CN103490631B - 一种dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电源与集成电路技术，具体的说是涉及一种输出电压可快速调节的DC-DC变换器。本发明所述的一种DC-DC变换器，包括驱动电路、PMOS管MP、NMOS管MN、PWM比较器、EA放大器、电感L、电容C、电阻R和电源Vin，其特征在于，还包括运算放大器，驱动电路、PMOS管MP、NMOS管MN、PWM比较器、EA放大器、电感L、电容C、电阻R和电源Vin构成传统的DC-DC变换器，运算放大器的正输入端和输出端连接作为缓冲器连接电容C的一端。本发明的有益效果为，具有结构简单，易于实现，低功耗，只需要较小的版图面积即可实现DC-DC变换器输出电压快速调节的优点。本发明尤其适用于DC-DC变换器。
Description
技术领域
本发明涉及电源与集成电路技术，具体的说是涉及一种输出电压可快速调节的DC-DC变换器。
背景技术
近年来，随着人们消费水平的提高，MP3、手机等便携式电子设备越来越普及，DC-DC变换器因在各种负载条件下能够保证较高的输出精度和较低的调整率以及高效率等优点，越来越受人们青睐和关注。通过人们的努力，现在商用的DC-DC变换器的变换效率最高可达95%以上。单纯的高变换效率已经不再是人们追求的目标，而是在于系统级的功耗优化和降低。由于功耗与电压的平方成正比关系，所以在SoC芯片中采用动态电压调节（Dynamic VoltageScaling，DVS）技术对于系统动态功耗的优化具有显著效果。
在低功耗数字电路的DVS控制中，其电源电压需要跟踪运行频率的变化。因此，在工作频率快速切换的数字电路中，需要快速的DVS变换器，以在保证正常工作的前提下，实现其动态调频情况下的低功耗运行。在已有的设计中，往往通过增加充电电流和扩展控制环路带宽提升DVS速度。而DVS速度的首要制约因素在于输出滤波电容的充电速度。在开关变换器中，往往需要较大的输出电容以得到较小的输出电压纹波，但较大的电容减小了DVS调压的速度。较小的输出电容的设计需要更高的开关频率，往往带来变换效率的降低。因此，DVS速度和输出电容间存在着较大的矛盾。
如图1所示，为现有的DC-DC变换器电路结构示意图，其工作原理为，当功率管MP导通时，功率管MN截止，此时电源电压Vin对电感L和电容C充电，同时也为负载电阻R提供能量。当功率管MP截止时，功率管MN导通，电感L和电容C为负载电阻R提供能量。其中EA放大器为整个系统环路提供相位补偿，并将输出电压和基准电压的差值放大后送给PWM比较器，PWM比较器的另一端接锯齿波电压Vsaw，PWM比较器输出的方波信号通过驱动电路来控制功率管MP和MN的导通和截止。如图2所示，现有的DC-DC变换器在基准电压上升的过程中，由于基准电压和输出电压的差值过大会使EA放大器输出电压降到最低，PWM比较器会输出占空比最大的方波信号，经过驱动电路开启功率管MP，电源电压Vin一直对电感和电容充电，电感电流快速上升，电感电流的急剧上升又会造成限流模块起到限流作用，最终使得电感电流在限流值附近变化，此过程中电感电流一直以最大限流电流对电容充电，直到输出电压上升到和基准电压相等的值。在最大电流对电容充电过程中，限制输出电压上升速度的因素包括电感电流的上升速度和电容大小，尤其是电容大小。电感电流的上升速度主要受电感限制。由于在开关变换器中为了得到较小的纹波电压而使用较大的电容和电感，而较大的电容和电感使输出电压上升速度下降。在基准电压下降的过程中，EA比较器输出占空比最小的方波信号使得PWM比较器一直关闭功率管MP，同时开启功率管MN，使得电感电流下降为零，电容C对电阻R以及电感L放电，造成输出电压下降，直到输出电压下降到等于基准电压。在电感电流为零的这段时间内，影响输出电压下降速度的因素包括电感下降速度和电容大小，尤其是电容大小。电感下降速度受电感限制。较大的电容和电感可以得到较小的纹波电压，而会限制输出电压的下降速度。
发明内容
本发明所要解决的，就是针对上述问题，提出一种DC-DC变换器。
本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：一种DC-DC变换器，包括驱动电路、PMOS管MP、NMOS管MN、PWM比较器、EA放大器、电感L、电容C、电阻R和电源Vin，其特征在于，还包括运算放大器；
所述PMOS管MP的源极连接电源Vin的正极、栅极连接驱动电路的一个输出端、漏极连接NMOS管MN的漏极和电感L的一端，NMOS管MN的栅极连接驱动电路的另一个输出端；
电感L的另一端连接电阻R的一端为电压输出端Vout，电压输出端Vout连接电容C的一端和EA放大器的正输入端；
电容C的另一端连接运算放大器的输出端和正输入端，运算放大器的负输入端连接EA放大器的负输入端，EA放大器的输出端连接PWM比较器的负输入端；
PWM比较器的正输入端连接锯齿波电压Vsaw、输出端连接驱动电路的输入端；
NMOS管MN的源极、电阻R的另一端和电源Vin的负极均接地。
本发明总的技术方案，通过将DC-DC变换器的滤波电容与一个由运算放大器构成的缓冲器相连。运算放大器的正输入端和其输出端相连接来构成缓冲器，而负输入端接基准电压。运算放大器具有高增益，高带宽等特性，能够实现与运算放大器相连的电容一侧电压随基准电压变化而同步变化的功能，同时其构成的缓冲器输出电阻小，能够驱动基准电压实现DC-DC变换器输出电压的快速调节。
本发明所采用的利用缓冲器来实现输出电压快速调节的DC-DC变换器，其原理为DC-DC变换器不进行输出电压调节时，与缓冲器相连的滤波电容端电压固定，同时缓冲器的输出电阻很小，可以视为虚地；DC-DC变换器进行输出电压调节时，与缓冲器相连的滤波电容端电压随基准电压变化而快速变化，由于电容两端电压不能突变，电容电荷将保持守恒。因为滤波电容基本不会发生电荷的充放，滤波电容另一端的电压即输出电压也就实现了快速变化，同时，输出节点的等效电容维持不变，输出电压纹波也不会受到影响。可以看出本发明的DC-DC变换器在进行输出电压调节的过程中，输出电压能够跟随基准电压的变化，不需要通过电容的充放电来调节输出电压，故输出电压的调节速度与滤波电容即电感大小无关，从而实现了输出电压的快速调节。
本发明将滤波电容一端由地变为缓冲器驱动的基准电压。由于电容两端电压不能突变，电荷保持守恒。所以在DVS过程中，滤波电容基本不会发生电荷的充放，从而大大提升了DVS速度。同时，输出节点的等效电容维持不变，输出电压纹波也不会受到影响。
本发明的有益效果为，具有结构简单，易于实现，低功耗，只需要较小的版图面积即可实现DC-DC变换器输出电压快速调节的优点。
附图说明
图1是传统的DC-DC变换器的电路原理示意图；
图2是应用传统结构的DC-DC变换器实现DVS的原理图；
图3是本发明的的DC-DC变换器电路原理示意图；
图4是应用本发明的DC-DC变换器实现DVS原理图；
图5是应用传统结构的DC-DC变换器实现DVS仿真图；
图6是应用本发明结构的DC-DC变换器实现DVS仿真图。
具体实施方式
下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：
如图1所述，为传统的DC-DC变换器基本框架结构。对图1所示的DC-DC变换器进行输出电压调节的原理图如图2所示。DC-DC变换器调节输出电压上升的过程中，基准电压的快速上升，使PWM比较器输出占空比很大的方波信号，通过驱动电路长时间开启功率管MP，造成电感电流快速上升。电感电流超过了限流模块设定的值之后，电感电流在限流值附近变化。此过程电感电流以最大电流对电容充电，使得输出电压快速上升，直到输出电压和基准电压相等。此过程中滤波电容的大小直接限制了电容的充电速度，使输出电压不能快速上升。DC-DC变换器调节输出电压下降的过程中，基准电压的快速下降，使PWM比较器输出占空比很小的方波，从而长时间关闭功率管MP，电感电流下降到零，这个过程电容放电使得输出电压下降，直到输出电压和基准电压相等。
本发明的输出电压快速调节的DC-DC变换器，主要是调整DC-DC变换器的输出端部分。滤波电容一端不再与地相连，而是加入了由缓冲器驱动的基准电压。运算放大器的一个输入端与其输出端相连，另一个输入端与基准电压相连，电路结构如图3所示。运算放大器具有高增益，高带宽等理想特性，其构成的缓冲器具有输入输出端电压同步变化，输出电阻小，驱动能力强的特性。
本发明的DC-DC变换器，如果不对输出电压调压，由于运算放大器具有高增益和高带宽的特性，则运算放大器的输出端电压与基准电压相等，图3的运算放大器与滤波电容相连的位置处电压值为固定值，同时缓冲器的输出电阻很小，可以认为滤波电容端为交流地，与传统的DC-DC变换器工作原理相同。另一方面，DC-DC变换器进行输出电压调节时，运算放大器的输入端电压发生变化，由运算放大器构成的缓冲器具有输入输出端电压同步变化的特性，可以得到运算放大器的输出端电压会随着输入端的基准电压变化而同步变化。根据电容两端电压不能突变的原则，电容两端的电荷基本没有损失。当电容一端电压实现变化时，电容的另一端电压也要相应的快速变化。与运算放大器相连的电容一端的电压变化时，则与输出端相连的电容另一端的电压也要实现相应的快速变化，同时输出节点的电容不会发生变化，故输出电压纹波也不会受到影响，这样DC-DC变换器就能实现输出电压的快速调节。
可以看出，本发明的变换器进行输出电压的调节过程中，由于电容两端电压不能突变的原则，输出电压能够跟随基准电压的变化，而不需要像传统的DC-DC变换器那样通过滤波电容的充放电来调节输出电压，这样滤波电容及电感的大小就不会影响到输出电压的调节速度，输出电压的调节速度和输出电容之间的矛盾也就消除了，因此能够实现输出电压的快速调节。图3的DC-DC变换器实现输出电压的调节原理图如图4所示。
本发明DC-DC变换器，仿真结果验证了这种方法的正确性。如图5和图6所示，本发明的实现输出电压快速调节的DC-DC变换器输出电压上升和下降速度如图5所示，分别为290mV/μs和285.9mV/μs，而传统的DC-DC变换器输出电压上升和下降速度如图6所示，分别为48.06mV/μs和17.84mV/μs，效果十分明显。
Claims (1)
1.一种DC-DC变换器，包括驱动电路、PMOS管MP、NMOS管MN、PWM比较器、EA放大器、电感L、电容C、电阻R和电源Vin，所述PMOS管MP的源极连接电源Vin的正极、栅极连接驱动电路的一个输出端、漏极连接NMOS管MN的漏极和电感L的一端，NMOS管MN的栅极连接驱动电路的另一个输出端；
电感L的另一端连接电阻R的一端为电压输出端Vout，电压输出端Vout连接电容C的一端和EA放大器的正输入端；PWM比较器的正输入端连接锯齿波电压Vsaw、输出端连接驱动电路的输入端；
NMOS管MN的源极、电阻R的另一端和电源Vin的负极均接地；
其特征在于，还包括运算放大器；
电容C的另一端连接运算放大器的输出端和正输入端，运算放大器的负输入端连接EA放大器的负输入端，EA放大器的输出端连接PWM比较器的负输入端。
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