CN108809063B - 一种全片内集成的驱动自举电路 - Google Patents

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Abstract

一种全片内集成的驱动自举电路，属于电子电路技术领域。包括低压差线性稳压器、肖特基二极管和自举电容，自举电容的一端连接肖特基二极管的阴极并输出供电电压，另一端连接DC/DC转换电路的开关节点；低压差线性稳压器包括误差放大器、抗干扰模块和LDO功率管，误差放大器的反相输入端连接基准电压，其输出端连接LDO功率管的栅极；LDO功率管的源极连接输入电压，其漏极连接肖特基二极管的阳极；抗干扰模块中利用电流镜将自举电容两端电压转化为电流并经过电流缓冲结构和反馈网络后连接误差放大器的同相输入端。本发明适用于DC/DC转换电路，不需要片外大电容，能够实现全片内集成，节约了电路的面积和成本。

Description

一种全片内集成的驱动自举电路
技术领域
本发明属于驱动电路技术领域，具体涉及到一种适用于DC/DC转换电路的驱动自举电路。
背景技术
开关电源的BUCK电路中，需要通过驱动电路控制上下功率管的轮流开启。当下功率管开启时，开关节点SW处的电位被拉至低电平。当上功率管开启时，开关节点SW处的电位接近于输入电压VIN。由于开关节点SW处的电位随着功率管的开启而变化，为了保证上功率管的开启，需要使上功率管的栅极电位随着开关节点SW处的电位的变化而变化。出于效率等因素的考虑，上功率管和下功率管通常采用NMOS，当上功率管开启时，它的栅极供电电压BST要高于输入电压VIN，这通常由一个自举电容Cboot来实现上功率管栅极电位和开关节点SW处电位的恒定压差，即实现上功率管栅极供电电压BST与开关节点SW处电位的恒定压差。
当下功率管开启时，即开关节点SW处的电位为低电位时，自举电容Cboot会被充电至一个固定电压。当开启上功率管时，开关节点SW处的电位被抬升至接近输入电压VIN，此时由于自举电容Cboot上的电压不能突变，上功率管的栅极供电电压BST随着开关节点SW处电位的升高而升高，使上功率管的栅源电压VGS保持在5V，保证上功率管的正常开启。
传统的自举方案通过低压差线性稳压器LDO和肖特基Schottky二极管来实现，如图1所示。VIN为输入电压、EA、MP、Rf1、Rf2以及Co构成LDO结构，Vref为基准电压，接在误差放大器EA的反相输入端。FB为反馈电压，是LDO的输出电压VCC通过Rf1和Rf2组成的分压网络后得到的电压，接到误差放大器EA的同相输入端。D是肖特基Schottky二极管，其作用是防止在开启上功率管MN时上功率管MN栅极供电电压BST由于自举电容Cboot的原因抬升，使得上功率管栅极电位抬到比输入电压VIN还要高从而发生电流倒灌，并且肖特基Schottky二极管D尺寸要合适，面积过大会占用过多的芯片面积，增加成本；过小会引起正向导通时消耗过多的电压。MP为LDO的功率管，Cboot为自举电容，Co为片外大电容。误差放大器EA通过比较基准电压Vref和反馈电压FB的值，产生一个控制功率管MP的栅极的电压，用于稳定LDO的输出电压VCC。当下功率管开启时，开关节点SW接地，输入电压VIN通过LDO产生稳定的输出电压VCC对自举电容Cboot充电。当上功率管开启时，开关节点处电位SW被拉高至输入电压VIN，而自举电容Cboot电压不能突变，上功率管栅极电位与开关节点SW处电位之间维持固定的压差，这个压差用于保证上功率管的正常开启。这种方案的电路结构简单，容易实现，但是需要片外大电容Co来保证LDO的输出的稳定性，增加了成本以及不利于自举电路的集成。
发明内容
针对上述传统驱动自举方案中需要片外大电容来保证LDO输出稳定性的问题，本发明提出一种全片内集成的驱动自举电路，省去了DC/DC转换电路中所需的片外大电容，利用格外的自举电容充电电路结构来为自举电容Cboot充电，能够减小电路面积。
本发明的技术方案为：
一种全片内集成的驱动自举电路，适用于DC/DC转换电路，为所述DC/DC转换电路内的上功率管的栅极提供随所述DC/DC转换电路的开关节点处电位变化的供电电压BST；
所述驱动自举电路包括低压差线性稳压器、肖特基二极管和自举电容Cboot，自举电容Cboot的一端连接肖特基二极管的阴极并输出所述供电电压BST，另一端连接所述DC/DC转换电路的开关节点；
所述低压差线性稳压器包括误差放大器、抗干扰模块和LDO功率管MP，所述误差放大器的反相输入端连接基准电压Vref，其输出端连接LDO功率管MP的栅极；LDO功率管MP的源极连接输入电压VIN，其漏极连接肖特基二极管的阳极；
所述抗干扰模块包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5，
第一电阻R1和第二电阻R2串联，其串联点连接第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的栅极，第一电阻R1的另一端连接第四PMOS管MP4的漏极、第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅极，第二电阻R2的另一端连接第五PMOS管MP5的栅极并连接所述DC/DC转换电路中的开关节点；
第二PMOS管MP2的源极连接第一PMOS管MP1的源极并连接肖特基二极管的阴极，其漏极连接第四PMOS管MP4的源极；
第三PMOS管MP3的源极连接第一PMOS管MP1的漏极，其漏极连接第五PMOS管MP5的源极；
第三电阻R3和第四电阻R4串联，其串联点连接所述误差放大器的同相输入端并通过第二电容C2后接地VSS，第三电阻R3的另一端连接第五PMOS管MP5的漏极并通过第一电容C1后接地VSS，第四电阻R4的另一端接地VSS。
具体的，所述误差放大器包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第五电阻R0和齐纳管，
第二NMOS管MN2的栅极连接第一NMOS管MN1的栅极和漏极并连接偏置电流BISA，其源极连接第一NMOS管MN1的源极并接地VSS，其漏极连接第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4的源极；
第三NMOS管MN3的栅极作为所述误差放大器的同相输入端，其漏极连接第七PMOS管MP7的栅极、第六PMOS管MP6的栅极和漏极；
第四NMOS管MN4的栅极作为所述误差放大器的反相输入端，其漏极连接第七PMOS管MP7的漏极并作为所述误差放大器的输出端；
第六PMOS管MP6和第七PMOS管MP7的源极连接所述输入电压VIN；
第五电阻R0的一端连接所述输入电压VIN，另一端连接所述误差放大器的输出端；
齐纳管的阴极连接所述输入电压VIN，其阳极连接所述误差放大器的输出端。
本发明的有益效果为：本发明提出的驱动自举电路，不需要片外大电容来稳定LDO输出电压也能够为自举电容Cboot充电，省去了芯片的一个外接电容引脚，节约了面积和成本。
附图说明
图1为传统驱动自举方案的结构示意图。
图2为改进的驱动自举方案的等效架构图。
图3为图2结构的实际电路图。
图4为图2结构中反馈电压FB的抖动仿真图。
图5为本发明提出的一种全片内集成的驱动自举电路的结构示意图。
图6为本发明提出的一种全片内集成的驱动自举电路的的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，以将本发明应用在BUCK为例对本发明进行详细的描述，值得说明的是，本实施例虽然是以BUCK电路为例进行说明，但是对于任何需要自举电容的DC/DC转换电路都同样适用。
由于传统的驱动自举方案通常需要芯片内部的低压差线性稳压器LDO电路有较大的输出电容即片外大电容Co才能够保证内部电源对自举电容Cboot有足够的充电能力，如果芯片没有连接片外大电容Co的引脚，则需要单独设计的自举电容充电电路结构来为自举电容Cboot充电，以节约PCB面积，节约芯片的使用成本。如图2所示为去掉传统驱动自举方案中片外大电容Co的改进结构，自举电容Cboot两端的电压通过一个V-I转换结构被转化成一个与自举电容Cboot两端电压成正比的电流，这股电流通过一个由PMOS管做成的电流缓冲结构传输到低压端并且在电阻Rf2上产生与自举电容Cboot两端压降成正比的电压，该电压被传输到误差放大器EA的同相输入端，与误差放大器EA反相输入端的基准电压Vref作比较，产生的电压控制用于控制LDO功率管MP的栅端，从而控制自举电容Cboot充电电流的大小，进而将自举电容Cboot两端的压降稳定到指定值。
因为自举电容Cboot的容值较大，在LDO充电时可以将自举电容Cboot视为电容负载。当BUCK电路启动，下功率管开启时，开关节点SW处电位被拉到低电平，LDO对自举电容Cboot充电，此时可以认为自举电容Cboot为电容负载，该结构的稳定性分析方式与外挂片外大电容的LDO类似，环路的主极点位于功率级，单位增益带宽以内可以视为单极点系统。当上功率管开启时，由于自举电容Cboot上的电压不可突变，上功率管栅极供电电压BST被抬升至超过LDO的输入电压VIN的电压值，这时，与LDO功率管MP相连的肖特基二极管关断，LDO不再给自举电容Cboot充电，整个环路断开，此时不存在稳定性问题。当芯片处于长期轻载时，开关节点SW输出BUCK电路的输出电压Vout，当Vout较高时，反馈环路依旧断开，此时不存在稳定性问题，当Vout较低时，反馈环为恒流源负载，此时单位增益带宽以内为单极点系统，主极点位于输出端。综上可见图2对传统驱动自举电路的改进结构可以在无需片外大电容Co的情况下实现对自举电容Cboot的稳定充电，而且不存在环路稳定性问题。
图3是图2提出的改进结构的实际电路等效架构图，图中V-I转换结构采用一个电阻R5产生，电流缓冲结构包括第五PMOS管MP5，但是该电路存在的缺点是反馈电压FB会存在较大幅度的抖动，从而导致箝位点的电位不准确。由于开关节点SW处的电压会随着上功率管和下功率管的开启和关断产生剧烈的变化，当上功率管开启时，开关节点SW处的电位接近输入电压VIN；当下功率管开启时，开关节点SW处的电位接近地电位；当过零状态时，开关节点SW的电位会经过减幅震荡后稳定在输出电压Vout。由于自举电容Cboot上的压降不能突变，上功率管栅极供电电位BST会随着开关节点SW处的电位的变化而变化，这意味着第五PMOS管MP5的漏源电压VDS会有很大的变化。这时，由于第五PMOS管MP5的有效沟道长度调制效应，会使得第五PMOS管MP5的电流在开关节点SW处在不同电位时产生很大的差异，导致反馈电压FB抖动。并且，当开关节点SW处电位剧烈变化的时候，该点的电压变化量dv/dt会通过第五PMOS管MP5栅极和漏极之间的寄生电容CGD产生一股瞬态电流耦合到A点(即第五PMOS管MP5的漏端)，引起A点电压变化，从而产生变化的电流影响反馈电压FB。
图4为图2改进结构的反馈电压FB的抖动仿真图，由图中可以看到，在上功率管开启和关断时的瞬间，开关节点SW处剧烈变化的dv/dt导致反馈电压FB产生较大幅度的毛刺，第五PMOS管MP5的沟调效应导致反馈电压FB在开关节点SW的电位处在不同电位时的稳态值存在差异，反馈电压FB在整个开关周期内存在0.9V的抖动，而且这个幅度会随着开关节点SW处电位变化的速度和幅度改变而变化，导致反馈系统箝位电压的不准确。
针对上述分析，本发明针对图2的改进结构提出进一步的改进，如图5所示为本发明提出的一种无片外大电容的驱动自举电路结构示意图，包括低压差线性稳压器、肖特基二极管和自举电容Cboot，自举电容Cboot的一端连接肖特基二极管的阴极并输出供电电压BST，另一端连接DC/DC转换电路的开关节点；低压差线性稳压器包括误差放大器、抗干扰模块和LDO功率管MP，误差放大器的反相输入端连接基准电压Vref，其输出端连接LDO功率管MP的栅极；LDO功率管MP的源极连接输入电压VIN，其漏极连接肖特基二极管的阳极；抗干扰模块包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5，第一电阻R1和第二电阻R2串联，其串联点连接第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的栅极，第一电阻R1的另一端连接第四PMOS管MP4的漏极、第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅极，第二电阻R2的另一端连接第五PMOS管MP5的栅极并连接DC/DC转换电路中的开关节点；第二PMOS管MP2的源极连接第一PMOS管MP1的源极并连接肖特基二极管的阴极，其漏极连接第四PMOS管MP4的源极；第三PMOS管MP3的源极连接第一PMOS管MP1的漏极，其漏极连接第五PMOS管MP5的源极；第三电阻R3和第四电阻R4串联，其串联点连接误差放大器的同相输入端并通过第二电容C2后接地VSS，第三电阻R3的另一端连接第五PMOS管MP5的漏极并通过第一电容C1后接地VSS，第四电阻R4的另一端接地VSS。
图5给出了误差放大器EA的一种具体实现结构，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第五电阻R0和齐纳管，第二NMOS管MN2的栅极连接第一NMOS管MN1的栅极和漏极并连接偏置电流BISA，其源极连接第一NMOS管MN1的源极并接地VSS，其漏极连接第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4的源极；第三NMOS管MN3的栅极作为误差放大器的同相输入端，其漏极连接第七PMOS管MP7的栅极、第六PMOS管MP6的栅极和漏极；第四NMOS管MN4的栅极作为误差放大器的反相输入端，其漏极连接第七PMOS管MP7的漏极并作为误差放大器的输出端；第六PMOS管MP6和第七PMOS管MP7的源极连接输入电压VIN；第五电阻R0的一端连接输入电压VIN，另一端连接误差放大器的输出端；齐纳管的阴极连接输入电压VIN，其阳极连接误差放大器的输出端。
本实施例中将本发明的驱动自举电路用于BUCK电路，为BUCK电路中的上功率管MH提供随BUCK电路开关节点SW处电压变化的供电电压BST，使得BUCK电路中上功率管MH的栅源电位保持恒定的电压差。为了抑制电流缓冲结构中第五PMOS管MP5的有效沟道长度调制效应，采用由第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第一电阻R1组成的低压共源共栅CASCODE自偏置电流镜来实现图2结构中的V-I转换结构。此时产生的流经第三电阻R3和第四电阻R4的反馈电流IFB可以通过如下公式进行计算：
其中，BST-SW即为自举电容Cboot上的电压，在稳态时为恒定值。当第二PMOS管MP2的栅源电压VGS2，第一电阻R1和第二电阻R2选定时，反馈电流IFB为定值，再通过电流镜镜像后在反馈网络产生反馈电压FB。需要注意的是，第一电阻R1的选取必须使得做成该电流镜的两个MOS管第二PMOS管MP2和第四PMOS管MP4工作在饱和区。即第一电阻R1的选取值必须满足下列关系式：
|VTH_MP4|≤R1·IFB≤VSG_MP4-|VTH_MP2|
第二电阻R2的取值由所预设的基准电压Vref来决定。
此时第五PMOS管MP5可以看成是一个电流缓冲器，它的输入电流由低压CASCODE电流镜产生，而该电流镜的输入电流在浮动电源轨BST-SW中产生，反馈电流IFB与第五PMOS管MP5的沟调效应几乎无关。另外为了尽量避免引入第二PMOS管MP2的栅源电压VGS带来的非线性，采用的是只需要引入第一PMOS管MP1的栅源电压VGS1的低压cascode电流镜结构，考虑实际情况中参数漂移，由第二PMOS管MP2的栅源电压VGS2引起的自举电容Cboot两端电压的稳态值波动小于0.7V。
为了解决开关节点SW的dv/dt串扰效应，可以适当减小第五PMOS管MP5的面积，减小由第五PMOS管MP5的漏源寄生电容CGS耦合的高频电流。并且在A点和误差放大器EA的同相输入端均加入滤波电容即第一电容C1和第二电容C2，通过第一电容C1和第二电容C2的二次滤波作用来减小开关节点SW的dv/dt对反馈电压FB的影响，保证反馈系统箝位值的准确性。
本发明实现了在无需片外大电容Co的条件下实现了为自举电容Cboot充电的功能，并且解决了图2所示的改进结构存在的反馈电压FB抖动的缺陷。
图6为本发明所提出的一种全片内集成的驱动自举电路的仿真图，可以看到本发明在实现为自举电容Cboot充电的同时，有效抑制了反馈电压FB的电压抖动。具体工作流程如下：当连接上功率管驱动电路的脉冲宽度调制信号PWM翻低时，下功率管开启，开关节点SW处的电压被拉至地电平，LDO对自举电容Cboot进行充电，用于补充上功率管开启时自举电容Cboot上消耗的电荷。当脉冲宽度调制信号PWM翻高时，下功率管关断，上功率管开启，此时开关节点SW处的电位被抬升至高电平，上功率管栅极供电电压BST的值为开关节点SW处的电压值叠加自举电容Cboot上的电压值。即上功率管栅极供电电位BST和开关节点SW处的电压差维持恒定，保证了驱动电路的正常工作和上功率管的正常开启。
图6还给出了反馈电压FB的波形图，对比图3可以看出，上功率管栅极供电电位BST在开关切换时的电压变化量dv/dt的数值达到10V/ns，此时反馈电压FB的电压抖动从0.9V减小到0.05V。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种全片内集成的驱动自举电路，适用于DC/DC转换电路，为所述DC/DC转换电路内的上功率管的栅极提供随所述DC/DC转换电路的开关节点处电位变化的供电电压(BST)；
所述驱动自举电路包括低压差线性稳压器、肖特基二极管和自举电容(Cboot)，自举电容(Cboot)的一端连接肖特基二极管的阴极并输出所述供电电压(BST)，另一端连接所述DC/DC转换电路的开关节点；
所述低压差线性稳压器包括误差放大器、抗干扰模块和LDO功率管(MP)，所述误差放大器的反相输入端连接基准电压(Vref)，其输出端连接LDO功率管(MP)的栅极；LDO功率管(MP)的源极连接输入电压(VIN)，其漏极连接肖特基二极管的阳极；
其特征在于，所述抗干扰模块包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)、第三PMOS管(MP3)、第四PMOS管(MP4)和第五PMOS管(MP5)，
第一电阻(R1)和第二电阻(R2)串联，其串联点连接第三PMOS管(MP3)和第四PMOS管(MP4)的栅极，第一电阻(R1)的另一端连接第四PMOS管(MP4)的漏极、第一PMOS管(MP1)和第二PMOS管(MP2)的栅极，第二电阻(R2)的另一端连接第五PMOS管(MP5)的栅极并连接所述DC/DC转换电路中的开关节点；
第二PMOS管(MP2)的源极连接第一PMOS管(MP1)的源极并连接肖特基二极管的阴极，其漏极连接第四PMOS管(MP4)的源极；
第三PMOS管(MP3)的源极连接第一PMOS管(MP1)的漏极，其漏极连接第五PMOS管(MP5)的源极；
第三电阻(R3)和第四电阻(R4)串联，其串联点连接所述误差放大器的同相输入端并通过第二电容(C2)后接地(VSS)，第三电阻(R3)的另一端连接第五PMOS管(MP5)的漏极并通过第一电容(C1)后接地(VSS)，第四电阻(R4)的另一端接地(VSS)。
2.根据权利要求1所述的全片内集成的驱动自举电路，其特征在于，所述误差放大器包括第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第三NMOS管(MN3)、第四NMOS管(MN4)、第六PMOS管(MP6)、第七PMOS管(MP7)、第五电阻(R0)和齐纳管，
第二NMOS管(MN2)的栅极连接第一NMOS管(MN1)的栅极和漏极并连接偏置电流(BISA)，其源极连接第一NMOS管(MN1)的源极并接地(VSS)，其漏极连接第三NMOS管(MN3)和第四NMOS管(MN4)的源极；
第三NMOS管(MN3)的栅极作为所述误差放大器的同相输入端，其漏极连接第七PMOS管(MP7)的栅极、第六PMOS管(MP6)的栅极和漏极；
第四NMOS管(MN4)的栅极作为所述误差放大器的反相输入端，其漏极连接第七PMOS管(MP7)的漏极并作为所述误差放大器的输出端；
第六PMOS管(MP6)和第七PMOS管(MP7)的源极连接所述输入电压(VIN)；
第五电阻(R0)的一端连接所述输入电压(VIN)，另一端连接所述误差放大器的输出端；
齐纳管的阴极连接所述输入电压(VIN)，其阳极连接所述误差放大器的输出端。
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