JPH05219738A

JPH05219738A - 多重出力スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH05219738A
Application number: JP4022382A
Authority: JP
Inventors: Hajime Asano; 一浅野
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-02-07
Filing date: 1992-02-07
Publication date: 1993-08-27

Abstract

(57)【要約】【目的】多重出力スイッチングレギュレータの負出力
回路特有の電圧降下分を小さくすることにより、正負出
力電圧のふぞろいを解決し、かつ電圧変換効率を高くす
る。【構成】スイッチ素子ＭＯＳＦＥＴ１２がスイッチン
グ制御回路１５のドライブで、コイル１１を介して直流
電源をスイッチングすることにより交流出力を得る。こ
の交流出力をチャージポンプ回路２を構成するスイッチ
ング制御回路１５により制御されるスイッチ素子ＭＯＳ
ＦＥＴ２３と、ダイオードおよびチャージポンプ用コン
デンサ２１により負出力に変換し、また交流出力をダイ
オード１３により正出力に変換し安定制御する。ＭＯＳ
ＦＥＴ１２にＭＯＳＦＥＴ２３が同期してオン／オフす
ることにより、変換効率の高い、正負出力のふぞろいの
ない多重出力スイッチングレギュレータが実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数の安定化した直流
電圧を出力する多重出力スイッチングレギュレータに関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電池動作可能な電子機器が増えて
おり、単一の直流電圧より、効率よく別の直流電圧値に
変換するスイッチングレギュレータが求められている。
特に、複数の安定化した直流電圧を出力する多重出力ス
イッチングレギュレータの需要が多い。従来、この種の
多重出力スイッチングレギュレータは、雑誌「無線と実
験」１９８３年１０月号第１３２頁第１１図に示すよう
な構成が一般であった。

【０００３】以下に従来の多重出力スイッチングレギュ
レータについて説明する。図５は従来の多重出力スイッ
チングレギュレータの構成図を示すものである。図に示
すように、構成として大きくは昇圧型スイッチングレギ
ュレータ回路３とチャージポンプ回路４の二つのブロッ
クからなり、昇圧型スイッチングレギュレータ回路３
は、コイル３１と、スイッチングトランジスタ３２と、
整流用のダイオード３３と、平滑用のコンデンサ３４
と、スイッチング制御回路３５からなる。また、チャー
ジポンプ回路４は、チャージポンプ用のコンデンサ４１
と、コンデンサ４１の充放電切り換え用のダイオード４
２と、整流用のダイオード４３と、平滑用のコンデンサ
４４からなる。チャージポンプ回路４は、昇圧型スイッ
チングレギュレータ回路３のスイッチングトランジスタ
３２のコレクタ端子に接続される。

【０００４】上記構成において、入力端子３６に正の直
流電圧を加え、スイッチング制御回路３５の作用により
スイッチングトランジスタ３２が導通（以降オンと略
す）すると、コイル３１に入力電圧が加わり、電力が蓄
積されていく。スイッチング制御回路３５の作用により
スイッチングトランジスタ３２が遮断（以降オフと略
す）すると、コイル３１に逆起電力が発生し、整流用の
ダイオード３３の陽極の電位は入力端子３６の電位より
高くなる。この昇圧された電圧はダイオード３３を通じ
て、正出力が出力端子３７に出力される。コンデンサ３
４は、出力端子３７に現れる電圧の平滑用であり、スイ
ッチングトランジスタ３２がオフしている間は、コンデ
ンサ３４は充電され、スイッチングトランジスタ３２が
オンしている間は、充電した電荷を出力端子３７を通じ
て負荷に放電する。

【０００５】チャージポンプ用のコンデンサ４１は、ス
イッチングトランジスタ３２がオフしている間にダイオ
ード４２を介して充電され、スイッチングトランジスタ
３２がオンすると、ダイオード４２はオフし、整流用の
ダイオード４３がオンするので、コンデンサ４１はチャ
ージポンプ用のコンデンサとして動作し充電していた電
荷をコンデンサ４４を充電し、負電圧として出力端子４
５に出力する。コンデンサ４４は、出力端子４５に現れ
る電圧の平滑用であり、ダイオ−ド４２がオフしている
間は、ダイオード４３がオンしており、コンデンサ４４
は充電され、ダイオード４２がオンしている間は、ダイ
オード４３がオフしており、コンデンサ４４は充電した
電荷を出力端子４５を通じて負荷に放電する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、スイッチ素子としてスイッチングトランジ
スタ３２、ダイオード４２を用いておりこれらが電圧降
下の比較的大きな素子であるため、正出力の出力端子３
７の出力電圧値に比べて、負出力の出力端子４５の出力
電圧の絶対値が、概ねスイッチングトランジスタ３２の
コレクタ−エミッタ間飽和電圧分とダイオード４２の順
方向電圧分だけ低下し、用途によっては無視できない程
度の出力電圧のふぞろいとなる。例えば、正出力の出力
端子３７より出力電圧をスイッチング制御回路３５にフ
ィードバックし、スイッチング制御回路３５の作用によ
り、出力端子３７に現れる電位を＋５．０Ｖに安定化し
たと仮定する。ダイオード３３とダイオード４３に同じ
素子を用い、順方向電圧を両者でそろえ、かつダイオー
ド４２は順方向電圧の典型値０．６Ｖの素子とし、スイ
ッチングトランジスタ３２のコレクタ−エミッタ間飽和
電圧が典型値０．２Ｖをとるものと仮定すれば、負出力
の出力端子４５に現れる電位は５．０Ｖよりおよそ０．
６Ｖ＋０．２Ｖ＝０．８Ｖ下回った絶対値をとり、約−
４．２Ｖとなり、正負出力電圧値が約１６％ふぞろいと
なる。このふぞろいの度合は、出力電圧値を小さくすれ
ばする程顕著となるともに変換効率が低下するという問
題点を有していた。

【０００７】本発明は上記課題に留意し、変換効率が高
く、電圧値のそろった正負電圧を出力する多重出力スイ
ッチングレギュレータを提供することを目的としてい
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の多重出力スイッチングレグレータは、第１の
発明として直流電源をコイルまたはトランスを介してス
イッチングして交流出力を得る第１のスイッチ素子と、
この交流出力を第１のコンデンサを介して整流する第１
の整流素子と、第１のコンデンサをチャージポンプ用コ
ンデンサとして第２のコンデンサを充電する第２のスイ
ッチ素子と、第１、第２のスイッチ素子を同期してオン
／オフ制御する制御手段と、交流出力を整流して第３の
コンデンサを充電する第２の整流素子と、この第３のコ
ンデンサへの充電電圧を一定に制御する安定化手段とを
具備し、第２、第３のコンデンサのそれぞれの端子間を
電源出力とするようにした多重出力スイッチングレギュ
レータである。

【０００９】また第２の発明として、第１の発明の第１
の整流素子と第２のスイッチ素子を入れ換えた構成、す
なわち直流電源をコイルまたはトランスを介してスイッ
チングして交流出力を得る第１のスイッチ素子と、この
交流出力を第１のコンデンサを介して整流する第２のス
イッチ素子と、この第１のコンデンサをチャージポンプ
用コンデンサとして第２のコンデンサを充電する第１の
整流素子と、第１、第２のスイッチ素子を同期してオン
／オフ制御する制御手段と、交流出力を整流して第３の
コンデンサを充電する第２の整流素子と、この第３のコ
ンデンサへの充電電圧を一定に制御する安定化手段とを
具備し、第２、第３のコンデンサのそれぞれの端子間を
電源出力とするようにした多重出力スイッチングレギュ
レータである。

【００１０】

【作用】上記構成の本発明の多重出力スイッチングレグ
レータは、第１のスイッチ素子のスイッチングにより出
力される交流出力を、第１の整流素子により整流し正出
力を出力し、負出力を第１の整流素子及び第２のスイッ
チ素子によりチャージポンプ用コンデンサである第１の
コンデンサを介して出力するものである。第２のスイッ
チ素子は第１のスイッチ素子と同期してオン／オフする
ので整流素子として動作すると共に、スイッチ素子であ
るため単なる整流素子に比べてオン時に低抵抗で導通さ
せることができるので、整流素子による電圧降下が軽減
される。これにより変換効率の向上と、正負の出力電圧
値が同一の場合にその出力電圧のばらつきが少なくな
る。

【００１１】

【実施例】（実施例１）以下本発明の第１の実施例につ
いて図面を参照しながら説明する。図１において、構成
として大きくふたつのブロックからなり、１は昇圧型ス
イッチングレギュレータ回路、２はチャージポンプ回路
であり、チャージポンプ回路２は第１のスイッチ素子と
してのＭＯＳＦＥＴ１２のドレーン端子に接続される。
昇圧型スイッチングレギュレータ回路１は、チョークコ
イルなどのインダクタンスを有するコイル１１を入力電
圧を受ける入力部に配し、導通時に低抵抗となるＭＯＳ
ＦＥＴ１２を低オン抵抗スイッチ素子として配し、第３
の整流素子としての整流用のダイオード１３と、第３の
コンデンサとしての平滑用のコンデンサ１４を出力部に
配し、制御手段としてのスイッチング制御回路１５を備
え、その出力でＭＯＳＦＥＴ１２のオン／オフを制御し
ている。チャージポンプ回路２は、第１のコンデンサ
としてのチャージポンプ用のコンデンサ２１をＭＯＳＦ
ＥＴ１２のスイッチング電圧を受ける入力部に配し、チ
ャージポンプ用のコンデンサ２１の充放電を切り換える
ための第１の整流素子としてのダイオード２２を配し、
整流機能を行うための第２のスイッチ素子としての低オ
ン抵抗スイッチ素子としてのＭＯＳＦＥＴ２３と、第２
のコンデンサとしての平滑用のコンデンサ２４を出力部
に配している。またスイッチング制御回路１５の出力を
抵抗ネットワーク３０を介してＭＯＳＦＥＴ２３のゲー
ト端子に接続し、ＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２３
とが同期して同時にオン／オフする、すなわち同極性で
動作するようにしたものである。

【００１２】上記構成において動作を説明する。まず、
昇圧型スイッチングレギュレータ回路１の動作を説明す
る。入力端子１６に正の直流電圧を加え、スイッチング
制御回路１５からの信号が高電位（以降「ＨＩＧＨ」と
記す）になり、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンすると、コイル
１１に入力電圧が加わり、電力が蓄積されていく。スイ
ッチング制御回路１５からの信号が低電位（以降「ＬＯ
Ｗ」と記す）になり、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフすると、
コイル１１に逆起電力が発生し、整流用のダイオード１
３の陽極の電位は入力端子１６の電位より高くなる。こ
の昇圧された電圧はダイオード１３を通じて正出力とし
て出力端子１７に出力される。コンデンサ１４は出力端
子１７に現れる電圧の平滑用であり、ＭＯＳＦＥＴ１２
がオフしている間はコンデンサ１４は充電され、ＭＯＳ
ＦＥＴ１２がオンしている間は充電した電荷を正出力と
して出力端子１７を通じて負荷に放電する。

【００１３】つぎに、チャージポンプ回路２の動作を説
明する。チャージポンプ用のコンデンサ２１は、ＭＯＳ
ＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２３がオフしている間に充電
され、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンするとダイオード２２が
オフし、ＭＯＳＦＥＴ２３がオンするので、充電した電
荷を負電圧として出力端子２５に出力する。コンデンサ
２４は出力端子２５に現れる電圧の平滑用であり、ＭＯ
ＳＦＥＴ２３がオンしている間は充電され、ＭＯＳＦＥ
Ｔ２３がオフしている間に充電した電荷を負出力として
出力端子２５を通じて負荷に放電する。

【００１４】つぎに、抵抗ネットワーク３０の動作につ
いて説明する。抵抗ネットワーク３０は、ＭＯＳＦＥＴ
１２とＭＯＳＦＥＴ２３を同時にオン／オフさせるため
の構成であり、スイッチング制御回路１５からの信号と
ＭＯＳＦＥＴ２３のソース端子の間の電位差を分圧し、
ＭＯＳＦＥＴ２３のゲート端子に与えるようにしてなる
ものである。スイッチング制御回路１５からの信号が
「ＨＩＧＨ」である時、上記の分圧した電圧、すなわち
ＭＯＳＦＥＴ２３のゲートソース間電圧がＭＯＳＦＥＴ
２３のカットオフ電圧値を十分に超えるように、またス
イッチング制御回路１５からの信号が「ＬＯＷ」である
時、この分圧した電圧、すなわちＭＯＳＦＥＴ２３のゲ
ートソース間電圧が、ＭＯＳＦＥＴ２３のカットオフ電
圧値を十分に下回るように作用し、このようにして、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２３とを同時にオン／オ
フさせている。

【００１５】上記の構成により、正出力と負出力の電圧
値のふぞろいが小さくなることを説明する。従来例の図
５の構成において試算したものと同様に、正出力として
の出力端子１７より出力電圧をスイッチング制御回路１
５にフィードバックし、スイッチング制御回路１５の作
用により、出力端子１７に現れる電位を＋５．０Ｖに安
定化したものと仮定する。ダイオード１３とダイオード
２２はいずれも順方向電圧が０．６Ｖであると仮定す
る。またＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２３はいずれ
もオン抵抗値が０．４Ωであると仮定する。この０．４
Ωという値は、例えば２ＳＫ１５７９という小型のＭＯ
ＳＦＥＴにゲートソース間電圧２Ｖ程度を加えたときの
典型値であり、現状での業界の標準的な値である。ま
た、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンしたときに流れる平均電流
を２５０ｍＡと仮定すると、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンし
たときの平均の電圧降下は０．４Ω×０．２５Ａ＝０．
１Ｖになる。また、ＭＯＳＦＥＴ２３がオンしたときに
流れる平均電流を２５０ｍＡと仮定すると、ＭＯＳＦＥ
Ｔ２３がオンしたときのドレーン−ソース間の平均電圧
降下は０．４Ω×０．２５Ａ＝０．１Ｖになる。

【００１６】正出力としての出力端子１７が５．０Ｖに
安定化されている場合、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレーン端
子には、ピーク電位５．０Ｖ＋０．６Ｖ＝５．６Ｖのス
イッチング波形が現れる。したがって、ＭＯＳＦＥＴ１
２がオフし、コンデンサ２１がダイオード２２を通じて
グラウンドに接続され、充電されるときには、コンデン
サ２１の両端子間には５．６Ｖ−０．６Ｖ＝５．０Ｖの
充電電圧が加わる。次に、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンし、
ダイオード２２がオフし、ＭＯＳＦＥＴ２３がオンした
ときには、コンデンサ２１に充電した５．０Ｖの電圧
を、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレーン端子、すなわち＋０．
１Ｖの電位よりＭＯＳＦＥＴ２３を経て負出力として出
力端子２５に出力する。したがって、出力端子２５に現
れる電位は、−５．０Ｖ＋０．１Ｖ＋０．１Ｖ＝−４．
８Ｖとなリ、正負出力電圧値のふぞろいは４％と非常に
小さいものとなる。さらに、ふぞろい度合を小さくする
場合には、よりオン抵抗の低いＭＯＳＦＥＴが入手でき
るのでそれらを用いるか、２ＳＫ１５７９クラスのＭＯ
ＳＦＥＴを複数個並列接続すればよい。また、コイル１
１のインダクタンス値を大きくすれば、ＭＯＳＦＥＴ１
２がオンしたときに流れる平均電流が減るので、ＭＯＳ
ＦＥＴ１２での平均の電圧降下がさらに減り、正負出力
電圧値のふぞろい度合がさらに小さくなる。またスイッ
チングの周波数を高くすれば、ＭＯＳＦＥＴ１２がオン
したときに流れる平均電流が減るので、ＭＯＳＦＥＴ１
２での平均の電圧が減り、正負出力電圧値のふぞろい度
合がさらに小さくなる。

【００１７】以上のように本実施例によれば、低オン抵
抗スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ
２３を配し、これらのドレーン端子間にチャージポンプ
用のコンデンサ２１を接続し、ＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯ
ＳＦＥＴ２３とが同時にオン／オフするための手段であ
る、抵抗ネットワーク３０を備えたので、電圧値のそろ
った正負電圧を出力することができる。また、低オン抵
抗のＭＯＳＦＥＴを二つ用いて、両素子での電圧降下が
小さくなるようにしているので電力変換効率も向上す
る。

【００１８】なお、低オン抵抗のスイッチ素子としては
ＭＯＳＦＥＴに限らず他の素子を用いてもよい。オン抵
抗が小さくなればなるほど、正負出力の電圧値のふぞろ
いが小さくなり電力効率が大きくなる。また、二つの低
オン抵抗スイッチ素子を同時にオン／オフする手段とし
ては、抵抗ネットワークに限らず他の分圧手段を用いて
もよく、分圧せず単なるレベルシフト回路としてもよ
い。

【００１９】（実施例２）以下本発明の第２の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。なお、第１の実施
例と同一の機能を有するものは同一番号を付している。
図２に示すように、構成として大きくは昇圧型スイッチ
ングレギュレータ回路１ａとチャージポンプ回路２ａの
二つのブロックからなり、昇圧型スイッチングレギュレ
ータ回路１ａは、コイル１１を入力電圧を受ける入力部
に配し、導通時に低抵抗が実現できるＭＯＳＦＥＴ１２
を低オン抵抗の第１のスイッチ素子として配し、第２の
整流素子としての整流用のダイオード１３と第３のコン
デンサとしての平滑用のコンデンサ１４を出力部に配
し、制御手段としてスイッチング制御回路１８とスイッ
チング制御回路１８の制御出力を２相クロックに変換す
る２相クロック変換回路１９を備え、図４に示す２相ク
ロック変換回路１９の一方のクロック１９５を低オン抵
抗ＭＯＳＦＥＴ１２のゲート端子に接続し、ＭＯＳＦＥ
Ｔ１２のオン／オフを制御している。

【００２０】チャージポンプ回路２ａは、チャージポン
プ用のコンデンサ２１をＭＯＳＦＥＴ１２のスイッチン
グ電圧を受ける入力部に配し、チャージポンプ用のコン
デンサ２１の充放電を切り換える第２のスイッチ素子と
しての低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴ２６を配し、第２の整
流素子としての整流用のダイオード２７と第２のコンデ
ンサとしての平滑用のコンデンサ２４を出力部に配して
いる。ＭＯＳＦＥＴ２６のゲート端子へは２相クロック
変換回路１９のもう一方のクロック１９６を接続し、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２６のオン／オフを制御している。チャージ
ポンプ回路２ａはＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン端子に接
続される。

【００２１】２相クロック変換回路１９は図３に示すよ
うにインバータ１９１を入力部に配し、ＮＯＲゲート１
９２とＮＯＲゲート１９３をフリップフロップ接続した
ものを出力部に配した論理素子によって構成したもので
あり、図４に示すようにスイッチング制御クロック１９
４から二つの出力であるクロック１９５とクロック１９
６が互いに「ＨＩＧＨ」になる重なり期間がないように
変換している。

【００２２】以上のように構成された多重出力スイッチ
ングレギュレータについて、以下その動作を説明する。
まず、２相クロック変換回路１９について説明する。図
４のように、スイッチング制御回路１８の出力であるス
イッチング制御クロック１９４が「ＬＯＷ」に変化する
と、インバータ１９１の作用により、クロック１９７が
「ＨＩＧＨ」に変化し、ＮＯＲゲート１９２の出力であ
るクロック１９５を「ＬＯＷ」に変化させる。クロック
１９５が「ＬＯＷ」に変化するのを待って、ＮＯＲゲー
ト１９３の出力であるクロック１９６が「ＨＩＧＨ」に
変化する。スイッチング制御クロック１９４が「ＨＩＧ
Ｈ」に変化すると、まず最初にＮＯＲゲート１９３の作
用により、クロック１９６が「ＬＯＷ」に変化し、それ
を待ってＮＯＲゲート１９２の作用により、クロック１
９５が「ＨＩＧＨ」に変化する。これが繰り返されて、
図４に示すタイミング図のようになる。このようにし
て、クロック１９５とクロック１９６とが同時に「ＨＩ
ＧＨ」になることがないようにしている。従って、ＭＯ
ＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２２が同時にオンとなる重
なり期間がないように制御でき、ＭＯＳＦＥＴ１２とＭ
ＯＳＦＥＴ２２が交互にオン／オフ制御され、逆極性で
動作している。。

【００２３】つぎに昇圧型スイッチングレギュレータ１
ａの動作を説明する。まず、入力端子１６に正の直流電
圧を加え、２相クロック変換回路１９のクロック１９５
が「ＨＩＧＨ」になり、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンする
と、コイル１１に入力電圧が加わり、電力が蓄積されて
いく。クロック１９５が「ＬＯＷ」になりＭＯＳＦＥＴ
１２がオフすると、コイル１１に逆起電力が発生し、整
流用のダイオード１３の陽極の電位は入力端子１６の電
位より高くなる。この昇圧された電圧はダイオード１３
を通じて、正出力として出力端子１７に出力される。コ
ンデンサ１４は、出力端子１７に現れる電圧の平滑用で
あり、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフしている間は、コンデン
サ１４は充電され、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンしている間
は、充電した電荷を正出力として出力端子１７を通じて
負荷に放電する。

【００２４】つぎに、チャージポンプ回路２ａの動作を
説明する。チャージポンプ用のコンデンサ２１は、ＭＯ
ＳＦＥＴ１２がオフし、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンしてい
る間に充電され、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンし、ＭＯＳＦ
ＥＴ２６がオフしている間に、整流用のダイオード２７
がオンするので充電していた電荷を、負電圧として出力
端子２５に出力する。前述したように、ＭＯＳＦＥＴ１
２とＭＯＳＦＥＴ２６が同時にオンする時点はないので
コンデンサ２１に充電していた電荷が、ダイオード２７
を介して負荷に放電する以外に無駄に放電することがな
いようにしている。コンデンサ２４は、出力端子２５に
現れる電圧の平滑用であり、ＭＯＳＦＥＴ２６がオフし
ている間は充電され、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンしている
間は、充電した電荷を負出力として出力端子２５を通じ
て負荷に放電する。

【００２５】上記の構成により、正出力と負出力の電圧
値のふぞろいが小さくなることを説明する。第１の実施
例で計算したように、正出力としての出力端子１７より
出力電圧をスイッチング制御回路１８にフィードバック
し、スイッチング制御回路１８の作用により正出力とし
て出力端子１７に現れる電位を＋５．０Ｖに安定化した
ものと仮定する。ダイオード１３とダイオード２７はと
もに順方向電圧が０．６Ｖであると仮定する。またＭＯ
ＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ２６はともにオン抵抗値が
０．４Ωであると仮定する。この０．４Ωという値は、
例えば２ＳＫ１７６４という小型のＭＯＳＦＥＴにゲー
トソース間電圧４Ｖを加えたときの典型値であり、現在
の業界の標準的な値である。また、ＭＯＳＦＥＴ１２が
オンしたときに流れる電流を２５０ｍＡと仮定すると、
ＭＯＳＦＥＴ１２がオンしたときのドレーンソース間の
平均の電圧降下は、０．４Ω×０．２５Ａ＝０．１Ｖに
なる。また、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンしたときに流れる
平均電流を２５０ｍＡと仮定すると、ＭＯＳＦＥＴ２６
がオンしたときのドレーンソース間の平均の電圧降下
は、０．４Ω×０．２５Ａ＝０．１Ｖになる。

【００２６】正出力としての出力端子１７が５．０Ｖに
安定化されている場合、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレーン端
子には、ピーク電位５．０Ｖ＋０．６Ｖ＝５．６Ｖのス
イッチング波形が現れる。従って、ＭＯＳＦＥＴ２６が
オンしたときには、コンデンサ２１の両端子間には５．
６Ｖ−０．１Ｖ＝５．５Ｖの充電電圧が加わる。つぎ
に、ＭＯＳＦＥＴ２６がオフした後すぐ、ＭＯＳＦＥＴ
１２がオンに至り、コンデンサ２１に充電した５．５Ｖ
の電圧を、＋０．１Ｖの電位より、ダイオード２７を通
じて、負出力として出力端子２５に出力する。従って、
出力端子２５に現れる電位は、−５．５Ｖ＋０．１Ｖ＋
０．６Ｖ＝−４．８Ｖとなり、正負出力電圧値のふぞろ
いは４％と非常に小さいものとなる。さらに、ふぞろい
度合を小さくする場合には、よりオン抵抗の低いＭＯＳ
ＦＥＴが入手できるので、それらを用いるか、２ＳＫ１
７６４クラスのＭＯＳＦＥＴを複数個並列接続すればよ
い。また、コイル１１のインダクタンス値を大きくすれ
ば、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンしたときに流れる平均電流
が減るので、ＭＯＳＦＥＴ１２での電圧降下がさらに減
り、正負出力電圧値のふぞろい度合がさらに小さくな
る。またスイッチングの周波数を高くすれば、ＭＯＳＦ
ＥＴ１２およびＭＯＳＦＥＴ２６に流れる平均電流が減
るので、正負出力電圧値のふぞろい度合がさらに小さく
なる。

【００２７】以上のように本実施例によれば、低オン抵
抗スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ
２７を配し、これらのドレーン端子間にチャージポンプ
用のコンデンサ２１を接続し、コンデンサ２１の両端子
が短絡する期間がないようにＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳ
ＦＥＴ２７をオン／オフ制御する２相クロック変換回路
１９を設けることにより、電圧値のそろった正負電圧を
出力することができる。また低オン抵抗のＭＯＳＦＥＴ
を二つ用いて、両素子での電圧降下が小さくできるの
で、多重出力スイッチングレギュレータの電力変換効率
も向上する。

【００２８】なお、低オン抵抗のスイッチ素子としては
ＭＯＳＦＥＴに限らず他の素子を用いてもよい。オン抵
抗が低くなればなるほど正負出力の電圧値のふぞろいが
小さくなり電力変換効率が大きくなる。また、同時にオ
ンする期間がないように、二つの低オン抵抗スイッチ素
子を制御する制御手段としては、２相クロック変換回路
のような論理回路を用いた手段に限らず、トランスを利
用したり、または二つの低オン抵抗スイッチ素子のカッ
トオフ電圧の違いを利用するなどのアナログ的手段でも
よい。

【００２９】また、第１第２の実施例ともチョークコイ
ルを用いた例で説明したが、トランスを用いても同様の
効果を有することは言うまでもない。

【００３０】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明の
多重出力スイッチングレギュレータは、直流電源をコイ
ルまたはトランスを介してスイッチングして交流出力を
得る第１のスイッチ素子と、この交流出力から第２のス
イッチ素子と第１の整流素子を含む昇圧型スイッチング
レギュレータ回路を用いて負出力を得る構成と、前記交
流出力から第２の整流素子により正出力を得る構成によ
り、変換効率の高く、かつ多出力で同電圧異極性の場合
に電圧値のそろった正負電圧を出力することができるも
のである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の多重出力スイッチング
レギュレータの構成を示すブロック図

【図２】本発明の第２の実施例の多重出力スイッチング
レギュレータの構成を示すブロック図

【図３】同実施例における多重出力スイッチングレギュ
レータに用いる２相クロック変換回路の論理回路図

【図４】同実施例における２相クロック変換回路の動作
を説明するためのタイミング図

【図５】従来の多重出力スイッチングレギュレータの構
成を示すブロック図

【符号の説明】

１昇圧型スイッチングレギュレータ回路２チャージポンプ回路１１コイル１２ＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチ素子）１３ダイオード（第２の整流素子）１４コンデンサ（第３のコンデンサ）１５スイッチング制御回路（制御手段）２１コンデンサ（第１のコンデンサ）２２ダイオード（第１の整流素子）２３ＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチ素子）２４コンデンサ（第２のコンデンサ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源をコイルまたはトランスを介して
スイッチングして交流出力を得る第１のスイッチ素子
と、前記交流出力を第１のコンデンサを介して整流する
第１の整流素子と、前記第１のコンデンサをチャージポ
ンプ用コンデンサとして第２のコンデンサを充電する第
２のスイッチ素子と、前記第１、第２のスイッチ素子を
同期してオン／オフ制御する制御手段と、前記交流出力
を整流して第３のコンデンサを充電する第２の整流素子
と、前記第３のコンデンサへの充電電圧を一定に制御す
る安定化手段とを具備し、前記第２、第３のコンデンサ
のそれぞれの端子間を電源出力とするようにした多重出
力スイッチングレギュレータ。
【請求項２】第１のスイッチ素子の両端を交流出力と
し、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に第２の整流素
子が前記交流出力を整流するとともに、制御手段が前記
第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を同極性で
オン／オフ制御するようにした請求項１記載の多重出力
スイッチングレギュレータ。
【請求項３】直流電源をコイルまたはトランスを介して
スイッチングして交流出力を得る第１のスイッチ素子
と、前記交流出力を第１のコンデンサを介して整流する
第２のスイッチ素子と、前記第１のコンデンサをチャー
ジポンプ用コンデンサとして第２のコンデンサを充電す
る第１の整流素子と、前記第１、第２のスイッチ素子を
同期してオン／オフ制御する制御手段と、前記交流出力
を整流して第３のコンデンサを充電する第２の整流素子
と、前記第３のコンデンサへの充電電圧を一定に制御す
る安定化手段とを具備し、前記第２、第３のコンデンサ
のそれぞれの端子間を電源出力とするようにした多重出
力スイッチングレギュレータ。
【請求項４】第１のスイッチ素子の両端を交流出力と
し、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に第２の整流素
子が前記交流出力を整流するとともに、制御手段による
第１、第２のスイッチ素子のオン／オフの極性が逆極性
であるようにした請求項３記載の多重出力スイッチング
レギュレータ。
【請求項５】制御手段に２相クロック変換回路を用いた
請求項４記載の多重出力スイッチングレギュレータ。