JPH03215168A - 多出力コンバータ及びその変調回路 - Google Patents
多出力コンバータ及びその変調回路Info
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- JPH03215168A JPH03215168A JP2009718A JP971890A JPH03215168A JP H03215168 A JPH03215168 A JP H03215168A JP 2009718 A JP2009718 A JP 2009718A JP 971890 A JP971890 A JP 971890A JP H03215168 A JPH03215168 A JP H03215168A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は多出力コンバータ及びその変調回路に関し、特
にスイッチング方式の多出力コンバータ及びその変調回
路に関する。
にスイッチング方式の多出力コンバータ及びその変調回
路に関する。
従来、この種の多出力コンバータは、第１１図あるいは
第１２図に示すように、１つの入力電圧源５１に対する
２つの出力のうち、一方の出力電圧をスイッチ素子４９
の開閉のデューティの変化により安定化し、他方の非安
定出力側は、第１１図の従来例では３端子レギュレータ
６２にて、又、第１２図に示す従来例では、主トランス
５０の２次側巻線と直列に接続された可飽和リアクトル
６９に流すリセット電流を誤差増幅器８０の出力にて駆
動されるトランジスタ７９のハイアス電圧を変化させる
ことにより変化し、可飽和リアクトル６９の電圧阻止期
間を変化させることにて出力電圧を安定化させていた。
第１２図に示すように、１つの入力電圧源５１に対する
２つの出力のうち、一方の出力電圧をスイッチ素子４９
の開閉のデューティの変化により安定化し、他方の非安
定出力側は、第１１図の従来例では３端子レギュレータ
６２にて、又、第１２図に示す従来例では、主トランス
５０の２次側巻線と直列に接続された可飽和リアクトル
６９に流すリセット電流を誤差増幅器８０の出力にて駆
動されるトランジスタ７９のハイアス電圧を変化させる
ことにより変化し、可飽和リアクトル６９の電圧阻止期
間を変化させることにて出力電圧を安定化させていた。
又、出力回路にトランスを用いない降圧コンバータ等を
用いる場合には、非安定出力側は第１１図の従来例と同
じように３端子レギュレー夕にて出力電圧を安定化させ
ていた。
用いる場合には、非安定出力側は第１１図の従来例と同
じように３端子レギュレー夕にて出力電圧を安定化させ
ていた。
上述した従来の多出力コンバータは、出力電圧を安定化
させるために３端子レギュレー夕を用いる場合、この３
端子にレギュレー夕の損失が大きく、効率が低下したり
、又、効率の低下による損失か大きくなるためコンバー
タに付属のラジエー夕等の冷却部品が大きくなり、コン
バータ自体の形状が大きくなるという問題があった。又
、３端子レギュレー夕によって出力電圧及び安定度が決
定され、出力電圧及び定電圧精度を任意に設定すること
かできないという問題点があった。
させるために３端子レギュレー夕を用いる場合、この３
端子にレギュレー夕の損失が大きく、効率が低下したり
、又、効率の低下による損失か大きくなるためコンバー
タに付属のラジエー夕等の冷却部品が大きくなり、コン
バータ自体の形状が大きくなるという問題があった。又
、３端子レギュレー夕によって出力電圧及び安定度が決
定され、出力電圧及び定電圧精度を任意に設定すること
かできないという問題点があった。
一方、可飽和リアクトルを用いた場合、可飽和リアクト
ルを駆動するためのトランジスタおよび抵抗等の部品か
必要となり、がっ、これらトランシスタおよび抵抗によ
って生する損失にて効率が低下するという問題点があっ
た。また、可飽和リアクトルによって出力電圧の安定化
時に可飽和リアクトルの損失による効率の低下、及び、
可飽和リアクトルが主トランスの１次側に及ぼす影響に
よる回路の発振の問題があった。特にスイッチング周波
数を上げた時には、可飽和リアクトルの損失が増大し、
スイッチング周波数を上げられず、小型化できないとい
う問題があった。
ルを駆動するためのトランジスタおよび抵抗等の部品か
必要となり、がっ、これらトランシスタおよび抵抗によ
って生する損失にて効率が低下するという問題点があっ
た。また、可飽和リアクトルによって出力電圧の安定化
時に可飽和リアクトルの損失による効率の低下、及び、
可飽和リアクトルが主トランスの１次側に及ぼす影響に
よる回路の発振の問題があった。特にスイッチング周波
数を上げた時には、可飽和リアクトルの損失が増大し、
スイッチング周波数を上げられず、小型化できないとい
う問題があった。
本発明の第１の目的は、３端子レギュレータや可飽和リ
アクトル用いることなく、スイッチ素子の開閉の制御だ
けで２つの出力回路の出力電圧を安定化できる多出力コ
ンバータを提供することにある。
アクトル用いることなく、スイッチ素子の開閉の制御だ
けで２つの出力回路の出力電圧を安定化できる多出力コ
ンバータを提供することにある。
この第１の目的を達成するため、本発明の多出力コンバ
ータはスイッチ素子の開閉のデューティのみならすスイ
ッチング周波数をも変化させる。
ータはスイッチ素子の開閉のデューティのみならすスイ
ッチング周波数をも変化させる。
ところが、従来のスイッチング方式のコンバータは、コ
ントロールＩＣを固定周波数で用いており、スイッチン
グのパルス幅を変化させるのみであった。そのため、パ
ルス幅だけでなくスイッチング周波数をも変化させよう
とすればコントロールＩＣを用いずに個別のトランジス
タ、演算増幅等を組み合わせて回路を楕成するしかなく
、したがって、非常に大規模な回路を構成して制御を行
なうしかなかっな。
ントロールＩＣを固定周波数で用いており、スイッチン
グのパルス幅を変化させるのみであった。そのため、パ
ルス幅だけでなくスイッチング周波数をも変化させよう
とすればコントロールＩＣを用いずに個別のトランジス
タ、演算増幅等を組み合わせて回路を楕成するしかなく
、したがって、非常に大規模な回路を構成して制御を行
なうしかなかっな。
本発明の第２の目的は、スイッチング方式のコンハー夕
用のコントロールＩＣに簡単な回路を付加し、スイッチ
素子のスイッチング周波数及びパルス幅を同時に変化で
きるようにした変調回路を提供することにある。
用のコントロールＩＣに簡単な回路を付加し、スイッチ
素子のスイッチング周波数及びパルス幅を同時に変化で
きるようにした変調回路を提供することにある。
つ課題を解決するための手段〕
本発明の多出力コンバータは、入力電圧源に接続したス
イッチ素子、前記入力電圧源がらみて逆方向に電流と流
すように前記スイッチ素子に並列に内蔵されるか又は外
付けされた第１の一方向性素子、ならびに、インタクタ
及びキャパシタがらなり前記スイッチ素子に流れる電流
を正弦波状にするように前記スイッチ素子に接続した共
振回路を有する共振スイ・ｌチ回路と、この共振スイッ
チ回路により入力かスイッチングされるように接続した
第１の出力回路と、前記入力電圧源と前記スイッチ素子
との直列接続回路に並列に接続した第２の出力回路と、
あらかじめ定めた第１の電圧に対する前記第１の出力回
路の出力電圧の誤差である第１の誤差信号が小さくなる
ように周波数が変化しあらかじめ定めた第２の電圧に対
する前記第２の出力回路の出力電圧の誤差である第２の
誤差信号が小さくなるようにパルス幅が変化するパルス
信号を発生して前記スイッチ素子の開閉を制御する変調
回路とを備えている。
イッチ素子、前記入力電圧源がらみて逆方向に電流と流
すように前記スイッチ素子に並列に内蔵されるか又は外
付けされた第１の一方向性素子、ならびに、インタクタ
及びキャパシタがらなり前記スイッチ素子に流れる電流
を正弦波状にするように前記スイッチ素子に接続した共
振回路を有する共振スイ・ｌチ回路と、この共振スイッ
チ回路により入力かスイッチングされるように接続した
第１の出力回路と、前記入力電圧源と前記スイッチ素子
との直列接続回路に並列に接続した第２の出力回路と、
あらかじめ定めた第１の電圧に対する前記第１の出力回
路の出力電圧の誤差である第１の誤差信号が小さくなる
ように周波数が変化しあらかじめ定めた第２の電圧に対
する前記第２の出力回路の出力電圧の誤差である第２の
誤差信号が小さくなるようにパルス幅が変化するパルス
信号を発生して前記スイッチ素子の開閉を制御する変調
回路とを備えている。
本発明の多出力コンバータが備える前記スイッチ素子が
電界効果トランジスタであってもよい。
電界効果トランジスタであってもよい。
又、本発明の多出力コンバータが備える前記第２の出力
回路の入力側に逆電流阻止用の第２の一方向性素子を含
んでいてもよい。
回路の入力側に逆電流阻止用の第２の一方向性素子を含
んでいてもよい。
更に、本発明の多出力コンバータは、前記スイッチ素子
と前記共振回路との間に接続した逆電流阻止用の第３の
一方向性素子を含み、この第３の一方向性素子と前記ス
イッチ素子との直列接続回路に並列に前記第１の一方向
性素子を接続するように構成してもよい。
と前記共振回路との間に接続した逆電流阻止用の第３の
一方向性素子を含み、この第３の一方向性素子と前記ス
イッチ素子との直列接続回路に並列に前記第１の一方向
性素子を接続するように構成してもよい。
更に又、本発明の多出力コンバータが備える前記第１の
出力回路は、トランスと、このトランスの２次側に接続
したフォワードコンバータとを含んでいてもよく、ある
いは、前記第１の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧
型コンバータ又は昇降圧型コンバータであってもよい。
出力回路は、トランスと、このトランスの２次側に接続
したフォワードコンバータとを含んでいてもよく、ある
いは、前記第１の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧
型コンバータ又は昇降圧型コンバータであってもよい。
更に又、本発明の多出力コンバータが備える前記第２の
出力回路は、トランスと、このトランスの２次側に接続
したフォワードコンバータとを含んでいてもよく、ある
いは、前記第２の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧
型コンバータ又は昇降圧型コンバータであってもよい。
出力回路は、トランスと、このトランスの２次側に接続
したフォワードコンバータとを含んでいてもよく、ある
いは、前記第２の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧
型コンバータ又は昇降圧型コンバータであってもよい。
更に又、本発明の多出力コンバータが備える前記変調回
路は、第１の端子に接続する素子の抵抗値によって周波
数が制御され第２の端子から入力するパルスのパルス幅
によってパルス幅が制御される前記パルス信号を発生す
る制御集積回路と、この制御集積回路が出力する前記パ
ルス信号に同期し第３の端子に接続する素子の抵抗値に
よってパルス幅が制御される前記パルスを発生して前記
第２の端子へ出力するパルス発生器と、前記第１の端子
に接続した第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列又は直
列に接続され前記第１の誤差信号に応じて抵抗値が変化
する第１の可変抵抗素子と、前記第３の端子に接続した
第２の抵抗と、この第２の抵抗と並列又は直列に接続さ
れ前記第２の誤差信号に応じて抵抗値が変化する第２の
可変抵抗素子とを含んでいてもよい。
路は、第１の端子に接続する素子の抵抗値によって周波
数が制御され第２の端子から入力するパルスのパルス幅
によってパルス幅が制御される前記パルス信号を発生す
る制御集積回路と、この制御集積回路が出力する前記パ
ルス信号に同期し第３の端子に接続する素子の抵抗値に
よってパルス幅が制御される前記パルスを発生して前記
第２の端子へ出力するパルス発生器と、前記第１の端子
に接続した第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列又は直
列に接続され前記第１の誤差信号に応じて抵抗値が変化
する第１の可変抵抗素子と、前記第３の端子に接続した
第２の抵抗と、この第２の抵抗と並列又は直列に接続さ
れ前記第２の誤差信号に応じて抵抗値が変化する第２の
可変抵抗素子とを含んでいてもよい。
更に又、前記変調回路が含む前記第１の可変抵抗素子は
トランジスタであってもよい。
トランジスタであってもよい。
更に又、前記変調回路か含む前記第２の可変抵抗素子は
トランジスタであってもよい。
トランジスタであってもよい。
本発明の変調回路は、入力電圧源に接続したスイッチ素
子と第１及び第２の出力回路とを有し、前記スイッチ素
子の開閉を制御するパルス信号を周波数変調することに
より前記第１の出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた
第１の電圧に安定化させ、前記パルス信号をパルス幅変
調することにより前記第２の出力回路の出力電圧をあら
かじめ定めた第２の電圧に安定化させる多出力コンバー
タの前記パルス信号を発生する変調回路であって、第１
の端子に接続する素子の抵抗値によって周波数が制御さ
れ第２の端子から入力するパルスのパルス幅によってパ
ルス幅が制御される前記パルス信号を発生する制御集積
回路と、この制御集積回路が出力する前記パルス信号に
同期し第３の端子に接続する素子の抵抗値によってパル
ス幅が制御される前記パルスを発生して前記第２の端子
Ｉ＼出力するパルス発生器と、前記第１の端子に接続し
た第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列又は直列に接続
され前記第１の出力回路の出力電圧の前記第１の電圧に
対する誤差信号に応じて抵抗値か変化する第１の可変抵
抗素子と、前記第３の端子に接続した第２の抵抗と、こ
の第２の抵抗と並列又は直列に接続され前記第２の出力
回路の出力電圧の前記第２の電圧に対する誤差信号に応
じて抵抗値が変化する第２の可変抵抗素子とを備えてい
る、 実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。
子と第１及び第２の出力回路とを有し、前記スイッチ素
子の開閉を制御するパルス信号を周波数変調することに
より前記第１の出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた
第１の電圧に安定化させ、前記パルス信号をパルス幅変
調することにより前記第２の出力回路の出力電圧をあら
かじめ定めた第２の電圧に安定化させる多出力コンバー
タの前記パルス信号を発生する変調回路であって、第１
の端子に接続する素子の抵抗値によって周波数が制御さ
れ第２の端子から入力するパルスのパルス幅によってパ
ルス幅が制御される前記パルス信号を発生する制御集積
回路と、この制御集積回路が出力する前記パルス信号に
同期し第３の端子に接続する素子の抵抗値によってパル
ス幅が制御される前記パルスを発生して前記第２の端子
Ｉ＼出力するパルス発生器と、前記第１の端子に接続し
た第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列又は直列に接続
され前記第１の出力回路の出力電圧の前記第１の電圧に
対する誤差信号に応じて抵抗値か変化する第１の可変抵
抗素子と、前記第３の端子に接続した第２の抵抗と、こ
の第２の抵抗と並列又は直列に接続され前記第２の出力
回路の出力電圧の前記第２の電圧に対する誤差信号に応
じて抵抗値が変化する第２の可変抵抗素子とを備えてい
る、 実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の多出力コンバータの第１の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
第１図において、スイッチ素子１は電界効果トランジス
タによって実現されており、この電界効果トランジスタ
に内蔵される寄生ダイオード２が並列に接続されている
。この並列回路に入力電圧源６と平滑用コンデンサ５と
が接続されている。
タによって実現されており、この電界効果トランジスタ
に内蔵される寄生ダイオード２が並列に接続されている
。この並列回路に入力電圧源６と平滑用コンデンサ５と
が接続されている。
スイッチ素子１と寄生ダイオード２との並列回路は共振
用インダクタ３と共振用キャパシタ４とから成る共振回
路とも接続され、これら共振回路と並列回路とで共振ス
イッチ回路１００を構成している。
用インダクタ３と共振用キャパシタ４とから成る共振回
路とも接続され、これら共振回路と並列回路とで共振ス
イッチ回路１００を構成している。
共振スイッチ回路１００の共振用キャパシタ４と並列に
第１の出力回路２００のトランス７の１次側が接続され
ている。トランス７の２次側はフォワードコンハー夕で
構成され、スイッチ素子１のスイッチング周波数を変化
させることで出力電圧を安定化する。第１の出力回路１
００の出力電圧を電圧検出用抵抗１９．２０で検出し、
この検出した値と基準電圧２５の値との誤差電圧を誤差
電圧増幅器２３が検出し、誤差電圧を変調回路４００に
送ることでスイッチ素子１のスイッチング周波数を制御
して出力電圧を安定化する。
第１の出力回路２００のトランス７の１次側が接続され
ている。トランス７の２次側はフォワードコンハー夕で
構成され、スイッチ素子１のスイッチング周波数を変化
させることで出力電圧を安定化する。第１の出力回路１
００の出力電圧を電圧検出用抵抗１９．２０で検出し、
この検出した値と基準電圧２５の値との誤差電圧を誤差
電圧増幅器２３が検出し、誤差電圧を変調回路４００に
送ることでスイッチ素子１のスイッチング周波数を制御
して出力電圧を安定化する。
第２の入力回路３００のトランス２８の一次側は、スイ
ッチ素子１，寄生ダイオード２の並列回路と前述した共
振回路との接続点と入力電圧源６との間に接続されてい
る。トランス８の２次側はフォーワードコンバータで構
成され、スイッチ素子１のパルス幅を変化させることで
出力電圧を安定化する。第２の出力回路３００の出力電
圧を電圧検出用抵抗２１．２２で検出し、この検出した
値と基準電圧２５の値との誤差電圧を誤差電圧増幅器２
４が検出し、誤差電圧を変調回路４００に送り、スイッ
チ素子ｌのオン時間幅を変化することでパルス幅制御を
行ない、出力電圧を安定化する。
ッチ素子１，寄生ダイオード２の並列回路と前述した共
振回路との接続点と入力電圧源６との間に接続されてい
る。トランス８の２次側はフォーワードコンバータで構
成され、スイッチ素子１のパルス幅を変化させることで
出力電圧を安定化する。第２の出力回路３００の出力電
圧を電圧検出用抵抗２１．２２で検出し、この検出した
値と基準電圧２５の値との誤差電圧を誤差電圧増幅器２
４が検出し、誤差電圧を変調回路４００に送り、スイッ
チ素子ｌのオン時間幅を変化することでパルス幅制御を
行ない、出力電圧を安定化する。
以下、第２図を参照し、スイッチ素子１を制御する信号
Ｖｇ、スイッチ素子１の両端電圧Ｖｄ、スイッチ素子１
に流れる電圧ＩＤ、共振用インダクタ３に流れる電流Ｉ
Ｌを中心に、第１図の実施例の動作について詳細に説明
する。
Ｖｇ、スイッチ素子１の両端電圧Ｖｄ、スイッチ素子１
に流れる電圧ＩＤ、共振用インダクタ３に流れる電流Ｉ
Ｌを中心に、第１図の実施例の動作について詳細に説明
する。
時間ｔ１からｔ２の期間はスイッチ素子１はオフ状態で
あり、両端には電圧Ｖｉ（入力電圧源６の電圧）が印加
されている。時間ｔ２においてスイッチ素子１がオンに
なると、共振用インダクタ３と共振用キャパシタ４から
楕成される共振回路によりスイッチ素子１及び共振用イ
ンダクタ３に流れる電流■。及びＩｔ．が正弦波状にな
る。これらの電流は、時間ｔ２からｔ３の間スイッチ素
子１のドレインからソースに流れる。
あり、両端には電圧Ｖｉ（入力電圧源６の電圧）が印加
されている。時間ｔ２においてスイッチ素子１がオンに
なると、共振用インダクタ３と共振用キャパシタ４から
楕成される共振回路によりスイッチ素子１及び共振用イ
ンダクタ３に流れる電流■。及びＩｔ．が正弦波状にな
る。これらの電流は、時間ｔ２からｔ３の間スイッチ素
子１のドレインからソースに流れる。
時間ｔ３からｔ４の間には、共振用インダクタ３に蓄積
されたエネルギーを放出するため、共振用インダクタ３
に流れる電流は逆方向に流れようとする。このため、寄
生ダイオード２を通し、（スイッチ素子１かオンであれ
ばスイッチ素子１を通しても）時間ｔ３からｔ４の間に
逆方向電流か流れる。この間も、スイッチ素子１かオン
であればトランス８の一次側にはほぼ一定の順方向の電
流が流れる（第２図（ｃ）参照）。
されたエネルギーを放出するため、共振用インダクタ３
に流れる電流は逆方向に流れようとする。このため、寄
生ダイオード２を通し、（スイッチ素子１かオンであれ
ばスイッチ素子１を通しても）時間ｔ３からｔ４の間に
逆方向電流か流れる。この間も、スイッチ素子１かオン
であればトランス８の一次側にはほぼ一定の順方向の電
流が流れる（第２図（ｃ）参照）。
第２の出力回路３００の出力電圧は、パルス幅変調によ
り制御されており、共振用インダクタ３に逆電流が流れ
ている時間ｔ３からｔ４の間にスイッチ素子１をターン
オフすれば、第２図（ａ），（ｃ）からわかるように電
圧波形と電流波形とのクロスする部分がなく、スイッチ
ング損失の少ないパルス幅制御か可能となる。パルス幅
制御におけるデューテイＤは、スイッチ素子１のオンの
期間をｔｏｎ、スイッチング周期をＴとすると、Ｄ ＝
ｔ ｏ’ｎ ７′’ Ｔで表わされる。ｔｏｎの期間
は時間ｔ２からはじまり、ターンオフするのが時間ｔ３
とｔ４との間となる。第２の出力回路３００の電圧か高
くなった場合はｔ３寄りでスイ・ソチ素子】はターンオ
フし、逆に出力電圧が低くなった場合はｔ４寄りでター
ンオフするように制御される。
り制御されており、共振用インダクタ３に逆電流が流れ
ている時間ｔ３からｔ４の間にスイッチ素子１をターン
オフすれば、第２図（ａ），（ｃ）からわかるように電
圧波形と電流波形とのクロスする部分がなく、スイッチ
ング損失の少ないパルス幅制御か可能となる。パルス幅
制御におけるデューテイＤは、スイッチ素子１のオンの
期間をｔｏｎ、スイッチング周期をＴとすると、Ｄ ＝
ｔ ｏ’ｎ ７′’ Ｔで表わされる。ｔｏｎの期間
は時間ｔ２からはじまり、ターンオフするのが時間ｔ３
とｔ４との間となる。第２の出力回路３００の電圧か高
くなった場合はｔ３寄りでスイ・ソチ素子】はターンオ
フし、逆に出力電圧が低くなった場合はｔ４寄りでター
ンオフするように制御される。
第１の出力回路２００はスイッチ素子１のスイ・・チン
７周波数を変化することて出力電圧を制御するため、周
期Ｔか変化する。このとき、時間ｔ２〜ｔ３のオン期間
は固定しているので、周期Ｔが変化すれば周期Ｔに対す
る相対的なパルス幅であるデューティは（ｔ３−ｔ２）
／Ｔとなる。
７周波数を変化することて出力電圧を制御するため、周
期Ｔか変化する。このとき、時間ｔ２〜ｔ３のオン期間
は固定しているので、周期Ｔが変化すれば周期Ｔに対す
る相対的なパルス幅であるデューティは（ｔ３−ｔ２）
／Ｔとなる。
つまり、第１の出力回路２００の出力電圧が低下した場
合はスイッチング周波数が増加し、この結果、周期Ｔの
幅が狭くなるのでパルス幅が等価的に増加したのと同等
となり、出力電圧を上昇させる。出力電圧が高くなった
場合は、前記の場合と逆の制御を行ない出力電圧を安定
させる。
合はスイッチング周波数が増加し、この結果、周期Ｔの
幅が狭くなるのでパルス幅が等価的に増加したのと同等
となり、出力電圧を上昇させる。出力電圧が高くなった
場合は、前記の場合と逆の制御を行ない出力電圧を安定
させる。
上述した制御は、入力電圧源６の電圧が変化した場合に
も、又、各出力の電流値が変化した場合にも対応でき、
出力電圧を安定に制御することができる。なお、変調回
路４００については後述する。
も、又、各出力の電流値が変化した場合にも対応でき、
出力電圧を安定に制御することができる。なお、変調回
路４００については後述する。
第１図に示す実施例は、スイッチング周波数及びデュー
ティの両方を変化することで、一方の出力回路の出力電
圧をスイッチング周波数の変化にて安定化し、他方の出
力回路の出力電圧はパルス幅を変化することで安定化す
るため、３端子レギュレー夕を使用したり、可飽和コイ
ルを使用し独自に制御するものと比較し、損失を少なく
部品点数も低減できることがら、高信頼性、高効率、低
価格の多出力コンバータが構成でき、又、スイッチング
損失も少ないため、スイッチン周波数を高周波化するこ
とにより、小型の多出力コンバータを構成できる。
ティの両方を変化することで、一方の出力回路の出力電
圧をスイッチング周波数の変化にて安定化し、他方の出
力回路の出力電圧はパルス幅を変化することで安定化す
るため、３端子レギュレー夕を使用したり、可飽和コイ
ルを使用し独自に制御するものと比較し、損失を少なく
部品点数も低減できることがら、高信頼性、高効率、低
価格の多出力コンバータが構成でき、又、スイッチング
損失も少ないため、スイッチン周波数を高周波化するこ
とにより、小型の多出力コンバータを構成できる。
ところで、スイッチ素子１を制御する信号Ｖｇを０にし
ても、寄生ダイオード２に逆電流が流れてスイッチ素子
１のドレイン・ソース間がすぐにはターンオフせず、第
２の出力回路３００のパルス幅変調の可変範囲は小さく
なる。そのため、第１図に示す実施例では第２の出力回
路３００の出力電圧の制御範囲は時間ｔ３〜ｔ４の幅に
相当する制御範囲より小さくなる。
ても、寄生ダイオード２に逆電流が流れてスイッチ素子
１のドレイン・ソース間がすぐにはターンオフせず、第
２の出力回路３００のパルス幅変調の可変範囲は小さく
なる。そのため、第１図に示す実施例では第２の出力回
路３００の出力電圧の制御範囲は時間ｔ３〜ｔ４の幅に
相当する制御範囲より小さくなる。
この点を改善した本発明の多出力コンバータの第２の実
施例の回路図を第３図に示す。
施例の回路図を第３図に示す。
第３図に示す実施例は、第１図における第２の出力回路
３００の入力側に逆電流阻止用の一方向性素子２６を付
加した第２の出力回路５００によって第１図に示す実施
例の第２の出力回路３００を置換えて構成されている。
３００の入力側に逆電流阻止用の一方向性素子２６を付
加した第２の出力回路５００によって第１図に示す実施
例の第２の出力回路３００を置換えて構成されている。
第３図に示す実施例では、トランス８の一次側に流れる
電流がＯになった後トランス８に蓄積されたエネルギー
を放出するために流れる逆電流が一方向性素子２６によ
って阻止されるので、寄生ダイオード２を流れる逆電流
が小さくなり、その結果、信号Ｖｇのターンオフからス
イッチ素子１のドレイン・ソース間のターンオフまでの
期間が短くなり、従って、第２の出力回路５００の出力
電圧の制御範囲は第１図に示す実施例における第２の出
力回路３００の出力電圧の制御範囲より広くなる。この
ほか、第３図に示す実施例は第１図に示す実施例につい
て述べた効果と同じ効果を有している。
電流がＯになった後トランス８に蓄積されたエネルギー
を放出するために流れる逆電流が一方向性素子２６によ
って阻止されるので、寄生ダイオード２を流れる逆電流
が小さくなり、その結果、信号Ｖｇのターンオフからス
イッチ素子１のドレイン・ソース間のターンオフまでの
期間が短くなり、従って、第２の出力回路５００の出力
電圧の制御範囲は第１図に示す実施例における第２の出
力回路３００の出力電圧の制御範囲より広くなる。この
ほか、第３図に示す実施例は第１図に示す実施例につい
て述べた効果と同じ効果を有している。
さて、以上説明した２つの実施例では共振用インダクタ
３に逆電流を流すのに寄生ダイオード２を用いている。
３に逆電流を流すのに寄生ダイオード２を用いている。
寄生ダイオード２の逆回復時間がスイッチグ周期Ｔに対
して無視できれは、時間ｔ４で逆電流はＯになり、この
時スイッチ素子１は既にターンオフされているので期間
ｔ４〜ｔ５ではインダクタ３に電流は流れない。しかし
、逆回復時間が無視できないと、時間ｔ４以降寄生ダイ
オード２を逆方向に通ってインダクタ３に順方向電流が
流れる。この様子を第２図（ｂ）に破線の曲線で示す。
して無視できれは、時間ｔ４で逆電流はＯになり、この
時スイッチ素子１は既にターンオフされているので期間
ｔ４〜ｔ５ではインダクタ３に電流は流れない。しかし
、逆回復時間が無視できないと、時間ｔ４以降寄生ダイ
オード２を逆方向に通ってインダクタ３に順方向電流が
流れる。この様子を第２図（ｂ）に破線の曲線で示す。
この破線で示した電流が無視できないと理想的な零クロ
ススイッチングができなくなり、スイッチング損失が発
生する。
ススイッチングができなくなり、スイッチング損失が発
生する。
この点を改善した本発明の多出力コンバータの第３の実
施例の回路図を第４図に示す。
施例の回路図を第４図に示す。
第４図に示す実施例は、第３図に示す実施例の共振スイ
ッチ回路１００を共振スイッチ回路６００で置換えて構
成されている。共振スイッチ回路６０００は共振スイッ
チ回路１００に一方向性素子２７．２８を付加して構成
されている，一方向性素子２７は、スイッチ素子１の寄
生ダイオード（図示せず）に逆電流が流れるのを阻止す
るものであり、スイッチ素子１と共振用インダクタ３と
の間に接続する。一方向性素子２８は逆電流を１荒すた
めのもであり、逆回復時間がスイッチ素子１の寄生ダイ
オードの逆回復時間より十分速いダイオードを用い、ス
イッチ素子ｌと一方向性素子２７との直列接続回路に並
列に接続する。第２の出力回路５００はスイッチ素子１
と一方向性素子２７との接続点に接続する。
ッチ回路１００を共振スイッチ回路６００で置換えて構
成されている。共振スイッチ回路６０００は共振スイッ
チ回路１００に一方向性素子２７．２８を付加して構成
されている，一方向性素子２７は、スイッチ素子１の寄
生ダイオード（図示せず）に逆電流が流れるのを阻止す
るものであり、スイッチ素子１と共振用インダクタ３と
の間に接続する。一方向性素子２８は逆電流を１荒すた
めのもであり、逆回復時間がスイッチ素子１の寄生ダイ
オードの逆回復時間より十分速いダイオードを用い、ス
イッチ素子ｌと一方向性素子２７との直列接続回路に並
列に接続する。第２の出力回路５００はスイッチ素子１
と一方向性素子２７との接続点に接続する。
このような構成をとることにより、スイッチ素子１の寄
生ダイオードに逆電流は流れず、一方向性素子２８とし
ては逆回復時間の十分短いものを選定できるので、スイ
ッチ素子１がターンオフした後共振用インダクタ３に順
方向に流れる電流を十分小さくでき、スイッチング損失
を小さくできる。又、一方向性素子２６．２７によって
寄生ダイオードに流れる電流が阻止されるので、スイッ
チ素子１は制御信号ＶｇをＯにするとすぐにターンオフ
し、第２の出力回路５００の出力電圧の制御範囲は第３
図に示す実施例におけるより更に広くなる。そのほか、
第４図に示す実施例は第１図に示す実施例が有するのと
同じ効果を有している。
生ダイオードに逆電流は流れず、一方向性素子２８とし
ては逆回復時間の十分短いものを選定できるので、スイ
ッチ素子１がターンオフした後共振用インダクタ３に順
方向に流れる電流を十分小さくでき、スイッチング損失
を小さくできる。又、一方向性素子２６．２７によって
寄生ダイオードに流れる電流が阻止されるので、スイッ
チ素子１は制御信号ＶｇをＯにするとすぐにターンオフ
し、第２の出力回路５００の出力電圧の制御範囲は第３
図に示す実施例におけるより更に広くなる。そのほか、
第４図に示す実施例は第１図に示す実施例が有するのと
同じ効果を有している。
第５図は本発明の多出力コンバータの第４の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
第５図に示す実施例は、第１図に示す実施例の第１の出
力回路２００及び第２の出力回路３００をそれぞれ降圧
型コンバータである第１の出力回路７００及び第２の出
力回路８００で置換えて構成されている。
力回路２００及び第２の出力回路３００をそれぞれ降圧
型コンバータである第１の出力回路７００及び第２の出
力回路８００で置換えて構成されている。
これら出力回路の置換えは別として、第５図に示す実施
例は第１図に示す実施例とほぼ同様に動作し、その各部
の電圧，電流波形も第２図に示したのとほぼ同じである
。
例は第１図に示す実施例とほぼ同様に動作し、その各部
の電圧，電流波形も第２図に示したのとほぼ同じである
。
第２図を参照して、時間ｔ１からｔ２の期間、スイッチ
素子１はオフ状態であり、この期間、降圧型コンバータ
の還流ダイオードであるダイオード２９．３２を介して
第１，第２の出力回路７００，８００の負荷に電流が供
給される。時間ｔ２にスイッチ素子１がオンになると、
共振用インダクタ３及び共振用キャパシタ４から楕成さ
れる共振回路により、スイッチ素子１及び共振用インダ
クタ３に流れる電流ＩＤ及びＩ，は正弦波状になる。
素子１はオフ状態であり、この期間、降圧型コンバータ
の還流ダイオードであるダイオード２９．３２を介して
第１，第２の出力回路７００，８００の負荷に電流が供
給される。時間ｔ２にスイッチ素子１がオンになると、
共振用インダクタ３及び共振用キャパシタ４から楕成さ
れる共振回路により、スイッチ素子１及び共振用インダ
クタ３に流れる電流ＩＤ及びＩ，は正弦波状になる。
時間ｔ２直後にダイオード３２はオフになり、第２の出
力回路８００に電流が流入し、この電流はスイッチ素子
１がオフになるまで継続する。
力回路８００に電流が流入し、この電流はスイッチ素子
１がオフになるまで継続する。
一方、共振用インダクタ３に流れる電流が第１の出力回
路７００の負荷に流れる電流と等しくなるまで立上ると
、ダイオード２９もオフになり共振用キャパシタ４は充
電される。時間ｔ３〜ｔ４の期間、寄生タイオード２を
通って、逆電流が流れ、この間にスイッチ素子１をター
ンオフすれば時間ｔ４以降共振用インダクタ３に流れる
電流は０になる。時間ｔ３以降、共振用キャパシタ４が
放電して第１の出力回路７００に電流の供給を続け、時
間ｔ４の後、この放電が終了するとダイオード２９がオ
ンになり、以降、ダイオード２９を介して第１の出力回
路７００の負荷に電流が供給される。
路７００の負荷に流れる電流と等しくなるまで立上ると
、ダイオード２９もオフになり共振用キャパシタ４は充
電される。時間ｔ３〜ｔ４の期間、寄生タイオード２を
通って、逆電流が流れ、この間にスイッチ素子１をター
ンオフすれば時間ｔ４以降共振用インダクタ３に流れる
電流は０になる。時間ｔ３以降、共振用キャパシタ４が
放電して第１の出力回路７００に電流の供給を続け、時
間ｔ４の後、この放電が終了するとダイオード２９がオ
ンになり、以降、ダイオード２９を介して第１の出力回
路７００の負荷に電流が供給される。
従って、スイッチ素子１のスイッチング周波数を制御し
て第１の出力回路７００の出力電圧が安定化でき、デュ
ーティを制御して第２の出力回路８００の出力電圧の安
定化かできる。これら制御は第１図に示す実施例におけ
るとまったく同様に行なわれる。
て第１の出力回路７００の出力電圧が安定化でき、デュ
ーティを制御して第２の出力回路８００の出力電圧の安
定化かできる。これら制御は第１図に示す実施例におけ
るとまったく同様に行なわれる。
第５図に示す実施例は第１図に示す実施例が有するのと
同じ効果を有している． ところで、第５図に示す実施例において、スイッチ素子
１がオンからオフになるとダイオーダ３２を介して第２
の出力回路８００の負荷に電流が供給されるが、ダイオ
ード３２を流れる電流の一部が寄生ダイオード２を通っ
て逆流し、損失をもたらす。
同じ効果を有している． ところで、第５図に示す実施例において、スイッチ素子
１がオンからオフになるとダイオーダ３２を介して第２
の出力回路８００の負荷に電流が供給されるが、ダイオ
ード３２を流れる電流の一部が寄生ダイオード２を通っ
て逆流し、損失をもたらす。
この点を改善した本発明の多出力コンバータの第５の実
施例の回路図を第６図に示す。
施例の回路図を第６図に示す。
第６図に示す実施例は、第５図における第２の出力回路
８００の入力側に逆電流阻止用の一方向性素子３５を付
加した第２の出力回路９００によって第５図に示す実施
例の第２の出力回路８００を置換えて楕成されている． 第６図に示す実施例では、ダイオード３２に流れる電流
は、一方向性素子３５に阻止されて寄生ダイオード２の
方向に逆流することはなく、すべて第２の出力回路９０
０の負荷の方に流れるので、第５図に示す実施例におけ
るより損失が小さい。このほか、第６図に示す実施例は
第５図に示す実施例が有するのと同じ効果を有する６第
７図は本発明の多出力コンバータの第６の実施例を示す
回路図である。
８００の入力側に逆電流阻止用の一方向性素子３５を付
加した第２の出力回路９００によって第５図に示す実施
例の第２の出力回路８００を置換えて楕成されている． 第６図に示す実施例では、ダイオード３２に流れる電流
は、一方向性素子３５に阻止されて寄生ダイオード２の
方向に逆流することはなく、すべて第２の出力回路９０
０の負荷の方に流れるので、第５図に示す実施例におけ
るより損失が小さい。このほか、第６図に示す実施例は
第５図に示す実施例が有するのと同じ効果を有する６第
７図は本発明の多出力コンバータの第６の実施例を示す
回路図である。
第７図に示す実施例は、第５図に示す実施例の共振スイ
ッチ回路１００を第４図における共振スイッチ回路６０
０で置換えて構成されている。
ッチ回路１００を第４図における共振スイッチ回路６０
０で置換えて構成されている。
第１図に示す実施例の共振スイッチ回路１００を共振ス
イッチ回路６００で置換えることにより第４図にす実施
例ではスイッチンク損失が第１図に示す実施例おけるよ
り小さくなったのとまったく同じ理由で、第７図に示す
実施例のスイッチ損失は第５図に示す実施例におけるよ
り小さい。このほか、第７図に示す実施例は第５図に示
す実施例が有するのと同じ効果を有する。
イッチ回路６００で置換えることにより第４図にす実施
例ではスイッチンク損失が第１図に示す実施例おけるよ
り小さくなったのとまったく同じ理由で、第７図に示す
実施例のスイッチ損失は第５図に示す実施例におけるよ
り小さい。このほか、第７図に示す実施例は第５図に示
す実施例が有するのと同じ効果を有する。
以上、第１及び第２の出力回路が共にトランスとフォワ
ードコンバータとからなる場合、ならびに、共に降圧型
コンハー夕からなる場合について本発明の多出力コンバ
ータのいくつかの実施例について説明したが、２つの出
力回路の一方がトランスとフォワードコンバータとから
なり他方が降圧型コンハー夕からなる場合、２つの出力
．回路の一方もしくは両方が入力側に並列ダイオードで
なく直列ダイオードを有する昇圧型コンバータからなる
場合、又は、直流電圧源からエネルギー蓄積用インダク
タを介してスイッチ素子に接続される形の昇降圧型コン
バータを２つの出力回路の一方もしくは両方に用いる場
合にも、本発明を適用して第１図に示す実施例について
述べた効果と同じ効果を得ることができる。
ードコンバータとからなる場合、ならびに、共に降圧型
コンハー夕からなる場合について本発明の多出力コンバ
ータのいくつかの実施例について説明したが、２つの出
力回路の一方がトランスとフォワードコンバータとから
なり他方が降圧型コンハー夕からなる場合、２つの出力
．回路の一方もしくは両方が入力側に並列ダイオードで
なく直列ダイオードを有する昇圧型コンバータからなる
場合、又は、直流電圧源からエネルギー蓄積用インダク
タを介してスイッチ素子に接続される形の昇降圧型コン
バータを２つの出力回路の一方もしくは両方に用いる場
合にも、本発明を適用して第１図に示す実施例について
述べた効果と同じ効果を得ることができる。
又、第１図，第３図〜第７図に示した各実施例における
共振用キャパシタ４を、第１の出力回路２００又は７０
０と並列でなく、スイッチ素子１と共振用インダクタ３
との直列接続回路、又は、スイッチ素子１と一方向性素
子２７と共振用インダクタ３との直列接続回路に並列に
接続した共振スイッ−チ回路を用いる場合にも、本発明
を適用して第１図に示す実施例について述べた効果と同
じ効果を得る二とかできる。
共振用キャパシタ４を、第１の出力回路２００又は７０
０と並列でなく、スイッチ素子１と共振用インダクタ３
との直列接続回路、又は、スイッチ素子１と一方向性素
子２７と共振用インダクタ３との直列接続回路に並列に
接続した共振スイッ−チ回路を用いる場合にも、本発明
を適用して第１図に示す実施例について述べた効果と同
じ効果を得る二とかできる。
次に、本発明の変調回路について説明する。
第８図は本発明の変調回路の一実施例を示すブロック図
である。
である。
この実施例である変調回路４００は第１図，第３図〜第
７図に示した各多出力コンバータに変調回路４００とし
て用いられている回路であり、第８図にはこれら多出力
コンバータから出力誤差電圧を検出する誤差増幅器２３
．２４及びそれらの入力側の回路をも付記した。
７図に示した各多出力コンバータに変調回路４００とし
て用いられている回路であり、第８図にはこれら多出力
コンバータから出力誤差電圧を検出する誤差増幅器２３
．２４及びそれらの入力側の回路をも付記した。
多出力コンバータのスイッチ素子１を制御するスイッチ
ング制御用ＩＣ３８は通常パルス幅変調用に用いられて
いるものであり、例えば、米国ユニトロード社製のＵＣ
３８２５である。スイッチング制御用ＩＣ３８の発振周
波数は外付けされる抵抗４１．４２とコンデンサ４０と
によって決定されるか、この抵抗４２に対して並列に可
変抵抗素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３
６が接続してある。多出力コンバータの第１の出力回路
の出力電圧は抵抗１９．２０で検出され、この検出電圧
は基準電源電圧２５と誤差増幅器２３により比較され、
誤差電圧として抵抗４３．４４を通してＦＥＴ３６をバ
イアスする。
ング制御用ＩＣ３８は通常パルス幅変調用に用いられて
いるものであり、例えば、米国ユニトロード社製のＵＣ
３８２５である。スイッチング制御用ＩＣ３８の発振周
波数は外付けされる抵抗４１．４２とコンデンサ４０と
によって決定されるか、この抵抗４２に対して並列に可
変抵抗素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３
６が接続してある。多出力コンバータの第１の出力回路
の出力電圧は抵抗１９．２０で検出され、この検出電圧
は基準電源電圧２５と誤差増幅器２３により比較され、
誤差電圧として抵抗４３．４４を通してＦＥＴ３６をバ
イアスする。
ＦＥＴ３６は、このバイアス電圧に応じて抵抗値を変え
、スイッチング制御用ＩＣ３８のスイッチング周波数を
変化させる。
、スイッチング制御用ＩＣ３８のスイッチング周波数を
変化させる。
３９はパルス発生器であり、例えば、日本電気製のμＰ
Ｃ７４ＨＣ１ ２３ＡＣである．パルス発生器３９はス
イッチング制御用ＩＣ３８と相互接続されて同期して発
振し、発生するパルス幅は外付けの抵抗４６．４７とコ
ンデンサ４５とにより決定されるが、この抵抗４７に対
して並列に可変抵抗素子としてのバイボーラトランジス
タ３７が接続してある。多出力コンバータの第２の出力
回路の出力電圧は、抵抗２１．２２で検出され、この検
出電圧と基準電圧２５とは誤差増幅器２４により比較さ
れ、誤差電圧として抵抗４８を通してバイボーラトラン
ジスタ３７をバイアスする。バイボーラトランジスタ３
７はこのハイアス電圧に応駐て抵抗値を変え、パルス発
生器３９のパルス幅を変化させる。パルス発生器３９か
ら入力するパルスによってスイッチング制御用ＩＣ３８
の出カパルスのパルス幅も決定される。
Ｃ７４ＨＣ１ ２３ＡＣである．パルス発生器３９はス
イッチング制御用ＩＣ３８と相互接続されて同期して発
振し、発生するパルス幅は外付けの抵抗４６．４７とコ
ンデンサ４５とにより決定されるが、この抵抗４７に対
して並列に可変抵抗素子としてのバイボーラトランジス
タ３７が接続してある。多出力コンバータの第２の出力
回路の出力電圧は、抵抗２１．２２で検出され、この検
出電圧と基準電圧２５とは誤差増幅器２４により比較さ
れ、誤差電圧として抵抗４８を通してバイボーラトラン
ジスタ３７をバイアスする。バイボーラトランジスタ３
７はこのハイアス電圧に応駐て抵抗値を変え、パルス発
生器３９のパルス幅を変化させる。パルス発生器３９か
ら入力するパルスによってスイッチング制御用ＩＣ３８
の出カパルスのパルス幅も決定される。
第９図は、ＦＥＴ３６のバイアス電圧又は電流によるス
イッチング周波数ｆｓの変化を示した図である。第１０
図はバイボーラトランジスタ３７のバイアス電圧又は電
流によるパルス幅ｔｏｎの変化を示した図である。
イッチング周波数ｆｓの変化を示した図である。第１０
図はバイボーラトランジスタ３７のバイアス電圧又は電
流によるパルス幅ｔｏｎの変化を示した図である。
第１の出力回路の出力電圧に応じてＦＥＴ３６はバイア
スされるが、第１の出力回路の出力電圧が高くなり、バ
イアス電圧がＯとなった場合は、ＦＥＴ３６はオフして
おり、この場合、スイッチング周波数ｆ ｓｍｌｎは、
コンデンサ４０の値を０１とし、抵抗４１．４２の値を
Ｒｌ，Ｒ２とするとＫ となる。但し、Ｋは定数である。
スされるが、第１の出力回路の出力電圧が高くなり、バ
イアス電圧がＯとなった場合は、ＦＥＴ３６はオフして
おり、この場合、スイッチング周波数ｆ ｓｍｌｎは、
コンデンサ４０の値を０１とし、抵抗４１．４２の値を
Ｒｌ，Ｒ２とするとＫ となる。但し、Ｋは定数である。
逆に、第１の出力回路の出力電圧が低くなりＦ Ｅ Ｔ
３ ６のバイアス電圧が高くなった場合は、ＦＥＴ３
６か完全にオンとなり、抵抗４２は短絡される。ことき
のスイッチング周波数ｆ６ゆ，Ｘはｆ ｉ＋ｓ＋ａｘ一 。１，Ｒ１ “゜“（２）？なる。
３ ６のバイアス電圧が高くなった場合は、ＦＥＴ３
６か完全にオンとなり、抵抗４２は短絡される。ことき
のスイッチング周波数ｆ６ゆ，Ｘはｆ ｉ＋ｓ＋ａｘ一 。１，Ｒ１ “゜“（２）？なる。
したがって、第１の出方回路の出方電圧に応じて、ＦＥ
Ｔ３６のバイアス電圧を変化することでスイッチング周
波数が変化する。又、スイッチング周波数は第９図に示
すようにｆ ａｓａｌｎがらｆ．■まで連続的に変化す
ることができ、周波数の上限及び下限は式（１） ，
（２）で決定される。
Ｔ３６のバイアス電圧を変化することでスイッチング周
波数が変化する。又、スイッチング周波数は第９図に示
すようにｆ ａｓａｌｎがらｆ．■まで連続的に変化す
ることができ、周波数の上限及び下限は式（１） ，
（２）で決定される。
第２の出力回路の出カ電圧はパルス幅制御により制卸さ
れ、出カ電圧に応じてバイボーラトランジスタ３７はバ
イアスされる。第２の出カ回路の出力電圧が低くなると
、バイボーラトランジスタ３７に印加されるバイアス電
圧は低くなり、バイアス電圧が０になるとバイボーラト
ランジスタ３７はオフとなる。この場合のパルス幅ｔ。
れ、出カ電圧に応じてバイボーラトランジスタ３７はバ
イアスされる。第２の出カ回路の出力電圧が低くなると
、バイボーラトランジスタ３７に印加されるバイアス電
圧は低くなり、バイアス電圧が０になるとバイボーラト
ランジスタ３７はオフとなる。この場合のパルス幅ｔ。
■■はコンデンサ４５の値を（２＝抵抗４６．４７の値
をＲ．３．Ｒ４とすると ｔ ｏｎｗａ■＝α−Ｃ２・ （Ｒ３＋Ｒ４） −・
・（３）となる。但し、αは定数である。
をＲ．３．Ｒ４とすると ｔ ｏｎｗａ■＝α−Ｃ２・ （Ｒ３＋Ｒ４） −・
・（３）となる。但し、αは定数である。
？に、第２の比力回路の出力電圧か高くなると、トラン
ジスタ３７に印加されるバイアス電圧は高くなり、バイ
ボーラトランジスタ３７は完全にオンになり、抵抗４７
は短絡される。このとき、パルス幅ｔ。ａｍＩｎは ｊｏｎｍｌｎ＝α− Ｃ ２ − Ｒ３
・（４）となる。
ジスタ３７に印加されるバイアス電圧は高くなり、バイ
ボーラトランジスタ３７は完全にオンになり、抵抗４７
は短絡される。このとき、パルス幅ｔ。ａｍＩｎは ｊｏｎｍｌｎ＝α− Ｃ ２ − Ｒ３
・（４）となる。
したがって、第２の出力回路の出力電圧に応じてバイボ
ーラトランジスタ３７のバイアス電圧及び電流を変化す
ることでパルス幅ｔｏｎが変化し、パルス幅制御が行な
える。又、パルス幅は第１０図に示すようにｔ。１１■
８からｔ。ａｍＩｎまで連続的に変化することができ、
パルス幅の上限及び下限は式（３） ， （４）で決定
される。
ーラトランジスタ３７のバイアス電圧及び電流を変化す
ることでパルス幅ｔｏｎが変化し、パルス幅制御が行な
える。又、パルス幅は第１０図に示すようにｔ。１１■
８からｔ。ａｍＩｎまで連続的に変化することができ、
パルス幅の上限及び下限は式（３） ， （４）で決定
される。
以上説明したようにスイッチング周波数ｆＳ及びパルス
幅ｔｏｎが変化することより、どちらが一方が変化して
もデューティＤ＝ｔｏｎ／Ｔ（Ｔはスイッチング周期）
か等価的に変化することになり、２つの出力を制御でき
るようになる。このことから、周波数制御とパルス幅制
御の同時制御を行なうことかでき多出力コンバータのス
イッチング制御回路として利用できる。
幅ｔｏｎが変化することより、どちらが一方が変化して
もデューティＤ＝ｔｏｎ／Ｔ（Ｔはスイッチング周期）
か等価的に変化することになり、２つの出力を制御でき
るようになる。このことから、周波数制御とパルス幅制
御の同時制御を行なうことかでき多出力コンバータのス
イッチング制御回路として利用できる。
以上説明したように第８図に示す実施例は、誤差増幅器
２３から入力する誤差電圧により出力するパルス信号の
周波数を制御でき、誤差増幅器２４から入力する誤差電
圧により出力するパルス信号のパルス幅を制御できるの
で、本発明の多出力コンバータの変調回路のみならず、
周波数制御及びパルス幅制御によって２つの出力電圧を
別々に制御する方式のすべての多出力コンバータの変調
回路として使用できる。
２３から入力する誤差電圧により出力するパルス信号の
周波数を制御でき、誤差増幅器２４から入力する誤差電
圧により出力するパルス信号のパルス幅を制御できるの
で、本発明の多出力コンバータの変調回路のみならず、
周波数制御及びパルス幅制御によって２つの出力電圧を
別々に制御する方式のすべての多出力コンバータの変調
回路として使用できる。
以上説明したように本発明の多出力コンバータは、負荷
電流の変化および入力電圧の変化による第１の出力回路
の出力電圧の変動をスイッチング周波数を変えることで
安定化し、第２の出力回路の出力電圧の変動をスイッチ
ングのデューティを変える二とによって安定化すること
により、３端子レキュレー夕や可飽和リアクトルを用い
ることなく横成できる効果があり、又、スイッチ素子に
流れる電流が正弦波状のため零クロススイッチが実現で
き、スイッチング損失が少ないという効果があり、更に
、可飽和リアクトルを用い−ないのでスイッチング周波
数を高周波化することができ、かつ、少ない部品数で構
成できるので、小型化、高信頼性化、低価格化ができる
効果がある。
電流の変化および入力電圧の変化による第１の出力回路
の出力電圧の変動をスイッチング周波数を変えることで
安定化し、第２の出力回路の出力電圧の変動をスイッチ
ングのデューティを変える二とによって安定化すること
により、３端子レキュレー夕や可飽和リアクトルを用い
ることなく横成できる効果があり、又、スイッチ素子に
流れる電流が正弦波状のため零クロススイッチが実現で
き、スイッチング損失が少ないという効果があり、更に
、可飽和リアクトルを用い−ないのでスイッチング周波
数を高周波化することができ、かつ、少ない部品数で構
成できるので、小型化、高信頼性化、低価格化ができる
効果がある。
又、本発明の変調回路は、集積回路として容易に入手で
きるスイッチングコンバータ用制御ＩＣ及びパルス発生
器の周波数決定用抵抗，パルス幅決定用抵抗にそれぞれ
可変抵抗素子を付加し、多出力コンバータの２つの出力
回路の出力電圧の変化に応じてそれぞれの可変抵抗素子
を制御することにより、少ない部品数でスイッチング周
波数とパルス幅の同時制御を行うことができる効果かあ
る。
きるスイッチングコンバータ用制御ＩＣ及びパルス発生
器の周波数決定用抵抗，パルス幅決定用抵抗にそれぞれ
可変抵抗素子を付加し、多出力コンバータの２つの出力
回路の出力電圧の変化に応じてそれぞれの可変抵抗素子
を制御することにより、少ない部品数でスイッチング周
波数とパルス幅の同時制御を行うことができる効果かあ
る。
第１図は本発明の多出力コンバータの第１の実施例を示
す回路図、第２図（ａ），（ｂ）（ｃ），（ｄ）は第１
図におけるスイッチ素子ｌの両端電圧Ｖｄの波形，同じ
く共振用インダクタ３に流れる電流ＩＬの波形，同じく
スイッチ素子１に流れる電流Ｉｎの波形，同じくスイッ
チ素子１を制御する信号Ｖｇの波形をそれぞれ示す図、
第３図，第４図，第５図，第６図，第７図は本発明の多
出力コンバータの第２の実施例，同じく第３の実施例，
同じく第４の実施例，同じく第５の実施例，同じく第６
の実施例をそれぞれ示す回路図、第８図は本発明の変調
回路の一実施例を示すブロック図、第９図は第８図に示
す実施例のスイッチング周波数ｆＳの変化を示す図、第
１０図は同じくパルス幅の変化を示す図、第１１図及び
第１２図は従来の多出力コンバータの第１の例及び第２
の例をそれぞれ示す回路図である。 １・・・スイッチ素子、２・・・寄生ダイオード、３・
・・共振用インダクタ、４・・・共振用キャパシタ、５
・・・入力平滑用コンデンサ、６・・・入力電圧源、７
．８・・・トランス、９，１０，１４．１５・・・ダイ
オード、１．１．１６・・・チョークコイル、１．２．
１７・・・コンテンサ、１３．１８・・・フィルタ、１
９〜２２・・・電圧検出用抵抗、２３．２４・・・誤差
増幅器、２５・・・基準電圧源、２６〜２８・・・一方
向性素子、２９．３２・・・還流ダイオード、３０．３
３・・・チョークコイル、３１．３４・・・コンデンサ
、３５・・・一方向性素子、３６・・・電界効果トラン
ジスタ、３７・・・ノくイポーラトランジスタ、３８・
・・スイ・ｌチング制御用ＩＣ、３９・・・パルス発生
器、４０．４５・・・１ン７ンサ、４１〜４４．４６〜
４８・・・抵抗、１００，６００・・・共振スイッチ回
路、２００．７００・・・第１の出力回路、３００，５
００，８００，９００・・・第２の出力回路、４００・
・・変調回路。
す回路図、第２図（ａ），（ｂ）（ｃ），（ｄ）は第１
図におけるスイッチ素子ｌの両端電圧Ｖｄの波形，同じ
く共振用インダクタ３に流れる電流ＩＬの波形，同じく
スイッチ素子１に流れる電流Ｉｎの波形，同じくスイッ
チ素子１を制御する信号Ｖｇの波形をそれぞれ示す図、
第３図，第４図，第５図，第６図，第７図は本発明の多
出力コンバータの第２の実施例，同じく第３の実施例，
同じく第４の実施例，同じく第５の実施例，同じく第６
の実施例をそれぞれ示す回路図、第８図は本発明の変調
回路の一実施例を示すブロック図、第９図は第８図に示
す実施例のスイッチング周波数ｆＳの変化を示す図、第
１０図は同じくパルス幅の変化を示す図、第１１図及び
第１２図は従来の多出力コンバータの第１の例及び第２
の例をそれぞれ示す回路図である。 １・・・スイッチ素子、２・・・寄生ダイオード、３・
・・共振用インダクタ、４・・・共振用キャパシタ、５
・・・入力平滑用コンデンサ、６・・・入力電圧源、７
．８・・・トランス、９，１０，１４．１５・・・ダイ
オード、１．１．１６・・・チョークコイル、１．２．
１７・・・コンテンサ、１３．１８・・・フィルタ、１
９〜２２・・・電圧検出用抵抗、２３．２４・・・誤差
増幅器、２５・・・基準電圧源、２６〜２８・・・一方
向性素子、２９．３２・・・還流ダイオード、３０．３
３・・・チョークコイル、３１．３４・・・コンデンサ
、３５・・・一方向性素子、３６・・・電界効果トラン
ジスタ、３７・・・ノくイポーラトランジスタ、３８・
・・スイ・ｌチング制御用ＩＣ、３９・・・パルス発生
器、４０．４５・・・１ン７ンサ、４１〜４４．４６〜
４８・・・抵抗、１００，６００・・・共振スイッチ回
路、２００．７００・・・第１の出力回路、３００，５
００，８００，９００・・・第２の出力回路、４００・
・・変調回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力電圧源に接続したスイッチ素子、前記入力電圧
源からみて逆方向に電流を流すように前記スイッチ素子
に並列に内蔵されるか又は外付けされた第１の一方向性
素子、ならびに、インダクタ及びキャパシタからなり前
記スイッチ素子に流れる電流を正弦波状にするように前
記スイッチ素子に接続した共振回路を有する共振スイッ
チ回路と、この共振スイッチ回路により入力がスイッチ
ングされるように接続した第１の出力回路と、前記入力
電圧源と前記スイッチ素子との直列接続回路に並列に接
続した第２の出力回路と、あらかじめ定めた第１の電圧
に対する前記第１の出力回路の出力電圧の誤差である第
１の誤差信号が小さくなるように周波数が変化しあらか
じめ定めた第２の電圧に対する前記第２の出力回路の出
力電圧の誤差である第２の誤差信号が小さくなるように
パルス幅が変化するパルス信号を発生して前記スイッチ
素子の開閉を制御する変調回路とを備えたことを特徴と
する多出力コンバータ。 ２、前記スイッチ素子が電界効果トランジスタであるこ
とを特徴とする請求項１記載の多出力コンバータ。 ３、前記第２の出力回路の入力側に逆電流阻止用の第２
の一方向性素子を含むことを特徴とする請求項２記載の
多出力コンバータ。 ４、前記スイッチ素子と前記共振回路との間に接続した
逆電流阻止用の第３の一方向性素子を含み、この第３の
一方向性素子と前記スイッチ素子との直列接続回路に並
列に前記第１の一方向性素子を接続したことを特徴とす
る請求項２又は３記載の多出力コンバータ。５、前記第
１の出力回路は、トランスと、このトランスの２次側に
接続したフォワードコンバータとを含むことを特徴とす
る請求項２、３又は４記載の多出力コンバータ。 ６、前記第１の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧型
コンバータ又は昇降圧型コンバータであることを特徴と
する請求項２、３又は４記載の多出力コンバータ。 ７、前記第２の出力回路は、トランスと、このトランス
の２次側に接続したフォワードコンバータとを含むこと
を特徴とする請求項５又は６記載の多出力コンバータ。 ８、前記第２の出力回路は、降圧型コンバータ、昇圧型
コンバータ又は昇降圧型コンバータであることを特徴と
する請求項５又は６記載の多出力コンバータ。 ９、前記変調回路は、第１の端子に接続する素子の抵抗
値によって周波数が制御され第２の端子から入力するパ
ルスのパルス幅によってパルス幅が制御される前記パル
ス信号を発生する制御集積回路と、この制御集積回路が
出力する前記パルス信号に同期し第３の端子に接続する
素子の抵抗値によってパルス幅が制御される前記パルス
を発生して前記第２の端子へ出力するパルス発生器と、
前記第１の端子に接続した第１の抵抗と、この第１の抵
抗と並列又は直列に接続され前記第１の誤差信号に応じ
て抵抗値が変化する第１の可変抵抗素子と、前記第３の
端子に接続した第２の抵抗と、この第２の抵抗と並列又
は直列に接続され前記第２の誤差信号に応じて抵抗値が
変化する第２の可変抵抗素子とを含むことを特徴とする
請求項７又は８記載の多出力コンバータ。 １０、前記第１の可変抵抗素子はトランジスタであるこ
とを特徴とする請求項９記載の多出力コンバータ。 １１、前記第２の可変抵抗素子はトランジスタであるこ
とを特徴とする請求項９記載の多出力コンバータ。 １２、入力電圧源に接続したスイッチ素子と第１及び第
２の出力回路とを有し、前記スイッチ素子の開閉を制御
するパルス信号を周波数変調することにより前記第１の
出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた第１の電圧に安
定化させ、前記パルス信号をパルス幅変調することによ
り前記第２の出力回路の出力電圧をあらかじめ定めた第
２の電圧に安定化させる多出力コンバータの前記パルス
信号を発生する変調回路であって、第１の端子に接続す
る素子の抵抗値によって周波数が制御され第２の端子か
ら入力するパルスのパルス幅によってパルス幅が制御さ
れる前記パルス信号を発生する制御集積回路と、この制
御集積回路が出力する前記パルス信号に同期し第３の端
子に接続する素子の抵抗値によってパルス幅が制御され
る前記パルスを発生して前記第２の端子へ出力するパル
ス発生器と、前記第１の端子に接続した第１の抵抗と、
この第１の抵抗と並列又は直列に接続され前記第１の出
力回路の出力電圧の前記第１の電圧に対する誤差信号に
応じて抵抗値が変化する第１の可変抵抗素子と、前記第
３の端子に接続した第２の抵抗と、この第２の抵抗と並
列又は直列に接続され前記第２の出力回路の出力電圧の
前記第２の電圧に対する誤差信号に応じて抵抗値が変化
する第２の可変抵抗素子とを備えたことを特徴とする変
調回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009718A JP2716234B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 多出力コンバータ及びその変調回路 |
| CA002034531A CA2034531C (en) | 1990-01-19 | 1991-01-18 | Multi-output dc-dc converter using field-effect transistor switched at high frequency |
| EP91300437A EP0438323B1 (en) | 1990-01-19 | 1991-01-21 | Multi-output DC-DC converter |
| DE69108573T DE69108573T2 (de) | 1990-01-19 | 1991-01-21 | Gleispannungswandler mit Mehrfachausgang. |
| AU69864/91A AU627138B2 (en) | 1990-01-19 | 1991-01-21 | Multi-output dc-dc converter using field-effect transistor switched at high frequency |
| US07/643,792 US5070294A (en) | 1990-01-19 | 1991-01-22 | Multi-output dc-dc converter using field-effect transistor switched at high frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009718A JP2716234B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 多出力コンバータ及びその変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03215168A true JPH03215168A (ja) | 1991-09-20 |
| JP2716234B2 JP2716234B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=11728065
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2009718A Expired - Lifetime JP2716234B2 (ja) | 1990-01-19 | 1990-01-19 | 多出力コンバータ及びその変調回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5070294A (ja) |
| EP (1) | EP0438323B1 (ja) |
| JP (1) | JP2716234B2 (ja) |
| AU (1) | AU627138B2 (ja) |
| CA (1) | CA2034531C (ja) |
| DE (1) | DE69108573T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113472208A (zh) * | 2021-06-21 | 2021-10-01 | 深圳欣锐科技股份有限公司 | 一种辅助电路及电源 |
Families Citing this family (14)
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| US5990668A (en) * | 1997-11-07 | 1999-11-23 | Sierra Applied Sciences, Inc. | A.C. power supply having combined regulator and pulsing circuits |
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| JP3817446B2 (ja) * | 2001-02-15 | 2006-09-06 | 株式会社リコー | 電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方法 |
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| JPH01295672A (ja) * | 1988-05-23 | 1989-11-29 | Hitachi Metals Ltd | フライバックコンバータ |
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-
1990
- 1990-01-19 JP JP2009718A patent/JP2716234B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-01-18 CA CA002034531A patent/CA2034531C/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-21 AU AU69864/91A patent/AU627138B2/en not_active Expired
- 1991-01-21 DE DE69108573T patent/DE69108573T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-21 EP EP91300437A patent/EP0438323B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-01-22 US US07/643,792 patent/US5070294A/en not_active Expired - Lifetime
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| US5070294A (en) | 1991-12-03 |
| DE69108573D1 (de) | 1995-05-11 |
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| DE69108573T2 (de) | 1995-08-17 |
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