JPH06103984B2 - 昇降圧チョッパ装置 - Google Patents
昇降圧チョッパ装置Info
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- JPH06103984B2 JPH06103984B2 JP1216857A JP21685789A JPH06103984B2 JP H06103984 B2 JPH06103984 B2 JP H06103984B2 JP 1216857 A JP1216857 A JP 1216857A JP 21685789 A JP21685789 A JP 21685789A JP H06103984 B2 JPH06103984 B2 JP H06103984B2
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- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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- H02M3/142—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電気車用補助直流電源等に用いられる直流直流
変換装置に関するものである。
変換装置に関するものである。
一般に、電気車用補助直流電源としてチョッパ装置を適
用する場合、２重降圧チョッパとして第４図に示すもの
が知られている。
用する場合、２重降圧チョッパとして第４図に示すもの
が知られている。
第４図において１は直流電源、2,9はリアクトル、3,4,1
0はコンデンサ、5,6はスイッチング素子、7,8はダイオ
ード、11は負荷である。
0はコンデンサ、5,6はスイッチング素子、7,8はダイオ
ード、11は負荷である。
かような回路構成のものは、入力となる直流電源１とコ
ンデンサ3,4にてほぼ等しい電圧に分圧し、２つのスイ
ッチング素子5,6を一般的には180°の位相差をもって交
互にオンオフさせることにより、直流電源電圧に比して
耐圧の低いスイッチング素子とスイッチング素子の動作
周期に比して小さいリアクトルをもって、直流直流変換
が行えるために慣用されているところであり、その詳細
説明を省略するが、この機能を第５図を参照して説明す
る。
ンデンサ3,4にてほぼ等しい電圧に分圧し、２つのスイ
ッチング素子5,6を一般的には180°の位相差をもって交
互にオンオフさせることにより、直流電源電圧に比して
耐圧の低いスイッチング素子とスイッチング素子の動作
周期に比して小さいリアクトルをもって、直流直流変換
が行えるために慣用されているところであり、その詳細
説明を省略するが、この機能を第５図を参照して説明す
る。
第５図は第４図の各部波形を示すもので、G1,G2はスイ
ッチング素子5,6のゲート信号、V1,I1はリアクトル９の
両端の電圧，電流、VOは直流出力電圧のコンデンサ10の
電圧である。ここに第５図においては、（ａ）はコンデ
ンサ10の電圧VOがコンデンサ3,4の電圧より低い場合の
動作を示し、（ｂ）は電圧VOがコンデンサ3,4の電圧よ
り高く，直流電源１の電圧VDより低い場合の動作を示
す。
ッチング素子5,6のゲート信号、V1,I1はリアクトル９の
両端の電圧，電流、VOは直流出力電圧のコンデンサ10の
電圧である。ここに第５図においては、（ａ）はコンデ
ンサ10の電圧VOがコンデンサ3,4の電圧より低い場合の
動作を示し、（ｂ）は電圧VOがコンデンサ3,4の電圧よ
り高く，直流電源１の電圧VDより低い場合の動作を示
す。
まず第５図（ａ）において、いま時刻T0でスイッチング
素子５がオンしたとすると、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ３の電圧をVD1
〔≒（VD/2）〕とすると、リアクトル９には電圧VD1と
コンデンサ10の電圧VOの差の電圧が印加されるため、リ
アクトル９にはそのインダクタンスＬで決まる勾配、す
なわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷11に電力を供給
しつつリアクトル９に電力が蓄えられる。
素子５がオンしたとすると、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ３の電圧をVD1
〔≒（VD/2）〕とすると、リアクトル９には電圧VD1と
コンデンサ10の電圧VOの差の電圧が印加されるため、リ
アクトル９にはそのインダクタンスＬで決まる勾配、す
なわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷11に電力を供給
しつつリアクトル９に電力が蓄えられる。
またこのとき、 直流電源１→リアクトル２→コンデンサ３→コンデンサ
４→直流電源１ の径路で、入力となる直流電源１から電力が供給され
る。この状態は時刻T1まで続く。
４→直流電源１ の径路で、入力となる直流電源１から電力が供給され
る。この状態は時刻T1まで続く。
時刻T1でスイッチング素子５がオフすると、 リアクトル９→コンデンサ10（負荷11）→ダイオード８
→ダイオード７→リアクトル９ の閉回路が構成され、リアクトル９にはコンデンサ10と
等しい電圧が期間（T0〜T1）とは逆向きに発生し、 に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。また、このとき直流電源１か
ら電力が供給されるのは期間（T0〜T1）と同様である。
→ダイオード７→リアクトル９ の閉回路が構成され、リアクトル９にはコンデンサ10と
等しい電圧が期間（T0〜T1）とは逆向きに発生し、 に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。また、このとき直流電源１か
ら電力が供給されるのは期間（T0〜T1）と同様である。
時刻T2以降の期間においては、スイッチング素子６とコ
ンデンサ４をもって同様の動作が繰り返される。
ンデンサ４をもって同様の動作が繰り返される。
この全体の期間のうち、期間（T0〜T1），（T2〜T3）に
おいてはコンデンサ10（負荷11）に対して直流電源１か
ら電力が供給されるため、コンデンサ10の容量と負荷11
の量に応じて電圧VOが上昇する方向にある。一方、期間
（T1〜T2），（T3〜T0）の期間においてはリアクトル９
およびコンデンサ10が負荷11に対して電力を供給するた
め、電圧VOが下降する方向にある。よって、全体の期間
を通して電圧VOは最大上昇時の電圧と最低下降時の平均
値に制御される。
おいてはコンデンサ10（負荷11）に対して直流電源１か
ら電力が供給されるため、コンデンサ10の容量と負荷11
の量に応じて電圧VOが上昇する方向にある。一方、期間
（T1〜T2），（T3〜T0）の期間においてはリアクトル９
およびコンデンサ10が負荷11に対して電力を供給するた
め、電圧VOが下降する方向にある。よって、全体の期間
を通して電圧VOは最大上昇時の電圧と最低下降時の平均
値に制御される。
つぎに第５図（ｂ）においては、時刻T4においてスイッ
チング素子６がオンしたとすると、このモードにおいて
は既にスイッチング素子５はオンしており、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→スイッチング素子６→コンデン
サ４→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ４の電圧をVD2
〔≒（VD/2）〕とすると、リアクトル９には電圧VD1,V
D2の和と電圧VOの差およびインダクタンスＬで決まる勾
配、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９に電力が蓄えられる。時刻T5でスイッ
チング素子６がオフすると、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、リアクトル９には電圧VOと電圧V
D1〔≒（VD/2）〕の差およびインダクタンスＬで決まる
勾配、 すなわち に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。時刻T6以降はコンデンサ４と
スイッチング素子６をもって同様の動作が繰り返され
る。
チング素子６がオンしたとすると、このモードにおいて
は既にスイッチング素子５はオンしており、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→スイッチング素子６→コンデン
サ４→コンデンサ３ の閉回路が構成され、ここでコンデンサ４の電圧をVD2
〔≒（VD/2）〕とすると、リアクトル９には電圧VD1,V
D2の和と電圧VOの差およびインダクタンスＬで決まる勾
配、すなわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９に電力が蓄えられる。時刻T5でスイッ
チング素子６がオフすると、 コンデンサ３→スイッチング素子５→リアクトル９→コ
ンデンサ10（負荷11）→ダイオード８→コンデンサ３ の閉回路が構成され、リアクトル９には電圧VOと電圧V
D1〔≒（VD/2）〕の差およびインダクタンスＬで決まる
勾配、 すなわち に従って電流が減少しながら、リアクトル９に蓄えられ
た電力を負荷に放出する。時刻T6以降はコンデンサ４と
スイッチング素子６をもって同様の動作が繰り返され
る。
全体の期間を通して直流電源１から電力が供給される動
作と電圧VOが制御される動作は第５図（ａ）の場合と同
様である。
作と電圧VOが制御される動作は第５図（ａ）の場合と同
様である。
かようにしてこの方式によるものはつぎの利点を有す
る。
る。
（１） 各スイッチング素子には直流電源１をコンデン
サ3,4で分圧した電圧しかかからないため、直流電源１
の電圧に比べて低い耐圧の素子が使用できる。
サ3,4で分圧した電圧しかかからないため、直流電源１
の電圧に比べて低い耐圧の素子が使用できる。
（２） ２つのスイッチング素子が交互にオンオフ（一
般的には180°の位相差をもたせる）するため、リアク
トル９の両端にかかる電圧の周波数は各スイッチング素
子の動作周波数の２倍となり、リアクトル９を小さくで
きる。
般的には180°の位相差をもたせる）するため、リアク
トル９の両端にかかる電圧の周波数は各スイッチング素
子の動作周波数の２倍となり、リアクトル９を小さくで
きる。
しかしながら、この種の従来例ではつぎの欠点がある。
（３） コンデンサ10の電圧、すなわち出力電圧の値は
直流電源１の電圧より高くすることはできない。
直流電源１の電圧より高くすることはできない。
（４） 通常、接地電位となる直流電源１の負極に対す
る負極電位がスイッチング素子６のオンオフに伴いコン
デンサ３の電圧分ステップ状に急変し、負荷回路に存在
する接地に対する漏洩キャパシタンスを通して電流が流
れ、これがノイズとなる不具合がある。
る負極電位がスイッチング素子６のオンオフに伴いコン
デンサ３の電圧分ステップ状に急変し、負荷回路に存在
する接地に対する漏洩キャパシタンスを通して電流が流
れ、これがノイズとなる不具合がある。
さて、電気車用補助直流電源等としてチョッパ装置を適
用する場合においては、入力電圧の変動範囲が通常DC90
0〜1800ボルトと大きいため、従来例の２重降圧チョッ
パ装置の如く入力電圧よりも高い出力電圧が得られない
装置では、負荷が大容量のものの適用において所要電流
値が増加して装置が大型化する問題があった。
用する場合においては、入力電圧の変動範囲が通常DC90
0〜1800ボルトと大きいため、従来例の２重降圧チョッ
パ装置の如く入力電圧よりも高い出力電圧が得られない
装置では、負荷が大容量のものの適用において所要電流
値が増加して装置が大型化する問題があった。
また、信号機器への誘導ノイズ障害を防ぐために、負荷
回路の大地に対する電位変動を極力低減することによ
り、対地キャパシタンスを通して高調波電流が流出する
のを防止する必要があるが、前述した如く従来例の２重
降圧チョッパ装置ではスイッチング素子のオンオフによ
り、入力電圧の（1/2）の急峻かつ大きな電位変動があ
るため問題であった。
回路の大地に対する電位変動を極力低減することによ
り、対地キャパシタンスを通して高調波電流が流出する
のを防止する必要があるが、前述した如く従来例の２重
降圧チョッパ装置ではスイッチング素子のオンオフによ
り、入力電圧の（1/2）の急峻かつ大きな電位変動があ
るため問題であった。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであっ
て、その目的とするところは、出力電圧の値を入力電圧
に対して高くも低くも自由に設定でき、負荷回路の対地
電位がステップ状に変化せず、かつ従来例と同等の簡便
な回路構成をなす装置を提供することにある。
て、その目的とするところは、出力電圧の値を入力電圧
に対して高くも低くも自由に設定でき、負荷回路の対地
電位がステップ状に変化せず、かつ従来例と同等の簡便
な回路構成をなす装置を提供することにある。
しかして本発明は、入力の直流電圧に３つのコンデンサ
の第１の直列回路と、２つのスイッチング素子の間にリ
アクトルを挿入した第２の直列回路を並列に接続し、そ
の中間のコンデンサの両端とリアクトルの両端とを２つ
のダイオードを介して接続し、この中間のコンデンサの
両端から負荷を取り出すよう構成してなるものである。
の第１の直列回路と、２つのスイッチング素子の間にリ
アクトルを挿入した第２の直列回路を並列に接続し、そ
の中間のコンデンサの両端とリアクトルの両端とを２つ
のダイオードを介して接続し、この中間のコンデンサの
両端から負荷を取り出すよう構成してなるものである。
かかる構成により、前述した如き目的を達成し得る昇降
圧可能な格別な装置を実現したものである。
圧可能な格別な装置を実現したものである。
以下、本発明を図面に基づいてさらに詳細説明する。
第１図および第２図は第４図および第５図に類して表し
た本発明の一実施例の要部構成およびその各部波形を示
すもので、２′,9′はリアクトル、３′,4′,10′はコ
ンデンサ、５′,6′はスイッチング素子、７′,8′はダ
イオード、G1′，G2′はスイッチング素子５′,6′のゲ
ート信号、V1′，I1′はリアクトル９′の電圧，電流、
VO′はコンデンサ10′の電圧である。図中、第４図およ
び第５図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
た本発明の一実施例の要部構成およびその各部波形を示
すもので、２′,9′はリアクトル、３′,4′,10′はコ
ンデンサ、５′,6′はスイッチング素子、７′,8′はダ
イオード、G1′，G2′はスイッチング素子５′,6′のゲ
ート信号、V1′，I1′はリアクトル９′の電圧，電流、
VO′はコンデンサ10′の電圧である。図中、第４図およ
び第５図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
すなわち、第１図の回路構成においては特に、直流電源
１に、スイッチング素子５′，リアクトル９′およびス
イッチング素子６′の直列回路と、コンデンサ３′,1
0′,4′の直列回路とが並列接続される。また、コンデ
ンサ10′の両端とリアクトル９′の両端とはダイオード
７′,8′を介して図示の如き接続をなし、コンデンサ1
0′の両端と負荷11が接続された構成をなすものであ
る。
１に、スイッチング素子５′，リアクトル９′およびス
イッチング素子６′の直列回路と、コンデンサ３′,1
0′,4′の直列回路とが並列接続される。また、コンデ
ンサ10′の両端とリアクトル９′の両端とはダイオード
７′,8′を介して図示の如き接続をなし、コンデンサ1
0′の両端と負荷11が接続された構成をなすものであ
る。
ここで、コンデンサ３′,4′,10′は通常のチョッパ動
作の１サイクルでは電圧が殆ど変化しないような大容量
のものである。
作の１サイクルでは電圧が殆ど変化しないような大容量
のものである。
さらに、かような回路構成のものの機能はつぎの如くで
ある。
ある。
まず第２図（ａ）に示した場合、したがって直流電源１
の電圧VDがコンデンサ10′の電圧（出力電圧）VO′より
高い場合に、コンデンサ３′,4′の電圧は〔（VD＋
VO′）/2〕であり、いま時刻T0でスイッチング素子５′
がオンしたとすると、 コンデンサ３′→スイッチング素子５′→リアクトル
９′→ダイオード８′→コンデンサ10′（負荷11）→コ
ンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′にはコンデンサ
３′,10′の電圧とインダクタンスＬで決まる勾配、す
なわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′にエネルギーが蓄えられる。
の電圧VDがコンデンサ10′の電圧（出力電圧）VO′より
高い場合に、コンデンサ３′,4′の電圧は〔（VD＋
VO′）/2〕であり、いま時刻T0でスイッチング素子５′
がオンしたとすると、 コンデンサ３′→スイッチング素子５′→リアクトル
９′→ダイオード８′→コンデンサ10′（負荷11）→コ
ンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′にはコンデンサ
３′,10′の電圧とインダクタンスＬで決まる勾配、す
なわち に従って電流が増加しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′にエネルギーが蓄えられる。
またこのとき、 直流電源１→リアクトル２′→コンデンサ３′→コンデ
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ４′→直流電源１ の経路で、入力となる直流電源１から電力が供給され
る。
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ４′→直流電源１ の経路で、入力となる直流電源１から電力が供給され
る。
時刻T1でスイッチング素子５′がオフすると、 リアクトル９′→ダイオード８′→コンデンサ10′（負
荷11）→ダイオード７′→リアクトル９′ の閉回路が構成され、リアクトル９′の両端には電圧
VO′と等しい電圧がダイオード８′との接続点側を正極
として発生し、リアクトル９′には〔（di/dt）＝
（VO′/L）〕に従って電流が減少しながら流れ、リアク
トル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流
電源１から電力が供給されるのは期間（T0〜T1）と同様
である。
荷11）→ダイオード７′→リアクトル９′ の閉回路が構成され、リアクトル９′の両端には電圧
VO′と等しい電圧がダイオード８′との接続点側を正極
として発生し、リアクトル９′には〔（di/dt）＝
（VO′/L）〕に従って電流が減少しながら流れ、リアク
トル９′に蓄えられた電力を放出する。このとき、直流
電源１から電力が供給されるのは期間（T0〜T1）と同様
である。
期間（T0〜T1）においては、コンデンサ10′，負荷11が
コンデンサ３′から電力を供給されることになるため、
コンデンサ10′の容量と負荷11の量に応じてコンデンサ
10′の電圧VO′、すなわち出力電圧が上昇する方向にあ
る。一方、期間（T1〜T2）においてはリアクトル９′が
コンデンサ10′，負荷11に対して電力を供給するため、
電圧VO′は下降する方向にある。よって、時刻T0→時刻
T1→時刻T2の期間を通して電圧VO′は最高上昇時の電圧
と最低下降時の電圧の平均値に制御される。また、時刻
T2以降の期間においてはスイッチング素子６′とコンデ
ンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
コンデンサ３′から電力を供給されることになるため、
コンデンサ10′の容量と負荷11の量に応じてコンデンサ
10′の電圧VO′、すなわち出力電圧が上昇する方向にあ
る。一方、期間（T1〜T2）においてはリアクトル９′が
コンデンサ10′，負荷11に対して電力を供給するため、
電圧VO′は下降する方向にある。よって、時刻T0→時刻
T1→時刻T2の期間を通して電圧VO′は最高上昇時の電圧
と最低下降時の電圧の平均値に制御される。また、時刻
T2以降の期間においてはスイッチング素子６′とコンデ
ンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
このようなモードでの動作は従来例と同様である。
つぎに、直流電源１の電圧VDがコンデンサ10′の電圧
（出力電圧）VO′より低い場合を第２図（ｂ）により詳
述する。
（出力電圧）VO′より低い場合を第２図（ｂ）により詳
述する。
時刻T4でスイッチング素子５′がオンし、このときには
スイッチング素子６′は既にオンしているので、 コンデンサ３′→スイッチング素子５′→リアクトル
９′→スイッチング素子６′→コンデンサ４′→コンデ
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′には〔（di/dt）
＝（VD/L）〕に従って電流が増加しながら流れ、負荷に
電力を供給しつつリアクトル９′に電力が蓄えられる。
この動作はコンデンサ10′の電圧VO′すなわち出力電圧
の値とは関係なく行われる。
スイッチング素子６′は既にオンしているので、 コンデンサ３′→スイッチング素子５′→リアクトル
９′→スイッチング素子６′→コンデンサ４′→コンデ
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′には〔（di/dt）
＝（VD/L）〕に従って電流が増加しながら流れ、負荷に
電力を供給しつつリアクトル９′に電力が蓄えられる。
この動作はコンデンサ10′の電圧VO′すなわち出力電圧
の値とは関係なく行われる。
またこのとき、 直流電源１→リアクトル２′→コンデンサ３′→コンデ
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ４′→直流電源１ の経路で電力が供給される。
ンサ10′（負荷11）→コンデンサ４′→直流電源１ の経路で電力が供給される。
時刻T5でスイッチング素子６′がオフすると、 コンデンサ３′→スイッチング素子５′→リアクトル
９′→ダイオード８′→コンデンサ10′（負荷11）→コ
ンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′には に従って電流が減少しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′に蓄えられた電力を放出する。この
とき、直流電源１から電力が供給されるのは期間（T4〜
T5）と同様である。
９′→ダイオード８′→コンデンサ10′（負荷11）→コ
ンデンサ３′ の閉回路が構成され、リアクトル９′には に従って電流が減少しながら流れ、負荷に電力を供給し
つつリアクトル９′に蓄えられた電力を放出する。この
とき、直流電源１から電力が供給されるのは期間（T4〜
T5）と同様である。
期間（T4〜T5），（T5〜T6）を通して電圧VO′が最低下
降時の電圧と最高上昇時の電圧の平均値に制御されるの
は、第２図（ａ）に示した場合と同様となる。また、時
刻T6以降の期間においては、スイッチング素子６′とコ
ンデンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
降時の電圧と最高上昇時の電圧の平均値に制御されるの
は、第２図（ａ）に示した場合と同様となる。また、時
刻T6以降の期間においては、スイッチング素子６′とコ
ンデンサ４′をもって同様の動作が繰り返される。
ここで、第２図（ａ）に示す場合にスイッチング素子
５′のオン期間すなわち時間（T0→T1）をT,時間（T0→
T2）をＴ′（通常一定値）として、直流電源１の電圧VD
と出力電圧の関係は で表わされる。よって、 となるようにＴを制御することにより、希望する出力電
圧を得ることができる。
５′のオン期間すなわち時間（T0→T1）をT,時間（T0→
T2）をＴ′（通常一定値）として、直流電源１の電圧VD
と出力電圧の関係は で表わされる。よって、 となるようにＴを制御することにより、希望する出力電
圧を得ることができる。
また、第２図（ｂ）に示す場合も同様にして、スイッチ
ング素子５′のオン期間すなわち時間（T4→T7）をT,時
間（T4→T6）をＴ′として、電圧VDと電圧VO′の関係を
表わすと、次式のようになる。
ング素子５′のオン期間すなわち時間（T4→T7）をT,時
間（T4→T6）をＴ′として、電圧VDと電圧VO′の関係を
表わすと、次式のようになる。
よって、 となり、同様にＴを制御すると、希望する電圧VO′を得
ることができる。
ることができる。
かくの如き第１図の回路動作によるも、動作の全期間を
通してコンデンサ10′（負荷11）のダイオード８′側端
子の直流電源１の負荷に対する電位は、コンデンサ４′
の両端電圧と同じく、すなわち〔（VD＋VO′）/2〕を有
し、ステップ状に急変することはない。
通してコンデンサ10′（負荷11）のダイオード８′側端
子の直流電源１の負荷に対する電位は、コンデンサ４′
の両端電圧と同じく、すなわち〔（VD＋VO′）/2〕を有
し、ステップ状に急変することはない。
第３図は本発明の他の実施例の要部構成を示すもので、
３″,4″,10″はコンデンサ、５″,6″はスイッチング
素子、７″,8″はダイオード、９″はリアクトルであ
る。図中、第４図および第１図と同符号のものは同じ構
成部分を示す。
３″,4″,10″はコンデンサ、５″,6″はスイッチング
素子、７″,8″はダイオード、９″はリアクトルであ
る。図中、第４図および第１図と同符号のものは同じ構
成部分を示す。
すなわち、この他の実施例の回路構成においては、コン
デンサ10″の両端電圧が第１図および第２図に示した実
施例のものと逆極性になること、コンデンサ３″,4″の
電圧が〔（VD＋VO″）/2〕で表わされ、（VD＜VO″）の
期間には極性が反転する相違点を有するものの、動作は
ほぼ同様であること明らかである。
デンサ10″の両端電圧が第１図および第２図に示した実
施例のものと逆極性になること、コンデンサ３″,4″の
電圧が〔（VD＋VO″）/2〕で表わされ、（VD＜VO″）の
期間には極性が反転する相違点を有するものの、動作は
ほぼ同様であること明らかである。
よって、構成によるものは、コンデンサ３″,4″に印加
される電圧は非常に小さな値とすることができ、両極性
のコンデンサを使用することにより装置を小型・軽量化
できる。
される電圧は非常に小さな値とすることができ、両極性
のコンデンサを使用することにより装置を小型・軽量化
できる。
以上説明したように本発明によれば、従来の２重降圧チ
ョッパと同等の簡便な回路構成による昇降圧可能な直流
直流変換装置を提供できる。
ョッパと同等の簡便な回路構成による昇降圧可能な直流
直流変換装置を提供できる。
また、本発明において負荷回路の直流電源の負極に対す
る電位は、スイッチング素子のオンオフに関係せずステ
ップ状の急変がなく、対地キャパシタンスを通しての高
調波ノイズの発生が少ない装置を実現できる。さらにま
た、２つのスイッチング素子の動作は互いに位相をずら
せて交互にスイッチングさせるとは変わりなく、前述の
従来例の利点を損うものでない。
る電位は、スイッチング素子のオンオフに関係せずステ
ップ状の急変がなく、対地キャパシタンスを通しての高
調波ノイズの発生が少ない装置を実現できる。さらにま
た、２つのスイッチング素子の動作は互いに位相をずら
せて交互にスイッチングさせるとは変わりなく、前述の
従来例の利点を損うものでない。
なお、本説明においてはスイッチング素子としてGTOの
図示例によるものであるが、本発明はこれにとらわれる
ことなく、トランジスタ,FET等の他のスイッチング素子
でも何らさしつかえなく適用可能なことは言うまでもな
い。
図示例によるものであるが、本発明はこれにとらわれる
ことなく、トランジスタ,FET等の他のスイッチング素子
でも何らさしつかえなく適用可能なことは言うまでもな
い。
第１図および第２図は本発明の一実施例の要部構成を示
す回路図およびその各部波形を示す波形図、第３図は本
発明の他の実施例の要部構成を示す回路図、第４図およ
び第５図は公知の２重降圧チョッパを説明するため示し
た回路図およびその各部波形を示す波形図である。 １……直流電源、2,9,2′,9′,9″……リアクトル、3,
4,10,3′,4′,10′,3″,4″,10″……コンデンサ、5,6,
5′,6′,5″,6″……スイッチング素子、7,8,7′,8′,
7″,8″……ダイオード、11……負荷。
す回路図およびその各部波形を示す波形図、第３図は本
発明の他の実施例の要部構成を示す回路図、第４図およ
び第５図は公知の２重降圧チョッパを説明するため示し
た回路図およびその各部波形を示す波形図である。 １……直流電源、2,9,2′,9′,9″……リアクトル、3,
4,10,3′,4′,10′,3″,4″,10″……コンデンサ、5,6,
5′,6′,5″,6″……スイッチング素子、7,8,7′,8′,
7″,8″……ダイオード、11……負荷。
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源の正極負極間に第１のリアクトル
と第１のスイッチング素子と第２のリアクトルと第２の
スイッチング素子とを直列に接続し、前記第２のリアク
トルの負極正極間に第１のダイオードと第１のコンデン
サと第２のダイオードを直列に接続し、前記第１のスイ
ッチング素子の正極と第１のコンデンサの負極との間に
第２のコンデンサをかつ第２のスイッチング素子の負極
と第１のコンデンサの正極との間に第３のコンデンサを
接続するとともに、前記第１のコンデンサの両端に負荷
を接続したことを特徴とする昇降圧チョッパ装置。 - 【請求項２】直流電源の正極負極間に第１のリアクトル
と第１のスイッチング素子と第２のリアクトルと第２の
スイッチング素子とを直列に接続し、前記第２のリアク
トルの負極正極間に第１のダイオードと第１のコンデン
サと第２のダイオードを直列に接続し、前記第１のスイ
ッチング素子の正極と第１のコンデンサの正極との間に
第２のコンデンサをかつ第２のスイッチング素子の負極
と第１のコンデンサの負極との間に第３のコンデンサを
接続するとともに、前記第１のコンデンサの両端に負荷
を接続したことを特徴とする昇降圧チョッパ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216857A JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
| US07/566,085 US5059887A (en) | 1989-08-23 | 1990-08-10 | Step-up and step-down chopper device |
| EP90309099A EP0414465B1 (en) | 1989-08-23 | 1990-08-20 | Step-up and step-down chopper device |
| DE69009122T DE69009122T2 (de) | 1989-08-23 | 1990-08-20 | Aufwärts und abwärts Zerhacker. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1216857A JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0382364A JPH0382364A (ja) | 1991-04-08 |
| JPH06103984B2 true JPH06103984B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=16694997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1216857A Expired - Fee Related JPH06103984B2 (ja) | 1989-08-23 | 1989-08-23 | 昇降圧チョッパ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5059887A (ja) |
| EP (1) | EP0414465B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06103984B2 (ja) |
| DE (1) | DE69009122T2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5208741A (en) * | 1991-03-28 | 1993-05-04 | General Electric Company | Chopper circuit for dynamic braking in an electric power conversion system |
| SE500589C2 (sv) * | 1992-10-22 | 1994-07-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Boost-konverter med låga förluster genom begränsad backström i huvuddioden |
| US5502630A (en) * | 1994-07-19 | 1996-03-26 | Transistor Devices, Inc. | Power factor corrected rectification |
| US6002603A (en) * | 1999-02-25 | 1999-12-14 | Elliott Energy Systems, Inc. | Balanced boost/buck DC to DC converter |
| JP3888895B2 (ja) * | 2001-12-21 | 2007-03-07 | 富士通株式会社 | 正負電源発生装置および半導体装置 |
| US20090039711A1 (en) * | 2007-08-08 | 2009-02-12 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators |
| EP2151911A1 (de) * | 2008-08-06 | 2010-02-10 | ABB Schweiz AG | DC/DC-Wandler |
| WO2010115713A2 (de) * | 2009-04-07 | 2010-10-14 | Abb Schweiz Ag | Dc/dc-wandler |
| JP5766640B2 (ja) * | 2012-03-16 | 2015-08-19 | 株式会社東芝 | 電気車制御装置 |
| CN105763056A (zh) * | 2016-02-19 | 2016-07-13 | 京东方科技集团股份有限公司 | 直流变换器 |
| CN113424423B (zh) * | 2019-02-25 | 2024-05-14 | 三菱电机株式会社 | 双降压斩波器电路 |
| TWI708472B (zh) * | 2020-03-31 | 2020-10-21 | 義守大學 | 換流裝置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3808511A (en) * | 1969-03-26 | 1974-04-30 | Nasa | Load insensitive electrical device |
| JPS5840913B2 (ja) * | 1978-11-16 | 1983-09-08 | 横河電機株式会社 | 一般化ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
| GB2094076B (en) * | 1981-02-27 | 1984-05-02 | Marconi Co Ltd | Dc to dc converters |
| JPS5976170A (ja) * | 1982-10-21 | 1984-05-01 | Mitsubishi Electric Corp | チヨツパ装置 |
| SU1073860A1 (ru) * | 1982-12-31 | 1984-02-15 | Киевский Ордена Ленина Политехнический Институт Им.50-Летия Великой Октябрьской Социалистической Революции | Двухканальный преобразователь напр жени |
| DE3316251A1 (de) * | 1983-05-04 | 1984-11-08 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung |
| US4622511A (en) * | 1985-04-01 | 1986-11-11 | Raytheon Company | Switching regulator |
-
1989
- 1989-08-23 JP JP1216857A patent/JPH06103984B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-08-10 US US07/566,085 patent/US5059887A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-20 DE DE69009122T patent/DE69009122T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-20 EP EP90309099A patent/EP0414465B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0414465B1 (en) | 1994-05-25 |
| EP0414465A3 (en) | 1991-03-27 |
| EP0414465A2 (en) | 1991-02-27 |
| DE69009122T2 (de) | 1994-10-13 |
| DE69009122D1 (de) | 1994-06-30 |
| US5059887A (en) | 1991-10-22 |
| JPH0382364A (ja) | 1991-04-08 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |