CN210780554U

CN210780554U - 一种控制电路

Info

Publication number: CN210780554U
Application number: CN201921696000.4U
Authority: CN
Inventors: 张彦斌; 金亮; 刘晓旭
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2019-10-11
Filing date: 2019-10-11
Publication date: 2020-06-16
Anticipated expiration: 2029-10-11

Abstract

本实用新型提出一种用于自激推挽拓扑的控制电路，包括取样反馈电路T100、运放比较电路T110、电容C1和恒流源IC1，运放比较电路T110的运放输出端接电阻R5一端，电阻R5另一端连接恒流源IC1输入端，恒流源IC1输出端连接至自激推挽拓扑中变压器T1的辅助绕组的中心抽头3处，电容C1连接于恒流源IC1输出端和地GND之间。本实用新型利用恒流源在低供电电压情况下输出电流随输入电压变化而变化，即恒流源在较低输入电压时工作于线性状态的特性，控制三极管TR1、三极管TR2基极电流，从而控制变压器原边绕组的电压，并以此调节输出电压稳定的控制方法，同时，利用恒流源器件的负温度特性，可以较大程度上抵消三极管放大倍数为正温度特性带来的影响，优化产品温度特性。

Description

一种控制电路

技术领域

本实用新型涉及一种控制电路，特别涉及一种用于自激推挽拓扑的控制电路。

背景技术

自激推挽拓扑自1955年由美国人罗耶(G.H.Royer)发明以来，因其电路自激，无需额外振荡源、驱动简单、开关噪声小等优点，经过不断优化，现被广泛应用于工业控制、仪器仪表等行业，是当今电子信息产业的一种重要电源方式。

目前，市面上采用自激推挽拓扑设计的输出稳压式开关电源，大多使用如图1所示的控制电路，包括取样反馈电路、运放比较电路、电阻R6、电阻R7、三极管TR3。取样反馈电路包括电阻R1和电阻R2，电阻R1一端连接电阻R2一端，电阻R1另一端为取样反馈电路的输入端，连接自激推挽拓扑的输出电压HV，电阻R2另一端接地GND；运放比较电路包括运算放大器IC2A、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电容C3、电容C4，运算放大器IC2A反向输入端接电阻R2一端、电容C4一端，电容C4另一端连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器IC2A输出端、电阻R5一端，运算放大器IC2A正相输入端接电容C3一端、电阻R3一端、基准电平Vref，电容C3另一端连接电阻R3另一端并接地GND；运算放大器IC2A的输出端通过电阻R5、电阻R6及电阻R7进行分压，并通过电阻R6与电阻R7连接处接至三极管TR3的基极，三极管TR3的集电极连接外部电平VCC，三极管TR3的发射极连接自激推挽拓扑中变压器T1的辅助绕组的中心抽头3处。

即通过取样反馈电路采样输出电压，并通过运放比较电路的输出，控制三极管TR3的基极电流，从而控制自激推挽拓扑中三极管TR1、TR2的基极电流，以此来控制推挽变压器初级绕组的电压，进而稳定输出电压。

但此种控制电路因为三极管本身的特性，通常存在以下缺陷：

1、因为三极管电流放大倍数具有正温度特性，所以在高温情况下，三极管电流放大倍数较大，导致高温下三极管TR1、TR2的基极电流变大，造成电路空载功耗变大、效率变低，甚至可能导致输出电压的温漂变大；低温时，三极管电流放大倍数变小，导致三极管TR1、TR2的基极电流变小，可能造成产品启动不良等异常；

2、因为两只三极管的特性、寄生参数以及回路阻抗等不可能完全一致，所以易出现三极管驱动不平衡的情况，严重时将导致其中一个三极管流过大部分电流，发热严重甚至烧毁，从而导致产品效率低、损耗大、温度高，甚至导致产品损坏；

3、如图1所示，三极管TR3需外接偏置电压Vcc，来给三极管TR3提供集电极电流，即给三极管TR1、TR2提供基极电流，所以其电路设计更复杂，成本也相对更高。

实用新型内容

有鉴如此，本实用新型提出一种控制电路，能够简化电路设计的同时，有效改善三极管温度特性对于产品高低温坏境下的性能影响，提升电路温度特性及可靠性。

本实用新型通过以下技术方案实现：

一种控制电路，用于自激推挽拓扑中，包括取样反馈电路T100、运放比较电路T110，其特征在于：还包括电容C1和恒流源IC1；运放比较电路T110的运放输出端接电阻R5一端，电阻R5的另一端连接恒流源IC1的输入端，恒流源IC1的输出端连接至自激推挽拓扑中变压器T1的辅助绕组的中心抽头3处，电容C1连接于恒流源IC1的输出端和地GND之间。

本实用新型利用了恒流源器件其输入电压与输出电流的特性(特性曲线如图2所示)，即恒流源在低供电电压情况下，输出电流随输入电压变化而变化(图2中a-b段曲线)实现对于三极管TR1、TR2基极电流的控制，其具体工作原理及过程如下：当自激推挽拓扑电路输出电压Vo偏高时，通过反馈取样电路得到的采样电压Vo1升高，电压Vo1接入运放比较电路的反向输入端，与接在运放比较电路正向输入端的基准电压Vref进行比较，因为Vo1升高，当Vo1＞Vref时，运放比较电路输出电压Vo2降低，此时根据恒流源IC1的输出特性，恒流源IC1输出电流减小，即流入三极管TR1、TR2的基极电流减小，三极管TR1、TR2集电极电流相应减小，三极管TR1、TR2导通程度降低，其Vce电压增大，导致变压器T1原边绕组电压降低，从而使得变压器T1副边绕组电压降低，使得输出电压降低，实现负反馈调节，保持输出电压稳定。(输出电压偏低时同理，仅调节方向相反)。

与现有技术相比，本实用新型具有如下的显著效果：

1、本实用新型电路采用恒流源IC1，电容C1代替现有方案中的三极管TR3、电阻，且无需外部增加偏置电压Vcc，设计简单、实现容易且成本较低；

2、本实用新型采用的恒流源具有负温度特性(特性曲线见图3),即在输入电压相同的情况下，低温时恒流源输出电流较大而高温时恒流源输出电流较小，这很大程度上对于三极管TR1、TR2的正温度特性做了补偿，因为在高温下，三极管TR1、TR2放大倍数增大，基极电流不变的情况下，集电极电流必然增大，从而增大了损耗，导致产品空载功耗显著增大，且效率降低，而恒流源IC1在高温情况下，其输出电流减小，即减小了三极管TR1、TR2的基极电流，使得三极管集电极电流也相应减小，很大程度上抵消了高温对于三极管放大倍数的影响，提高了产品温度特性；

3、本实用新型中使用的电容C1，其作用就是平衡自激推挽拓扑两个三极管TR1、TR2的驱动电压，通过调节电容C1的容量，可有效解决现有控制电路易导致的两个三极管TR1、TR2驱动不平衡的问题，实现对于三极管驱动信号的优化。

附图说明

图1为现有的用于自激推挽拓扑的控制电路；

图2为恒流源器件输入电压与输出电流特性曲线图；

图3为恒流源器件输出电流的温度特性曲线图；

图4为本实用新型应用于自激推挽拓扑的第一实施例电路原理图；

图5为本实用新型第一实施例三极管TR1、TR2的基极电压波形图；

图6为本实用新型第一实施例中，去掉电容C1后，三极管TR1、TR2的基极电压波形图。

具体实施方式

第一实施例

图4为本实用新型应用于自激推挽拓扑的第一实施例电路原理图，仅采用CW倍压整流电路作为整流滤波电路，以获得更高的输出电压，包括取样反馈电路T100、运放比较电路T110，取样反馈电路T100包括电阻R1和电阻R2，电阻R1一端连接电阻R2一端，电阻R1另一端为取样反馈电路T100的输入端，连接自激推挽拓扑的输出电压HV，电阻R2另一端接地GND；

运放比较电路T110包括运算放大器IC2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电容C3、电容C4，运算放大器IC2反向输入端接电阻R2一端、电容C4一端，电容C4另一端连接电阻R4一端，电阻R4另一端连接运算放大器IC2输出端、电阻R5一端，运算放大器IC2正相输入端接电容C3一端、电阻R3一端、基准电平Vref，电容C3另一端连接电阻R3另一端；

还包括电容C1和恒流源IC1，电阻R5另一端为运放比较电路T110的输出端连接恒流源IC1的输入端，恒流源IC1的输出端连接至自激推挽拓扑中变压器T1的辅助绕组的中心抽头3处，电容C1连接于恒流源IC1的输出端和地GND之间。

自激推挽拓扑包括三级管TR1、三级管TR2、变压器T1、电容C2、整流滤波电路，三极管TR1、TR2为NPN晶体三极管，恒流源的电流方向为流入NPN晶体三极管的基极，具体连接关系如图4所示。

通过实施此实施案例电路原理图，可实际实现1500VDC高压输出。

通过实际测试，发现本实用新型应用的实际实施案例对比现有电路方案，能够有效降低产品空载功耗，并且在高温环境下具备更好的温度特性；

实际测试数据如下表：

由以上数据可见本实用新型可以改善现有电路方案，在高温情况下，由于三极管放大倍数增大，导致集电极电流增大从而引起空载功耗增大，效率较低的不足，使产品具备更好的温度特性。

另外，本实用新型使用的电容C1，能够较好的平衡自激推挽拓扑中两个三极管TR1、TR2的驱动电压，使得两个三极管能够相对稳定的交替导通与关断，避免出现两个三极管同时导通的情况，如图6所示，为电容C1取10nF时，两个三极管TR1、TR2的驱动电压即基极电压波形，从图中可见，两个三极管TR1、TR2的基极电压相对平衡，二者交替导通与关断；而如图6所示，为去掉电容C1的情况下，可见两个三极管TR1、TR2的基极电压出现明显差异，并且存在两个三极管同时导通的情况(如图6中框内所示)。可见本实用新型电路能够轻松的通过调节电容C1的容量，使得自激推挽拓扑两个三极管相对稳定、平衡的交替导通与关断。

以上本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，用现有的滤波电路代替实施例一中的CW倍压整流电路、用现有的恒流源电路代替实施例中的恒流源器件等等，也能实现本实用新型的目的，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种控制电路，用于自激推挽拓扑中，包括取样反馈电路T100、运放比较电路T110，其特征在于：还包括电容C1和恒流源IC1；运放比较电路T110的运放输出端接电阻R5一端，电阻R5的另一端连接恒流源IC1的输入端，恒流源IC1的输出端连接至自激推挽拓扑中变压器T1的辅助绕组的中心抽头3处，电容C1连接于恒流源IC1的输出端和地GND之间。