac{V_{FB}}{R_1}+I_{DC})\·R_2---\left(2\right)$

$V_{RAMP\_OFF}=(\frac{V_{FB}}{R_1}+\frac{I_L\·R_{ON}}{R_S}+I_B)\·R_2---\left(3\right)$

为保证系统稳定工作，须满足以下条件：

$\frac{R_{ON}}{R_S}\·R_2\≥\frac{T_{ON}}{4C_{OUT}}=\frac{k\·V_{OUT}}{4C_{OUT}\·V_{IN}}---\left(4\right)$

可以看出，在设计电路参数过程中，使电流采样系数R_i满足系统要求的最小C_OUT值和最大占空比时的最恶劣稳定条件，即可保证系统全参数范围内稳定工作。

纹波补偿的具体电路结构如图5所示，包括10个PMOS管：MP1～10，9个NMOS管：MN1～7、NLDMOS1、NLDMOS2，4个电阻：R1、R2、RS1、RS2，以及一个运放OP。图5中，MP1～2,MP3～4,MP5～6,MP7～10分别构成PMOS电流镜。其中，PMOS管MP1的漏接NMOS管MN1的漏，PMOS管MP2、MP4、MP5的漏一起连接到电阻R2，并连接到输出V_RAMP。NMOS管MN1的源端接R1并连接到运放OP的负向端；电阻R1的另一端接地VSS；运放OP的正向端接输入V_FB。NMOS管MN2、MN3的源端接地VSS，MN2漏端接电流源I_DC并连接到MN2和MN3的栅端；NMOS管MN4的漏端接到MP3的漏端，MN4的栅端接到上功率管控制信号HS，MN4的源端接MN3的漏端，。NMOS管MN5的漏端接MP6，栅端接MP8的漏，源端接电阻RS2并连接到MN7的源端；PMOS管MP7的漏接电阻RS2并连接到MN6的源端；MN6的栅端接到MN7的栅端并连接到MP9的漏。电阻RS1和RS2的另一端分别接到NMOS管NLDMOS1和NLDMOS2的源端；NLDMOS1的栅端接电源VCC，漏端接地VSS；NLDMOS2的栅端接下功率管控制信号LS，漏端接开关节点SW。PMOS管MP10的漏端和栅端接到一起并连接到电流源I_B。其中电阻RS1和RS2即为原理等效图4中的电阻RS，用来调节电感电流采样比例。

本发明的有益效果是设计出一种片内反馈纹波补偿电路来摆脱COT控制系统对于输出电容ESR大小的依赖，拓宽输出电容元件可选范围。本发明所采用的片内补偿技术避免了传统的斜坡补偿技术所需的片外大电阻和大电容，增大了电路的适用范围；同时，补偿纹波包含了电感电流纹波的真实信息，提高了电路精度。由于仅对电感电流纹波信息的下降段进行采样，纹波补偿电路仅需对地信号进行处理，简化了电路设计，减小了功耗。

Claims (1)

1.一种用于DC-DC变换器的纹波补偿控制电路，其特征在于，包括第一功率管MT、第二功率管MB、死区控制及驱动模块、纹波补偿模块、自适应定时器、RS触发器、第一运算放大器、电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2、第三电阻RESR、第一电容Cout、第二电容C和误差放大器；其中，第一功率管的漏极接电源，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极依次通过电感L、第一电阻Rf1、第二电阻Rf2后接地；第二功率管MB的漏极接第一功率管MT源极和电感L的连接点，其栅极接死区控制及驱动模块的输出端，其源极接地；死区控制及驱动模块的输入端接RS触发器的Q输出端；纹波补偿模块的第一输入端接电感L和第一电阻Rf1的连接点，其第二输入端接第二功率管MB的漏极，其输出端接第一运算放大器的反向输入端；第三电阻RESR和第一电容Cout串联后与第一电阻Rf1和第二电阻Rf2串联后并联；误差放大器的正向输入端接基准电压，其反向输入端通过第一电阻接到VOUT，并且通过第二电阻Rf2接地，其输出端接第一运算放大器的正向输入端；误差放大器输出端与第一运算放大器正向输入端的连接点通过第二电容C后接地；运算放大器的反向输入端接纹波补偿模块的输出端，其输出端接RS触发器的S输入端；RS触发器的R输入端接自适应定时器的输出端，其Q输出端接自适应定时器的输入端；

所述纹波补偿模块由PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6、MN7，耐压MOS管NLDMOS1、NLDMOS2，电阻R1、R2、RS1、RS2，第二运算放大器，第一电流源，第二电流源构成；其中，MP1的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其栅极接MP2的栅极，其漏极接MN1的漏极；MN1的栅极接第二运算放大器的输出端，其源极通过R1接地VSS；第二运算放大器的正向输入端接基准电压，其反向输入端接MN1的源极；MP2的源极接电源VCC，其漏极接MP4的漏极和MP5的漏极作纹波补偿模块的输出端；MP3的源极接电源VCC，其栅极与漏极互连，其漏极接MN4的漏极；MN4的栅极为纹波补偿模块的第一输入端，其源极接MN3的漏极；MN3的栅极接MN2的栅极，其源极接地VSS；MN2的源极接地VSS，其栅极和漏极互连，其漏极接第一电流源的负极；MP4的源极接电源VCC，其漏极通过R2后接地VSS；MP5的源极接电源VCC，其栅极接MP6的栅极；MP6的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接MN5的漏极；MN5的栅极接MP8的漏极，其源极接MN7的源极；MP7的源极接电源VCC，其栅极接MP8的栅极、MP9的栅极和MP10的栅极，其漏极接MN6的源极；MP8的源极接电源VCC，其漏极接MN6的漏极；MP9的源极接电源VCC，其漏极接MN7的漏极；MP10的源极接电源VCC，其栅极和漏极互连，其漏极接第二电流源的正极；MN6的栅极接MN7的栅极，其源极通过RS1后接NLDMOS1的源极；NLDMOS1的栅极接电源VCC，其漏极接地VSS；MN7的栅极和漏极互连，其源极通过RS2后接NLDMOS2的源极，NLDMOS2的栅极为纹波补偿模块的第二输入端，其漏极接第一功率管MT与电感L的连接点。