JPH0382364A - 昇降圧チョッパ装置 - Google Patents
昇降圧チョッパ装置Info
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- JPH0382364A JPH0382364A JP1216857A JP21685789A JPH0382364A JP H0382364 A JPH0382364 A JP H0382364A JP 1216857 A JP1216857 A JP 1216857A JP 21685789 A JP21685789 A JP 21685789A JP H0382364 A JPH0382364 A JP H0382364A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
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- 101000892301 Phomopsis amygdali Geranylgeranyl diphosphate synthase Proteins 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/135—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M3/137—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/142—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電気車用補助直流電源等に用いられる直流直流
変換装置に関するものである。
変換装置に関するものである。
一般に、電気車用補助直流電源としてチョッパ装置を適
用する場合、２重降圧チヨ、パとして第４図に示すもの
が知られている。
用する場合、２重降圧チヨ、パとして第４図に示すもの
が知られている。
第４図において１は直流電源、２，９はリアクトル、３
，４．１０はコンデンサ、５．６はスイ。
，４．１０はコンデンサ、５．６はスイ。
チング素子、７，８はダイオード、１１は負荷である。
かような回路構成のものは、入力となる直流電源１とコ
ンデンサ３，４にてほぼ等しい電圧に分圧し、２つのス
イッチング素子５．６を一般的には１８０°の位相差を
もって交互にオンオフさせることにより、直流電源電圧
に比して耐圧の低いスイ。
ンデンサ３，４にてほぼ等しい電圧に分圧し、２つのス
イッチング素子５．６を一般的には１８０°の位相差を
もって交互にオンオフさせることにより、直流電源電圧
に比して耐圧の低いスイ。
チング素子とスイッチング素子の動作周期に比して小さ
いリアクトルをもって、直流直流変換が行えるために慣
用されているところであり、その詳細説明を省略するが
、この機能を第５図を参照して説明する。
いリアクトルをもって、直流直流変換が行えるために慣
用されているところであり、その詳細説明を省略するが
、この機能を第５図を参照して説明する。
第５図は第４図の各部波形を示すもので、Ｇｌ。
Ｇ２はスイッチング素子５．６のゲート信号、Ｖ、、１
．はリアクトル９の両端の電圧、を流、Ｖ。
．はリアクトル９の両端の電圧、を流、Ｖ。
は直流出力電圧のコンデンサ１０の電圧である。ここに
第５図においては、（ａ）はコンデンサ１０の電圧ｖｏ
がコンデンサ３，４の電圧より低い場合の動作を示し、
（ｂ）は電圧Ｖｏがコンデンサ３．４の電圧より高く、
直流電源ｌの電圧ｖＤより低い場合の動作を示す。
第５図においては、（ａ）はコンデンサ１０の電圧ｖｏ
がコンデンサ３，４の電圧より低い場合の動作を示し、
（ｂ）は電圧Ｖｏがコンデンサ３．４の電圧より高く、
直流電源ｌの電圧ｖＤより低い場合の動作を示す。
まず第５図（ａ）において、いま時刻Ｔ、でスイッチン
グ素子５がオンしたとすると、 コンデンサ３−スイッチング素子５−リアクトル９−コ
ンデンサ１０（負荷１１）−ダイオード８→コンデンサ
３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ３の電圧をＶＤ
ＩＣ＃（ｖＤ／２）〕とすると、リアクトル９には電圧
ＶＤＩとコンデンサ１０の電圧Ｖ、の差の電圧が印加さ
れるため、リアクトル９にはそのインダクタンスＬで決
まる勾配、すなわち に従って１流が増加しながら流れ、負荷１１に電力を供
給しつつリアクトル９に電力が蓄えられる。
グ素子５がオンしたとすると、 コンデンサ３−スイッチング素子５−リアクトル９−コ
ンデンサ１０（負荷１１）−ダイオード８→コンデンサ
３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ３の電圧をＶＤ
ＩＣ＃（ｖＤ／２）〕とすると、リアクトル９には電圧
ＶＤＩとコンデンサ１０の電圧Ｖ、の差の電圧が印加さ
れるため、リアクトル９にはそのインダクタンスＬで決
まる勾配、すなわち に従って１流が増加しながら流れ、負荷１１に電力を供
給しつつリアクトル９に電力が蓄えられる。
またこのとき、
直流４源１→リアクトル２−コンデンサ３−ｈコンデン
サ４−直流電源１ の径路で、入力となる直流［［１から電力が供給される
。この状態は時刻Ｔ１まで続く。
サ４−直流電源１ の径路で、入力となる直流［［１から電力が供給される
。この状態は時刻Ｔ１まで続く。
時刻Ｔ！でスイッチング素子５がオフすると、リアクト
ル９−４コンデンサ１０（負荷１１）→ダイオード８→
ダイオード７→リアクトル９の閉回路が構成され、リア
クトル９にはコンデンサ１０と等しい電圧が期間（Ｔｏ
＝Ｔ１ ）とは逆向きに発生し、 に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。また、このとき直流電源１か
ら電力が供給されるのは期間（’ｒ、−’ｒ、）と同様
である。
ル９−４コンデンサ１０（負荷１１）→ダイオード８→
ダイオード７→リアクトル９の閉回路が構成され、リア
クトル９にはコンデンサ１０と等しい電圧が期間（Ｔｏ
＝Ｔ１ ）とは逆向きに発生し、 に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。また、このとき直流電源１か
ら電力が供給されるのは期間（’ｒ、−’ｒ、）と同様
である。
時刻Ｔ２以降の期間においては、スイッチング素子６と
コンデンサ４をもって同様の動作が繰り返される。
コンデンサ４をもって同様の動作が繰り返される。
この全体の期間のうち、期間（Ｔｏ ＝Ｔｌ） 、 （
Ｔ＊〜Ｔｓ）においてはコンデンサ１０（負荷１１）に
対して直流電源ｌから電力が供給されるため、コンデン
サ１０の容量と負荷１１の量に応じて電圧Ｖｏが上昇す
る方向にある。一方、期間（ＴＩ −Ｔｚ ） 、 （
Ｔｓ 〜Ｔｏ ）の期間においてはリアクトル９および
コンデンサ１０が負荷１１に対して電力を供給するため
、電圧ｖｏが下降する方向にある。よって、全体の期間
を通して電圧ＶＯは最大上昇時の電圧と最低下降時の平
均値に制御される。
Ｔ＊〜Ｔｓ）においてはコンデンサ１０（負荷１１）に
対して直流電源ｌから電力が供給されるため、コンデン
サ１０の容量と負荷１１の量に応じて電圧Ｖｏが上昇す
る方向にある。一方、期間（ＴＩ −Ｔｚ ） 、 （
Ｔｓ 〜Ｔｏ ）の期間においてはリアクトル９および
コンデンサ１０が負荷１１に対して電力を供給するため
、電圧ｖｏが下降する方向にある。よって、全体の期間
を通して電圧ＶＯは最大上昇時の電圧と最低下降時の平
均値に制御される。
つぎに第５図（ｂ）においては、時刻Ｔ４においてスイ
ッチング素子６がオンしたとすると、このモードにおい
ては既にスイッチング素子５はオンしており、 コンデンサ３−スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ１０（負荷１１）→スイッチング素子６→コン
デンサ４→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ４の電圧ヲＶｎ
ｓ（＃（Ｖｎ／２）”） トすルト、リアクトル９には
電圧ＶＤＩ ｅ ＶＤＭの和と電圧ｖｏの差およびイン
ダクタンスＬで決まる勾配、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９に電力が蓄えられる。
ッチング素子６がオンしたとすると、このモードにおい
ては既にスイッチング素子５はオンしており、 コンデンサ３−スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ１０（負荷１１）→スイッチング素子６→コン
デンサ４→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ４の電圧ヲＶｎ
ｓ（＃（Ｖｎ／２）”） トすルト、リアクトル９には
電圧ＶＤＩ ｅ ＶＤＭの和と電圧ｖｏの差およびイン
ダクタンスＬで決まる勾配、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９に電力が蓄えられる。
時刻Ｔ、でスイッチング素子６がオフすると、コンデン
サ３−スイ、チング素子５→リアクトル９−コンデンサ
１０（負荷１１）−ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、リアクトル９には電圧Ｖｏと電圧
ＶＤｗ（＃（Ｖｏ／２）”］の差およびインダクタンス
Ｌで決まる勾配、 すなわち に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。時刻Ｔ６以降はコンデンサ４
とスイッチング素子６をもって同様の動作が繰り返され
る。
サ３−スイ、チング素子５→リアクトル９−コンデンサ
１０（負荷１１）−ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、リアクトル９には電圧Ｖｏと電圧
ＶＤｗ（＃（Ｖｏ／２）”］の差およびインダクタンス
Ｌで決まる勾配、 すなわち に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。時刻Ｔ６以降はコンデンサ４
とスイッチング素子６をもって同様の動作が繰り返され
る。
全体の期間を通して直流電源１から電力が供給される動
作と電圧ｖｏが制御される動作は第５図＜ａ）の場合と
同様である。
作と電圧ｖｏが制御される動作は第５図＜ａ）の場合と
同様である。
かようにしてこの方式によるものはつぎの利点を有する
。
。
（１）各スイッチング素子には直流電源１をコンデンサ
３，４で分圧した電圧しかかからないため、直流を源ｌ
の電圧に比べて低い耐圧の素子が使用できる。
３，４で分圧した電圧しかかからないため、直流を源ｌ
の電圧に比べて低い耐圧の素子が使用できる。
（２）２つのスイッチング素子が交互にオンオフ（一般
的には１８０°の位相差をもたせる）するため、リアク
トル９の両端にかかる電圧の周波数は各スイッチング素
子の動作周波数の２倍となり、リアクトル９を小さくで
きる。
的には１８０°の位相差をもたせる）するため、リアク
トル９の両端にかかる電圧の周波数は各スイッチング素
子の動作周波数の２倍となり、リアクトル９を小さくで
きる。
しかしながら、この種の従来例ではつぎの欠点がある。
（３）コンデンサ１０．の電圧、すなわち出力電圧の値
は直流電源ｌの電圧より高くすることはできない。
は直流電源ｌの電圧より高くすることはできない。
（４）通常、接地電位となる直流電源１の負極に対する
負荷電位がスイッチング素子６のオンオフに伴いコンデ
ンサ３の電圧分ステ、プ状に急変し・負荷回路に存在す
る接地に対する漏洩キャパシタンスを通して電流が流れ
、これがノイズとなる不具合がある。
負荷電位がスイッチング素子６のオンオフに伴いコンデ
ンサ３の電圧分ステ、プ状に急変し・負荷回路に存在す
る接地に対する漏洩キャパシタンスを通して電流が流れ
、これがノイズとなる不具合がある。
さて、電気車用補助直流電源等としてチ、、パ装置を適
用する場合においては、入力電圧の変動範囲が通常ＤＯ
９００〜１８００ボルトと大きいため、従来例の２重降
圧チョッパ装置の如く入力電圧よりも高い出力電圧が得
られない装置では、負荷が大容量のものの適用において
所’Ｊｔｌ流値が増加して装置が大型化する問題があっ
た。
用する場合においては、入力電圧の変動範囲が通常ＤＯ
９００〜１８００ボルトと大きいため、従来例の２重降
圧チョッパ装置の如く入力電圧よりも高い出力電圧が得
られない装置では、負荷が大容量のものの適用において
所’Ｊｔｌ流値が増加して装置が大型化する問題があっ
た。
また、信号機器への誘導ノイズ障害を防ぐために、負荷
回路の大地に対する電位変動を極力低減することにより
、対地キャパシタンスを通して高調波電流が流出するの
を防止する必要があるが、前述した如〈従来例の２重降
圧チョッパ装置ではスイ、チング索子のオンオフにより
、入力電圧の（１／２）の急峻かつ大きな電位変動があ
るため問題であった。
回路の大地に対する電位変動を極力低減することにより
、対地キャパシタンスを通して高調波電流が流出するの
を防止する必要があるが、前述した如〈従来例の２重降
圧チョッパ装置ではスイ、チング索子のオンオフにより
、入力電圧の（１／２）の急峻かつ大きな電位変動があ
るため問題であった。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであって
、その目的とするところは、出力電圧の値を入力電圧に
対して高くも低くも自由に設定でき、負荷回路の対地電
位がステップ状に変化せず、かつ従来例と同等の簡便な
回路構成をなす装置を提供することにある。
、その目的とするところは、出力電圧の値を入力電圧に
対して高くも低くも自由に設定でき、負荷回路の対地電
位がステップ状に変化せず、かつ従来例と同等の簡便な
回路構成をなす装置を提供することにある。
しかして本発明は、入力の直流電圧に３つのコンデンサ
の第１の直列回路と、２つのスイッチング素子の間にリ
アクトルを挿入した第２の直列回路を並列に接続し、そ
の中間のコンデンサの両端とリアクトルの両端とを２つ
のダイオードを介して接続し、この中間のコンデンサの
両端から負荷を取り出すよう構成してなるものである。
の第１の直列回路と、２つのスイッチング素子の間にリ
アクトルを挿入した第２の直列回路を並列に接続し、そ
の中間のコンデンサの両端とリアクトルの両端とを２つ
のダイオードを介して接続し、この中間のコンデンサの
両端から負荷を取り出すよう構成してなるものである。
かかる構成により、前述した如き目的を達成し得る昇降
圧可能な格別な装置を実現したものである。
圧可能な格別な装置を実現したものである。
以下、本発明を図面に基づいてさらに詳細説明する。
第１図および第２図は第４図および第５図に類して表し
た本発明の一実施例の要部構成およびその各部波形を示
すもので ２７ 、９／はリアクトル、３’ 、 ４’
、 １０’はコンデンサ、５’ 、 ６’はスイッチ
ング素子、７’ 、 ８’はダイオード、Ｇ１’ 、
Ｇ、’はスイッチング素子５− 、６Ｆのゲート信号、
Ｖｓ’ 、 Ｉ□′はリアクトル９′の電圧、を流、ｖ
ｏ′はコンデンサ１６’の電圧である。図中、第４図お
よび第５図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
た本発明の一実施例の要部構成およびその各部波形を示
すもので ２７ 、９／はリアクトル、３’ 、 ４’
、 １０’はコンデンサ、５’ 、 ６’はスイッチ
ング素子、７’ 、 ８’はダイオード、Ｇ１’ 、
Ｇ、’はスイッチング素子５− 、６Ｆのゲート信号、
Ｖｓ’ 、 Ｉ□′はリアクトル９′の電圧、を流、ｖ
ｏ′はコンデンサ１６’の電圧である。図中、第４図お
よび第５図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
すなわち、第１図の回路構成においては特に、直流電源
ｌに゛、スイッチング素子５′、リアクトル９′および
スイッチング素子６′の直列回路と、コンデンサ３’
、 １０’ 、 ４’の直列回路とが並列接続される。
ｌに゛、スイッチング素子５′、リアクトル９′および
スイッチング素子６′の直列回路と、コンデンサ３’
、 １０’ 、 ４’の直列回路とが並列接続される。
また、コンデンサ１０’の両端とリアクトル９′の両端
とはダイオード７’ 、 ８’ を介して図示の如き接
続をなし、コンデンサ１０′の両端と負荷１１が接続さ
れた構成をなすものである。
とはダイオード７’ 、 ８’ を介して図示の如き接
続をなし、コンデンサ１０′の両端と負荷１１が接続さ
れた構成をなすものである。
ここで、コンデンサ３’ 、 ４’ 、 １０’は通常
のチ、。
のチ、。
パ動作の１サイクルでは電圧が殆ど変化しないような大
容量のものである。
容量のものである。
さらに、かような回路構成のものの機能はっぎの如くで
ある。
ある。
まず第２図（ａ）に示した場合、したがって直流電源ｌ
の重圧ｖＤがコンデンサ１０′の電圧（出力電圧）ｖｏ
′より高い場合に、コンデンサ３’ 、 ４’の電圧は
［（ＶＤ＋Ｖ□’）／２）であり、いま時刻Ｔ、でスイ
ッチング素子５′がオンしたとすると、 コンデンサ３′−スイッチング素子５′−リアクトル９
′−ダイオード８′→コンデンサ１０′（負荷１１）→
コンデンサ３′ の閉回路がｉａされ、リアクトル９′にはコンデンサ３
’ 、 １０’の電圧とインダクタンスＬで決まる勾配
、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′にエネルギーが蓄えラレる。
の重圧ｖＤがコンデンサ１０′の電圧（出力電圧）ｖｏ
′より高い場合に、コンデンサ３’ 、 ４’の電圧は
［（ＶＤ＋Ｖ□’）／２）であり、いま時刻Ｔ、でスイ
ッチング素子５′がオンしたとすると、 コンデンサ３′−スイッチング素子５′−リアクトル９
′−ダイオード８′→コンデンサ１０′（負荷１１）→
コンデンサ３′ の閉回路がｉａされ、リアクトル９′にはコンデンサ３
’ 、 １０’の電圧とインダクタンスＬで決まる勾配
、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′にエネルギーが蓄えラレる。
またこのとき、
直流電源１−リアクトル２′−コンデンサ３′−コンデ
ンサ１０′（負１１１）−コンデンサ４′→直流亀源１ の経路で、入力となる直流電源ｌから鑞カが供給される
。
ンサ１０′（負１１１）−コンデンサ４′→直流亀源１ の経路で、入力となる直流電源ｌから鑞カが供給される
。
時刻ＴＩでスイッチング素子５′がオフすると。
リアクトル９′→ダイオード８′−コンデンサ１０’（
負荷１１）→ダイオード７′→リアクトル９′の閉回路
が構成され、リアクトル９′の両端には重圧ｖｏ′と等
しい電圧がダイオード８′との接続点側を正極として発
生し、リアクトル９′には（（ｄｉ／ｄｉ ）＝（Ｖｏ
’／Ｌ）］に従って電流が減少しながら流れ、リアクト
ル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流を
源１から電力が供給されるのは期間（ＴＯ−ＴＩ）と同
様である。
負荷１１）→ダイオード７′→リアクトル９′の閉回路
が構成され、リアクトル９′の両端には重圧ｖｏ′と等
しい電圧がダイオード８′との接続点側を正極として発
生し、リアクトル９′には（（ｄｉ／ｄｉ ）＝（Ｖｏ
’／Ｌ）］に従って電流が減少しながら流れ、リアクト
ル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流を
源１から電力が供給されるのは期間（ＴＯ−ＴＩ）と同
様である。
期間（Ｔ６ ＝Ｔｔ ）においては、コンデンサ１０’
、 負荷１１がコンデンサ３′から電力を供給される
ことになるため、コンデンサ１０′の容量と負荷ｌ！の
量に応じてコンデンサ１０′の電圧ｖｏ′、すなわち出
力電圧が上昇する方向にある。一方、期間（Ｔ１〜Ｔｚ
）においてはリアクトル９′がコンデンサｌＯ′、負荷
１１に対して電力を供給するため、電圧ｖｏ′は下降す
る方向にある。よって、時刻Ｔｏ→時刻時刻Ｔ１側時刻
の期間を通して電圧ｖｏ′は最高上昇時の電圧と最低下
降時の電圧の平均値に制御される。また。
、 負荷１１がコンデンサ３′から電力を供給される
ことになるため、コンデンサ１０′の容量と負荷ｌ！の
量に応じてコンデンサ１０′の電圧ｖｏ′、すなわち出
力電圧が上昇する方向にある。一方、期間（Ｔ１〜Ｔｚ
）においてはリアクトル９′がコンデンサｌＯ′、負荷
１１に対して電力を供給するため、電圧ｖｏ′は下降す
る方向にある。よって、時刻Ｔｏ→時刻時刻Ｔ１側時刻
の期間を通して電圧ｖｏ′は最高上昇時の電圧と最低下
降時の電圧の平均値に制御される。また。
時刻Ｔ３以降の期間においてはスイッチング素子６′と
コンデンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
コンデンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
とのようなモードでの動作は従来例と同様である。
つぎｌこ、直流ＩＥ源１の重圧ｖＤがコンデンサ１０′
の電圧（出力電圧） Ｖｏ’より低い場合を第２図（ｂ
）により詳述する。
の電圧（出力電圧） Ｖｏ’より低い場合を第２図（ｂ
）により詳述する。
時刻Ｔ４でスイッチング素子５′がオンし、このときに
はスイッチング素子６′は既にオンしているので、 コンデンサ３′−スイッチング素子５′→リアクトル９
′→スイ、チング素子６′→コンデンサ４′叫コンデン
サ１０′（負荷１１）→コンデンサ３′の閉回路がｉ３
ｅ、され、す７ クトル９’ ＥＣハ（（ｄｔ／ｄｉ
）＝（ｖｏ／Ｌ）） に従って電流が増加しながら流
れ、負荷に電力を供給しつつリアクトル９′にα力が蓄
えられる。この動作はコンデンサ１０’の電圧ｖｏ′す
なわち出力電圧の値とは関係なく行われる。
はスイッチング素子６′は既にオンしているので、 コンデンサ３′−スイッチング素子５′→リアクトル９
′→スイ、チング素子６′→コンデンサ４′叫コンデン
サ１０′（負荷１１）→コンデンサ３′の閉回路がｉ３
ｅ、され、す７ クトル９’ ＥＣハ（（ｄｔ／ｄｉ
）＝（ｖｏ／Ｌ）） に従って電流が増加しながら流
れ、負荷に電力を供給しつつリアクトル９′にα力が蓄
えられる。この動作はコンデンサ１０’の電圧ｖｏ′す
なわち出力電圧の値とは関係なく行われる。
またこのとき、
直流電源１−リアクトル２′−コンデンサ３′→コンデ
ンサ１０′（負荷１１）−コンデンサ４′→直流電Ｌｌ の経路で電力が供給される。
ンサ１０′（負荷１１）−コンデンサ４′→直流電Ｌｌ の経路で電力が供給される。
時刻Ｔ５でスイッチング素子６′がオフすると、コンデ
ンサ３′→スイ、チング素子５′−リアクトル９′→ダ
イオード８′→コンデンサ１０′（負荷１１）→コンデ
ンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′にはに従って電流
が減少しながら流れ、負荷に電力を供給しつつリアクト
ル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流電
源１から電力が供給されるのは期間（Ｔ４〜Ｔｓ）と同
様である。
ンサ３′→スイ、チング素子５′−リアクトル９′→ダ
イオード８′→コンデンサ１０′（負荷１１）→コンデ
ンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′にはに従って電流
が減少しながら流れ、負荷に電力を供給しつつリアクト
ル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流電
源１から電力が供給されるのは期間（Ｔ４〜Ｔｓ）と同
様である。
期間（Ｔ４〜Ｔｓ ） 、 （Ｔｓ −Ｔａ ）を通し
て電圧ｖＯ′が最低下降時の電圧と最高上昇時の電圧の
平均値に制御されるのは、第２図（ａ）に示した場合と
同様となる・また・時刻Ｔ６以降の期間においては、ス
イ、チング素子６′とコンデンサ４′をもって同様の動
作が繰り返される。
て電圧ｖＯ′が最低下降時の電圧と最高上昇時の電圧の
平均値に制御されるのは、第２図（ａ）に示した場合と
同様となる・また・時刻Ｔ６以降の期間においては、ス
イ、チング素子６′とコンデンサ４′をもって同様の動
作が繰り返される。
ここで、第２図（ａ）に示す場合にスイッチング素子５
′のオン期間すなわち時間（Ｔｏ＝Ｔｔ） をＴ。
′のオン期間すなわち時間（Ｔｏ＝Ｔｔ） をＴ。
時間（Ｔｏ−Ｔｚ）をＴ’ （通常一定値）として、直
流電源１の電圧ｖＤと出力電圧の関係はで表わされる。
流電源１の電圧ｖＤと出力電圧の関係はで表わされる。
よって、
となるようにＴを制御することにより、希望する出力電
圧を得ることができる。
圧を得ることができる。
また、第２図（ｂ）に示す場合も同様にして、スイ、チ
ング素子５′のオン期間すなわち時間（Ｔ４−Ｔｙ ）
ヲＴ ＝ 時間（Ｔ４−Ｔａ ）ヲＴ’ トシテ、ｔＥ
ＥＶ７゜と電圧ｖｏ′の関係を表わすと、次式のように
なる。
ング素子５′のオン期間すなわち時間（Ｔ４−Ｔｙ ）
ヲＴ ＝ 時間（Ｔ４−Ｔａ ）ヲＴ’ トシテ、ｔＥ
ＥＶ７゜と電圧ｖｏ′の関係を表わすと、次式のように
なる。
よって、
となり、同様にＴを制御すると、希望する電圧ｖｏ′を
得ることができる。
得ることができる。
かくの如き第１図の回路動作によるも、動作の全期間を
通してコンデンサ１０′（負荷１１）のダイオード８′
側端子の直流電源１の負極に対する電位は、コンデンサ
４′の両端電圧と同じく、すなわち（（Ｖｏ ＋Ｖｏ’
） ／ ２ ）を有し、ステップ状に急変することはな
い。
通してコンデンサ１０′（負荷１１）のダイオード８′
側端子の直流電源１の負極に対する電位は、コンデンサ
４′の両端電圧と同じく、すなわち（（Ｖｏ ＋Ｖｏ’
） ／ ２ ）を有し、ステップ状に急変することはな
い。
第３図は本発明の他の実施例の要部構成を示すもので、
３＃１４“、１０′はコンデンサ、５″１６″はスイッ
チング素子、７／／ 、 Ｂ／／はダイオード、９″は
リアクトルである。図中、第４図および第１図と同符号
のものは同じ構成部分を示す。
３＃１４“、１０′はコンデンサ、５″１６″はスイッ
チング素子、７／／ 、 Ｂ／／はダイオード、９″は
リアクトルである。図中、第４図および第１図と同符号
のものは同じ構成部分を示す。
すなわち、この他の実施例の回路構成においては、コン
デンサ１０”の両＠［圧が第１図および第２図に示した
実施例のものと逆極性になること、コアテン＋ ３”
、 ４” ｃ７）！圧カ（（ＶＤ−Ｖｏ”）／２）で表
わされ、（ＶＤ＜ｖＯ″）の期間には極性が反転する相
違点を有するものの、動作はほぼ同様であること明らか
である。
デンサ１０”の両＠［圧が第１図および第２図に示した
実施例のものと逆極性になること、コアテン＋ ３”
、 ４” ｃ７）！圧カ（（ＶＤ−Ｖｏ”）／２）で表
わされ、（ＶＤ＜ｖＯ″）の期間には極性が反転する相
違点を有するものの、動作はほぼ同様であること明らか
である。
よって、この構成によるものも、コンデンサ３１１ 、
４１１に印加される電圧は非常に小さな値とすることが
でき、両極性のコンデンサを使用することにより装置を
小型・４Ｉ量化できる。
４１１に印加される電圧は非常に小さな値とすることが
でき、両極性のコンデンサを使用することにより装置を
小型・４Ｉ量化できる。
以上説明したように本発明によれば、従来の２重降圧チ
ヨ、パと同等の簡便な回路Ｉｌｌ或による昇降圧可能な
直流直流変換装置を提供できる。
ヨ、パと同等の簡便な回路Ｉｌｌ或による昇降圧可能な
直流直流変換装置を提供できる。
また、本発明において負荷回路の直流電源の負極に対す
る電位は、スイッチング素子のオンオフに関係せずステ
、プ状の急変がなく、対地キャパシタンスを通しての高
調波ノイズの発生が少ない装置を実現できる。さらにま
た、２つのスイッチング素子の動作は互いに位相をずら
せて交互にスイッチングさせることは変わりなく、前述
の従来例の利点を損うものでない。
る電位は、スイッチング素子のオンオフに関係せずステ
、プ状の急変がなく、対地キャパシタンスを通しての高
調波ノイズの発生が少ない装置を実現できる。さらにま
た、２つのスイッチング素子の動作は互いに位相をずら
せて交互にスイッチングさせることは変わりなく、前述
の従来例の利点を損うものでない。
なお、本説明においてはスイッチング素子としてＧＴＯ
の図示例によるものであるが、本発明はこれにとられれ
ることなく、トランジスタ、ＦＦ１Ｔ等の他のスイッチ
ング素子でも何らさしつかえなく適用可能なことは言う
までもない。
の図示例によるものであるが、本発明はこれにとられれ
ることなく、トランジスタ、ＦＦ１Ｔ等の他のスイッチ
ング素子でも何らさしつかえなく適用可能なことは言う
までもない。
第１図および第２図は本発明の一実ね例の要部構成を示
す回路図およびその各部波形を示す波形図、第３図は本
発明の他の実施例の要部構成を示す回路図、第゛４図お
よび第５図は公知の２重降圧チｍｙパを説明するため示
した回路図およびその各部波形を示す波形図である。 １・・・・・・直流電源、２ 、９ 、２’ 、 ９’
、 ９”・・・・・・リアクトル、 ３ 、４ 、１
０．３’、４’、１０’、３”、４”。 １０″・・・・・・コンデンサ、５ 、６ 、５’ 、
６’ 、 ５”６″・・・・・・スイッチング素子、
７ 、８ 、７’ 、 ８’７１１ 、 ｆ３１１・
・・・・・ダイオード、１１・・・・・・負荷。 ％作出願人 東洋電機製造株式会社 代表者 上 村 哲 第３図 葛 圓 為 乃 乃 ４ Ｔｓ ７ｇ Ｔ７ 搗ｄ 図 ＠、Ｓ図 （α）（棒る＞ ＶＯ） （ｂ）（つろ＜ Ｖｏ ＜ Ｖｖ） Ｔ。 １ 乃 １１虻 ｃ Ｔ７ 手 続 補 正 書（自発） 平底 １年 ９月ｚｆ−日 平成１年特許願第２１６８５７号 ２゜ 発明の名称 昇降圧チッッパ装置 ３゜ 補正をする者 事件との関係
す回路図およびその各部波形を示す波形図、第３図は本
発明の他の実施例の要部構成を示す回路図、第゛４図お
よび第５図は公知の２重降圧チｍｙパを説明するため示
した回路図およびその各部波形を示す波形図である。 １・・・・・・直流電源、２ 、９ 、２’ 、 ９’
、 ９”・・・・・・リアクトル、 ３ 、４ 、１
０．３’、４’、１０’、３”、４”。 １０″・・・・・・コンデンサ、５ 、６ 、５’ 、
６’ 、 ５”６″・・・・・・スイッチング素子、
７ 、８ 、７’ 、 ８’７１１ 、 ｆ３１１・
・・・・・ダイオード、１１・・・・・・負荷。 ％作出願人 東洋電機製造株式会社 代表者 上 村 哲 第３図 葛 圓 為 乃 乃 ４ Ｔｓ ７ｇ Ｔ７ 搗ｄ 図 ＠、Ｓ図 （α）（棒る＞ ＶＯ） （ｂ）（つろ＜ Ｖｏ ＜ Ｖｖ） Ｔ。 １ 乃 １１虻 ｃ Ｔ７ 手 続 補 正 書（自発） 平底 １年 ９月ｚｆ−日 平成１年特許願第２１６８５７号 ２゜ 発明の名称 昇降圧チッッパ装置 ３゜ 補正をする者 事件との関係
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源の正極負極間に第１のリアクトルと第１の
スイッチング素子と第２のリアクトルと第２のスイッチ
ング素子とを直列に接続し、前記第２のリアクトルの負
極正極間に第１のダイオードと第１のコンデンサと第２
のダイオードを直列に接続し、前記第１のスイッチング
素子の正極と第１のコンデンサの負極との間に第２のコ
ンデンサをかつ第２のスイッチング素子の負極と第１の
コンデンサの正極との間に第３のコンデンサを接続する
とともに、前記第１のコンデンサの両端に負荷を接続し
たことを特徴とする昇降圧チョッパ装置。 ２ 直流電源の正極負極間に第１のリアクトルと第１の
スイッチング素子と第２のリアクトルと第２のスイッチ
ング素子とを直列に接続し、前記第２のリアクトルの負
極正極間に第１のダイオードと第１のコンデンサと第２
のダイオードを直列に接続し、前記第１のスイッチング
素子の正極と第１のコンデンサの正極との間に第２のコ
ンデンサをかつ第２のスイッチング素子の負極と第１の
コンデンサの負極との間に第３のコンデンサを接続する
とともに、前記第１のコンデンサの両端に負荷を接続し
たことを特徴とする昇降圧チョッパ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216857A JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
| US07/566,085 US5059887A (en) | 1989-08-23 | 1990-08-10 | Step-up and step-down chopper device |
| DE69009122T DE69009122T2 (de) | 1989-08-23 | 1990-08-20 | Aufwärts und abwärts Zerhacker. |
| EP90309099A EP0414465B1 (en) | 1989-08-23 | 1990-08-20 | Step-up and step-down chopper device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216857A JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0382364A true JPH0382364A (ja) | 1991-04-08 |
| JPH06103984B2 JPH06103984B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=16694997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1216857A Expired - Fee Related JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5059887A (ja) |
| EP (1) | EP0414465B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06103984B2 (ja) |
| DE (1) | DE69009122T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010536320A (ja) * | 2007-08-08 | 2010-11-25 | アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド | 二極性マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ |
| WO2020175078A1 (ja) * | 2019-02-25 | 2020-09-03 | 三菱電機株式会社 | 二重降圧チョッパ回路 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5208741A (en) * | 1991-03-28 | 1993-05-04 | General Electric Company | Chopper circuit for dynamic braking in an electric power conversion system |
| SE500589C2 (sv) * | 1992-10-22 | 1994-07-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Boost-konverter med låga förluster genom begränsad backström i huvuddioden |
| US5502630A (en) * | 1994-07-19 | 1996-03-26 | Transistor Devices, Inc. | Power factor corrected rectification |
| US6002603A (en) * | 1999-02-25 | 1999-12-14 | Elliott Energy Systems, Inc. | Balanced boost/buck DC to DC converter |
| JP3888895B2 (ja) * | 2001-12-21 | 2007-03-07 | 富士通株式会社 | 正負電源発生装置および半導体装置 |
| EP2151911A1 (de) * | 2008-08-06 | 2010-02-10 | ABB Schweiz AG | DC/DC-Wandler |
| WO2010115713A2 (de) * | 2009-04-07 | 2010-10-14 | Abb Schweiz Ag | Dc/dc-wandler |
| JP5766640B2 (ja) * | 2012-03-16 | 2015-08-19 | 株式会社東芝 | 電気車制御装置 |
| CN105763056A (zh) * | 2016-02-19 | 2016-07-13 | 京东方科技集团股份有限公司 | 直流变换器 |
| TWI708472B (zh) * | 2020-03-31 | 2020-10-21 | 義守大學 | 換流裝置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3808511A (en) * | 1969-03-26 | 1974-04-30 | Nasa | Load insensitive electrical device |
| JPS5840913B2 (ja) * | 1978-11-16 | 1983-09-08 | 横河電機株式会社 | 一般化ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
| GB2094076B (en) * | 1981-02-27 | 1984-05-02 | Marconi Co Ltd | Dc to dc converters |
| JPS5976170A (ja) * | 1982-10-21 | 1984-05-01 | Mitsubishi Electric Corp | チヨツパ装置 |
| SU1073860A1 (ru) * | 1982-12-31 | 1984-02-15 | Киевский Ордена Ленина Политехнический Институт Им.50-Летия Великой Октябрьской Социалистической Революции | Двухканальный преобразователь напр жени |
| DE3316251A1 (de) * | 1983-05-04 | 1984-11-08 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung |
| US4622511A (en) * | 1985-04-01 | 1986-11-11 | Raytheon Company | Switching regulator |
-
1989
- 1989-08-23 JP JP1216857A patent/JPH06103984B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-08-10 US US07/566,085 patent/US5059887A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-20 EP EP90309099A patent/EP0414465B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-08-20 DE DE69009122T patent/DE69009122T2/de not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010536320A (ja) * | 2007-08-08 | 2010-11-25 | アドバンスト・アナロジック・テクノロジーズ・インコーポレイテッド | 二極性マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ |
| WO2020175078A1 (ja) * | 2019-02-25 | 2020-09-03 | 三菱電機株式会社 | 二重降圧チョッパ回路 |
| CN113424423A (zh) * | 2019-02-25 | 2021-09-21 | 三菱电机株式会社 | 双降压斩波器电路 |
| JPWO2020175078A1 (ja) * | 2019-02-25 | 2021-10-21 | 三菱電機株式会社 | 二重降圧チョッパ回路 |
| US11973427B2 (en) | 2019-02-25 | 2024-04-30 | Mitsubishi Electric Corporation | Double step-down chopper circuit |
| CN113424423B (zh) * | 2019-02-25 | 2024-05-14 | 三菱电机株式会社 | 双降压斩波器电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5059887A (en) | 1991-10-22 |
| DE69009122T2 (de) | 1994-10-13 |
| EP0414465A3 (en) | 1991-03-27 |
| EP0414465B1 (en) | 1994-05-25 |
| DE69009122D1 (de) | 1994-06-30 |
| EP0414465A2 (en) | 1991-02-27 |
| JPH06103984B2 (ja) | 1994-12-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |